專利名稱：線性可變電壓二極管電容器和自適應匹配網絡的制作方法
技術領域：
本發(fā)明屬于電子和半導體電路領域。本發(fā)明的示例性應用為用于高頻電路，例如諸如蜂窩式電話電路的射頻電路。本發(fā)明的其他示例性應用是用于可調濾波器、用于功率放大器的動態(tài)調諧器、開關和電壓控制型振蕩器。

背景技術：
二極管電容器應用于廣闊范圍的電路中。對于可變電壓條件的非線性響應限制了某些應用中二極管電容器的有效性。在某些情況中，必須結合附加電路來處理該非線性。在其它情況中，該非線性可能限制電路的工作范圍。
作為例子，電壓可變(或可調)二極管電容器廣泛應用于高頻電子設計應用中。例如，蜂窩式電話電路在用于調諧的電壓控制振蕩器中采用電壓可變二極管電容器。電壓可變二極管電容器用在各種附加電路中，包括例如可調濾波器和高頻開關。將它們的實用性和性能折衷為用于建立隨施加于電容器的電壓非線性變化的可變電壓電容器的二極管的電容。隨著更高的信號電平，非線性引起內部調制和交叉調制失真。該失真可以限制電路性能。
在1975年vol.SC-10，no.1 IEEE J.of Solid-State Circuits，R.G.Meyer和M.Stephens的“Distortion in Variable Capacitance Diodes”中，討論了可變電容器二極管。這篇文章討論了兩個變容(電壓可變電抗)二極管的反并聯(lián)連接，以實現(xiàn)具有改善的線性的復合電壓可變電容器。在稱為突變結情況的特殊情況中，消除了非線性特性，并且得到的結構幾乎是完美的線性。然而，除該突變結的特殊情況之外，非線性消除不太有效，縮小了該技術的一般實用性。該突變結情況需要保持很大的dc偏壓范圍以實現(xiàn)很大的電容變化。
可變二極管電容器用于例如RF和微波電路中。這些電路也采用匹配網絡。使用自適應匹配網絡降低損耗保證RF和微波電路的進一步發(fā)展。例如，可以使用低損耗自適應匹配網絡來調諧功率放大器的匹配條件以動態(tài)優(yōu)化負載阻抗，以便在改變輸出功率和天線條件時提供最佳性能。自適應被動網絡的其它示例應用是用于可調濾波器、多波段無線電和可重新配置的RF系統(tǒng)。
典型的可變電容電路采用變容二極管進行調諧。這些電路的應用包括電壓控制振蕩器、可調濾波器、開關、相位轉換器和可調阻抗匹配網絡。非常希望在這些電路中實現(xiàn)低失真，尤其是對于像功率放大器的大信號應用。
一直在研究用于可變電容電路的一些選擇性策略。一個例子是基于微機電系統(tǒng)(MEMS)的電容器。MEMS電容器提供了非常高的質量因子(Q)以及極高的線性，但是需要非標準處理和封裝技術以及高控制電壓。另外，與基于半導體的解決方案相比，它們的可靠性和開關速度仍舊不好。提出的其他的基于電壓可變電介質的調諧技術表現(xiàn)出了制造性和性能的類似缺點。
考慮到這些綜合問題，變容二極管似乎是實現(xiàn)RF自適應性的符合邏輯的選擇。然而，它們固有的非線性行為使它們不能用于由高峰值與平均功率比率表征的現(xiàn)代通信標準，并且對于大多數(shù)有需要的應用來說，在感興趣的微波頻率方面，它們的相關Q因子通常太低了。
特別是，諸如多模無線電收發(fā)機和“識別無線電”的下一代無線系統(tǒng)要求利用RF自適應性的電路技術。自適應電路的一些例子包括可調濾波器、用于低噪聲和功率放大器的可調匹配網絡、以及多波段VCO。對于這些應用的理想的調諧元件將表現(xiàn)出極低的損耗、低的dc功率消耗、高線性、高電壓和高電流的強度、寬的調諧范圍、高可靠性、非常低的成本、低面積占用以及連續(xù)可調，同時具有高調諧速度。
當今一般將PIN二極管或GaAs假高電子遷移率晶體管(PHEMT)用于這些有挑戰(zhàn)的應用。然而，認為作為成本和性能敏感的應用是可接受的長期解決方案來說，這些解決方案太昂貴了，或者消耗了太多的dc功率。


發(fā)明內容
本發(fā)明提供一種高線性電壓可變二極管電容器。優(yōu)選實施例包括多個變容二極管。它們是反串聯(lián)(anti-series)和反并聯(lián)(anti-parallel)的變容二極管。依大小排列該多個變容二極管并且排列連接以最小化第二和三階失真。在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，排列四個非線性電壓可變阻抗(變容)二極管，使得可以將得到的可變電容器做成幾乎完美的線性，即使包括它的四個二極管本身是高度非線性的。對于該四個變容二極管唯一要求的是它們的電容非線性是預先知道的，并且非線性對于所施加的電壓滿足某個最小指數(shù)關系。本發(fā)明的實施例提供具有高調諧范圍、高質量因子和高線性的線性電壓可變二極管電容器。
一個優(yōu)選實施例集成了可變電壓二極管電容器布局，該布局應用于為控制可變電容提供可變電壓負載的電路。該布局包括第一對反串聯(lián)變容二極管(10、12、14、16)，其中該電路中的第一對反串聯(lián)變容二極管的二極管冪律指數(shù)n等于或大于0.5，并且該第一對反串聯(lián)變容二極管具有被設置用于控制三階失真的不相等的尺寸比例。該布局還包括在第一對反串聯(lián)變容二極管之間的中心抽頭，用于可變電壓負載的應用。在優(yōu)選實施例中，與該第一對反串聯(lián)變容二極管反并聯(lián)地排列第二對反串聯(lián)變容二極管，使得第一對反串聯(lián)變容二極管和第二對反串聯(lián)變容二極管的組合同樣控制二階失真。
在本發(fā)明的實施例中，將低失真變容二極管應用于低損耗、硅在玻璃上技術，其可以用于，例如，用于自適應匹配的集成調諧器的實現(xiàn)。接近理想的連續(xù)可變調諧能力使得這些網絡適于提供最適宜加載條件的RF電路輸出級，例如，在變改變輸出功率或天線匹配條件下。



圖1A和1B分別示出了本發(fā)明實施例中使用的反串聯(lián)和反串聯(lián)/反并聯(lián)電路布局； 圖2A和2B分別圖示了與圖1A和1B電路布局中的變容二極管有關的電容； 圖3圖示了應用于圖1A的布局的反并聯(lián)二極管偏壓結構； 圖4示出了在兩頻率測試下對于單變容二極管和電壓驅動DFVS的模擬的IP3(V)作為頻率間隔和中心抽頭阻抗的函數(shù)； 圖5A描繪了得到的對于均勻摻雜硅變容二極管器件的擊穿電壓作為摻雜濃度的函數(shù)； 圖5B描繪了在不同RF電壓振幅中對于基于硅(實線)和GaAs(虛線)的變容二極管的有效單變容二極管電容調諧率(cratio)作為摻雜的函數(shù)； 圖6圖示了具有串聯(lián)的多變容二極管堆疊以降低每個二極管的RF電壓并從而提高電壓處理和調諧范圍能力的電路布局； 圖7示出了對于表現(xiàn)為2、4和8個8反串聯(lián)二極管的均勻摻雜多堆疊DFVS結構(Nd＝2×1016和Nd＝4×1016)所計算的電容調諧率作為所施加的RF電壓的函數(shù)； 圖8示出了對于單反向二極管和表現(xiàn)為2、4和8個8反串聯(lián)二極管的(多)-DFVS變容二極管結構的模擬IP3(V)作為頻率間隔和中心抽頭阻抗的函數(shù)(fc＝1GHz，C0eff＝10pF，Vcenter tap＝5V，n＝0.5，CD＝0.1pF)； 圖9A示出了本發(fā)明的硅在玻璃上變容二極管器件集成的剖面部分； 圖9B示出了根據(jù)圖9A的實驗器件的版圖； 圖10描繪了使用47kΩ的中心抽頭阻抗和2V的中心抽頭偏壓的實驗器件對于不同頻率間隔(Δf＝100kHz和Δf＝10MHz)所測量和模擬的IM3&IM5成分作為功率的函數(shù)； 圖11示出了實驗波段濾過器并且圖12示出了其響應； 圖13是被設計用于50Ω的負載阻抗的基于實驗變容二極管的調諧器的示意圖； 圖14A示出了對于根據(jù)圖13的實驗調諧器在2GHz的s11測量值；以及 圖14B描繪了對于根據(jù)圖13的對于損耗范圍為1Ω處的0.5dB至Zin＝40Ω處的3.5dB的實驗調諧器在所有不同調諧點所測量的損耗周線(dB中的Gp)。

具體實施例方式 本發(fā)明提供了一種線性可變電壓二極管電容器基于變容二極管的電路，在優(yōu)選實施例中，該電路實質上沒有第二或第三順序失真。提供了本發(fā)明的集成電路布局和高性能變容二極管工藝技術。對于給定的二極管冪律電容系數(shù)(n≥0.5)，本發(fā)明的基于變容二極管的電路可以作為具有極低失真的可變電容器，或者在n＝0.5的特殊情況下、當適當設置反串聯(lián)配置中的不同二極管面積的比率時理論上沒有失真的可變電容器。
本發(fā)明的超低失真變容二極管布局具有許多應用，包括用于下一代無線應用中的RF自適應。已經制造并測試了包括理論上不提供失真的實質無失真變容二極管堆疊(DFVS)、以及提供了僅具有非常小的非線性失真的更高調諧范圍的高調諧范圍變容二極管堆疊(HTRVS)在內的示例應用電路。通過提供足夠的高AC阻抗以避免具有低頻率間隔的信號的線性退化來克服該控制電壓電路的中心抽頭加載。在反串聯(lián)變容二極管可變電容器的優(yōu)選實施例中，該中心抽頭連接中的反并聯(lián)二極管偏壓對用于減小或消除線性退化。
在其它實施例中，當處理大RF信號時，采用多個堆疊的反串聯(lián)變容二極來管改善電壓處理和電容調諧范圍。對于給定的中心抽頭阻抗，改善了線性特性。
基于變容二極管的布局的優(yōu)選實施例采用硅在玻璃上的集成。在優(yōu)選實施例中，通過低歐姆厚金屬接觸來接觸本征變容二極管的兩側，并且即使對于非常大的電容值也能得到極高的Q值。在低損耗、線性、調諧范圍、速度和低成本方面的這些結構的高性能，使得它們適于許多應用，包括例如可調諧濾波器、開關和自適應匹配網絡的實施。
優(yōu)選示例性實施例調諧器具有接近理想的連續(xù)可變調諧能力，使得它們在改變輸出功率或者天線匹配條件下非常適于將最適宜的加載條件提供給功率放大器輸出級。在損耗、尺寸、成本、調諧范圍、功率處理和線性方面，實驗實施例實現(xiàn)了濾波器和調諧器網絡的高性能，并且與現(xiàn)代通信系統(tǒng)中的通用需求一致。預期的應用是提供真實的RF自適應，其能明顯地改善無線系統(tǒng)的性能。
優(yōu)選實施例的基于二極管的可變電容器形成在硅中，并且一個優(yōu)選實施例是硅在玻璃上制造。本發(fā)明的實施例提供了由硅基工藝技術形成的線性可變電壓二極管電容器變容二極管的基于二極管的電路，該電路在2GHz、電容值達到50pF并且寄生電容極低時，具有從大約100至500以上的范圍內的質量因子(Q)，并且具有極低的寄生電容。但是，可以采用其它的材料系統(tǒng)，包括III-V族材料系統(tǒng)。
將關于附圖討論優(yōu)選實施例。還將用于優(yōu)選實施例的操作和設計理論與涉及實驗實施例的數(shù)據(jù)一起呈現(xiàn)。本發(fā)明不受操作和設計理論或者實驗數(shù)據(jù)限制，而是，技術人員將領會本發(fā)明和來自本發(fā)明的討論的附加實施例的更寬的方面。
圖1A和1B示意性圖示了用于本發(fā)明的可變電壓變容二極管電容器的優(yōu)選通用布局。圖1A的布局是兩個變容二極管10(DA)和12(DB)的反串聯(lián)連接，以最小化三階失真。DA和DB的面積的比率決定了所提供的電容量C2的值，對于n≥0.5，可以將其設置為零。圖1B的布局示出了變容二極管10、12、14、16的反串聯(lián)/反并聯(lián)連接，以最小化第二和三階失真。在這種情況中，可以將提供的兩個電容C1和C2都設置為零。圖2A和2B分別圖示了與圖1A和1B的電路布局中的變容二極管相關聯(lián)的電容。
消除僅僅發(fā)生在二極管冪律指數(shù)(power-law exponent)n大于0.5的情況下。這可以通過大量制造技術來實現(xiàn)。二極管中的恒定摻雜輪廓(profile)(所謂的“突變節(jié)”情況)導致n＝0.5并且得到的s的理想值是一。
在n＞0.5的情況下，提供一種方法用于直接計算最小化C2所需要的二極管面積比率。作為例子，在n＝1的情況下，所需要的面積比率準確為2。在n＝2理想的超突變結二極管的情況下，所需的面積比率為2.6。在包括變容二極管的任何標準集成電路工藝中這些值直接以高精確性實現(xiàn)。
從下面的等式(21)中，也很明顯，為了使C2無效而選擇s≠1的值將導致C1的有限值以及通過二階交互作用導致三階失真的可能。如圖1B所示，可以通過在反并聯(lián)結構中放置一致的二極管來消除該交互作用。圖1A和1B的線性電容是相同的，但是圖1B的電路可以具有C1＝0。
參見圖1B和2B，對于二極管電容冪指數(shù)n≥0.5的任何值并且通過使用下面的等式(23)設置二極管面積的比率，可以將變容二極管電路中的非線性電容項設置為零?，F(xiàn)在將討論操作原理、設計和實驗數(shù)據(jù)，以描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例，并且將實踐優(yōu)選實施例的信息以及在本發(fā)明范圍內的實施例的變化提供給技術人員。
對于反向偏壓變容二極管，或者任何非線性電容，可以以最一般的形式將經過該電容器的電流寫為 其中，v是施加于該變容二極管的小信號增加電壓，并且系數(shù)C0、C1...Cn是依賴于變容二極管的dc工作點的非線性Taylor系數(shù)，即， 系數(shù)C1...Cn是導致電路中失真乘積產生的原因。具體地，由C1導致的二階失真以及由C2導致的三階失真都應該做得盡可能地小。
如圖1A和2A所示，如果以“反串聯(lián)”結構連接兩個電容器CA和CB，則可以將公式(3)寫為 CA/B(vA/B)＝CA0/B0+/-CA1/B1vA/B+CA2/B2vA/B2+…… (3) 其中，(3)中的負標記來自CB的反向連接。當電流流經電容器時，增加的電荷由以下給出 在這種情況中，在電容CA和CB上增加的電荷是相同的，并且由以下給出 由于兩個電荷是相等的，我們可以設定Q(vA)＝Q(vB)＝Q，并通過級數(shù)反演來求解vA和vB?？缃哟?lián)電容的總電壓v是兩個獨立電壓vA和vB之和，因此 v＝S0Q+S1Q2+S2Q3+… (6) 其中 以及 從(6)-(9)取得計算結果并執(zhí)行最后的反演和微分得到 其中需要將v中的線性和二次項理想地最小化到零-以便于減小電路中的失真。這個結果與R.G.Meyer和M.L.Stephens，“Distortion invariable-capacitance diodes”，Journal of Solid-State Circuits，卷SC-10，第1期，47-55頁，1975年2月的結果本質相同。然而，本發(fā)明提供了實際的和一般性的低失真變容布局，其提供了對于減小失真的技術領域中公認的問題的具體解決方案。同樣，基于在反串聯(lián)結構中使用了相同的變容二極管，技術人員曾經設想應該在反串聯(lián)和反并聯(lián)連接中使用相同的變容二極管。這將實現(xiàn)低失真的布局限制到n＝0.5的特定情況。
對于最小化(10)中的C2項存在幾種可能，這是導致電路中三階失真的初步原因。如果以相同的半導體工藝制造并在同樣dc偏壓下操作非線性電容器，而它們的尺寸僅差了某個常數(shù)s，則它們的非線性系數(shù)每個將僅差s，即，CB0＝sCA0，CB1＝sCA1，并且CB2＝sCA2。在這種情況中，可以將(10)中的二次項(C2)設置為零，這時 這在K.Buisman等人的“Low-distortion，low loss varactor-based adaptivematching networks，implemented in a silicon-on-glass technology”，Proc.2005Radio Frequency IC Symp.，Long Beach，加利福尼亞，2005年6月，389-392頁；以及Q.Han等人的“Perturbation analysis and experimental verification onintermodulation and harmonic distortion in an anti-series varactor pair”，IEICETrans.on Electronics，卷E88-C，No.1，89-97頁，2005年1月中得到認可。
然而，由于C1和C0項之間通過有限源阻抗的二階交互作用，將C2設置為零不會完全消除電路應用中的三階失真。三階失真的完全消除還需要消除(10)中的C1。由(8)，僅對于具有相同等級系數(shù)的兩個相等尺寸電容器(s＝1)的情況，可以將C1設置為零，這與從(11)得出的為了在大多數(shù)情況下消除C2對于s的要求相矛盾。
為了克服這個難題，在本發(fā)明中認識到，當使用特定二極管面積比率時，通過使用如圖1B和2B所示的相同網絡的反并聯(lián)連接，可以獨立地消除有限C1項的影響。使用兩個非線性電容器的反并聯(lián)連接， Cx(v)＝Cx0+Cx1v+Cx2v2+… (12) Cy(v)＝Cy0-Cy1v+Cy2v2+… (13) 然后所得到的總電容是所有各個電容之和，即， C(v)＝(Cx0+Cy0)+(Cx1-Cy1)v+(Cx2+Cy2)v2+… (14) 如果布局使用圖1B和2B的反并聯(lián)連接中的尺寸匹配二極管，則得到以下的表達式， C(v)＝2Cx0+2Cx2v2+…(15) 該結果極好地消除了所有二階成分，它們是從C1項中產生的。用(15)-其消除了二階(和所有偶數(shù))失真乘積-合并(11)-其消除了三階失真(因此Cx2＝0)-的結果導致沒有階小于5的殘留失真的電容器，表示實質的提高。
為了推導出低失真變容二極管結構的數(shù)學描述，我們首先回憶單一變容二極管的傳統(tǒng)電容關系式，其可以表示為 其中φ是二極管的內建電勢，V是所施加的電壓，n是二極管電容的冪律指數(shù)，并且K是電容常數(shù)。在不同的情況下，冪律指數(shù)可以表現(xiàn)出很廣的變化，其值從對于注入結n≈0.3到對于均勻摻雜結n≈0.5到對于hyper-突變結n≈2。
為了開發(fā)低失真變容二極管電路，我們首先推導(16)的Taylor系數(shù)得到， 以及 其中VBI是圖2的二極管上的dc偏置電壓。
現(xiàn)在可以采用圖1A中表示的二極管結構來實現(xiàn)具有低三階失真的電壓可變電容器。在這種情況下，我們將二極管面積的比率DB/DA設置為如(11)-遵循與(6)-(10)中相同的過程-中的s，并且得出用于圖2A的電路的電容的線性和非線性項的表達式 和 注意到-像(11)中一樣-通過設置下式，可以使C2(21)等于零 得到由電容項C2引起的零三階失真。(23)的結果證明消除僅僅在二極管冪律指數(shù)等于或大于0.5的情況下發(fā)生。由于兩個根彼此互為倒數(shù)，因此可以忽略(23)(并由(11))的第二個根；二極管面積比率值s和1/s都導致C2＝0。模擬示出所計算的比率s超過25％的偏差實質上消除了所期望的失真取消效果。由此，在示例實施例中，器件達到偏差在25％或更小的比率s。
如之前所認識到的，二極管中的恒定摻雜剖面(所謂的“突變結”情況，其中n＝0.5)導致s值為一。這種情況是特別有吸引力的，因為-由(15)-這組條件(n＝0.5，s＝1)，將C2和C1都設置為等于零。更詳細的分析表明，所有更高階失真項消失了，產生了(理論上)對于該特有情況的“無失真”操作。
對于n＝0.5情況，可以從將(1)改寫為施加電壓對于二極管存儲的電荷的函數(shù)直觀得到對于所期望的“無失真”行為的說明，即 其中Q0＝2K/φn-1。
當將增量電壓v施加于該二極管對時，增量電荷q被存儲在二極管中，并且增量電壓-按照存儲電荷是 因此，該增量電荷與n＝0.5的特殊情況中所施加的增量電壓具有線性關系，并且該二極管對與理想的電壓控制線性電容器效果相似。已經在采用長溝道MOSFET的平方律行為的線性MOS跨導體(transconductor)的設計中廣泛采用從兩個平方律控制源之間的區(qū)別產生線性控制源的這種原理。參見，例如，E.Seevinck和R.Wassenaar，“A versatile CMOS lineartransconductor/square-law function circuit”，IEEE Journal of Solid-State Circuits，卷SC-22，no.3，366-377頁，1987年6月。
這個結果也可以用于計算對于n＝0.5的特殊情況的理想的中心抽頭電壓， 其僅示出了基本頻率和二階失真。
對于允許更高電容調諧范圍(n＞0.5)的工藝技術，(23)的解提供了計算最小化C2所需要的二極管面積比率的直接方法。例如，在n＝1的情況中，所需要的面積比率正是2。在對應于理想的超突變結的n＝2的情況中，所需要的面積比率為2.6。在包括變容二極管的任何標準集成電路工藝中直接以高精確度實現(xiàn)這些比率。
盡管這種方式可以最小化C2，但是從我們之前的分析可以得知s≠1的值會導致C1的有限值。如圖1A所示，反并聯(lián)結構中安放匹配變容二極管堆疊，可以消除該失真作用。得到的圖1A和1B的變容二極管電路的線性電容是一樣的，但是如圖2B中的電容所示，當設置了合適的面積比率時，現(xiàn)在圖1B的電路具有C1＝C2＝0。應當注意，在這個布局中所有偶數(shù)階失真系數(shù)為零(C1，C3，C5，...＝0)，但是圖1B的建立奇數(shù)階失真的更高系數(shù)(C4，C6，C8，...)不是零，盡管由于該第5和更高階非線性引起的在(2ω2-ω1)處的IM3作用非常小。
當s＝1并且n＝0.5時，對應于變容二極管的均勻摻雜輪廓，圖1A的電路布局提供完全無失真的變容二極管堆疊。但是，圖1B的電路是更一般化的，并且通過設置將C1和C2設置為零的合適的二極管面積比率，對于n＞0.5的任意值，提供了完全無失真的變容二極管堆疊。該布局提供了在不同工藝技術中的更自由的應用，并且促進了具有高于n＝0.5的情況的Cmax/Cmin比率的線性操作。
變容二極管布局的截止點(intercept point)是控制電壓的函數(shù)，并且可以解析地表示為如以下的表I所示。適合以電壓而不是更傳統(tǒng)的可用功率來表示該截止點，因為對于二極管可用的功率將依賴于阻抗匹配條件。
表1
表I示出了對于不同二極管結構的理論電壓截止點。對于高調諧范圍變容二極管堆疊所計算的IP2、IP3和IP4對應于n＝1，s＝2的條件。由于沒有該結構的第3階失真，IP3值是在2ω2-ω1處的剩余第5階失真的外推截止點。
對于這點，已經假設中心抽頭的dc偏壓網絡具有足夠高的阻抗，使得不會影響變容二極管堆疊結構的RF操作。然而，在實際情況中，必需最大化中心接觸的分流阻抗以避免線性退化。這發(fā)生在相對于經過二極管的所期望的AC電流而言通過偏壓網絡的用于各種諧波部分的AC電流變得更大的時候。在這種情況下，違反了失真消除的條件。由于從(26)，中心抽頭電壓具有位于雙頻測試(two-tone test)的差頻處的成分，因此這對于小頻率間隔處的互調測量尤其是個問題。由于隨著頻率趨向零，電容性電抗不跳躍地增加，因此在互調消除效果有效處存在頻率間隔的更低頻率限制。參見圖1A和2A的結構，該條件是 可以通過集成電阻來滿足這個條件，但是對于偶數(shù)中等頻率間隔，電阻值變得極其大。在不滿足(27)的超低頻率間隔狀態(tài)中，通過減小穿過每個二極管的RF電壓中的因子二可以幾乎完整解釋在單二極管之上的IP3的提高(略大于因子二)。
實現(xiàn)在中心抽頭處的高阻抗、同時保持偏壓電路所需的面積較小的更好的方法是使用圖3中描述的布局所示的小反并聯(lián)二極管對，其中由一對變容二極管CD(18)和RD(20)提供反并聯(lián)二極管偏壓。這對于大多數(shù)應用非常有效，這是因為二極管的零偏壓阻抗非常高。
用圖4中的II P3的具體模擬示例示出了中心抽頭阻抗對線性的影響。圖4將處于雙頻測試下的單一變容二極管和電壓驅動DFVS的模擬IP3(V)示為頻率間隔和中心抽頭阻抗的函數(shù)(fc＝1GHz，C0＝10pF，Vcenter tap＝5V，n＝0.5，CD＝0.1pF)。該圖示出了操作的三個不同區(qū)域在極低頻率間隔處二極管RD的分流dc漏阻抗限制了線性，在中等頻率間隔處反向二極管對的零偏壓電容CD將II P3限制為恒定值，并且在高頻率間隔處線性接近該理想的無限II P3。在中等頻率間隔狀態(tài)中，其中反并聯(lián)偏壓二極管電容限制了該線性，II P3由下式給定 對于均勻摻雜n＝0.5的情況以及對于CD的值較小的情況，其近似為 這表現(xiàn)了二極管dc偏壓電路中保持低寄生電容的重要性。
中心抽頭中的反并聯(lián)二極管不應該使預期的RF信號流劣化。理想地，沒有RF電流通過中心抽頭連接離開。對于具有非常低的電容，例如，低于在RF通道中二極管的電容的50％的中心抽頭連接應該實現(xiàn)良好的性能。
圖4示出了無失真變容二極管堆疊在線性方面優(yōu)于單一變容二極管；然而，當dc偏壓網絡的切斷頻率(1/2πceffZs)比差率低得多時得到最好的結果。除需要高中心抽頭阻抗之外，在RF信號周期期間，變容二極管不應該變成向前偏壓或超過二極管電壓擊穿條件。在需要可變電容的實際RF應用中，必需考慮這些技術上的限制。
上述分析中已經認為變容二極管是具有由(16)給定的電容行為的理想電路元件。然而，當考慮實際器件時，需要處理物理實現(xiàn)方式和它們的相關限制。具體地，需要確保外部寄生元件不增加損耗及劣化線性。為了這個目的，將使用在均勻輕摻雜N-區(qū)和很重摻雜的P+區(qū)之間具有突變結的簡化的變容二極管結構作為示例。計算假設由于P+和N++接觸區(qū)域引起的RF性能退化可以忽略。
首先考慮該簡化結構的本征擊穿電壓和質量因子。隨后考慮對于均勻摻雜變容二極管可用的電容控制范圍。
變容二極管電容由以下給出 其中ε是硅介電常數(shù)，Aj是二極管面積，以及xn是由下式給定的耗盡寬度 和 其中Na、Nd和Ni分別是受主、施主和本征載流子濃度，以及vt是由kT/q給定的熱電壓。在剩下的計算中，假設是基于操作在2GHz，Na＝1019cm-3并且對于硅的臨界擊穿電場為Ecrit＝6×105V/cm的基于硅的器件。
采用對于xn的表達式，可以通過設置電場的最大值Emax(qNdxn/ε)等于硅的臨界電場來確定擊穿電壓，產生 圖5A將本征質量因子以及硅(實線)和GaAs(虛線)變容二極管的擊穿電壓描述為摻雜的函數(shù)。圖5B將在不同RF電壓振幅處的基于硅(實線)和GaAs(虛線)的變容二極管的有效單一變容二極管電容調諧比率描述為摻雜的函數(shù)。圖5A將得到的均勻摻雜硅變容二極管器件的擊穿電壓描述為摻雜濃度的函數(shù)。當摻雜水平降低時，得到的二極管的擊穿電壓增加。但是遺憾地，未耗盡區(qū)的串聯(lián)電阻也增加了，降低了該結構的有效Q。
將變容二極管的Q定義為 其中Zvar是變容二極管的串聯(lián)阻抗。假設二極管串聯(lián)電阻完全由未耗盡N區(qū)的有效電阻(沒有接觸電阻)決定。假設該最差情況的串聯(lián)電阻對應于完全未耗盡的情況，我們可以寫為
將長度l設置為輕摻雜N區(qū)的厚度，其由對于給定摻雜濃度的最大耗盡寬度得到。并且，

表示硅的摻雜依賴電阻系數(shù)，基于對于1015～1018cm-3摻雜范圍的室溫數(shù)據(jù)，該系數(shù)大約是
使用(30)-(34)，在圖5A中相對于零偏壓條件的摻雜濃度計算出變容二極管的Q值。該狀況代表最差情況條件，這是因為對于較高的二極管反向偏壓，由于電容以及串聯(lián)電阻減小，Q趨向于提高。
這個分析的結果是，對于硅器件為了維持大于100的Q，二極管摻雜水平必需超過4×1016cm-3，其將擊穿電壓限制為小于30V。盡管這代表極好的性能水平，但是在諸如GaAs或其它III-V族材料的具有更好的遷移率/擊穿電壓折衷的材料系統(tǒng)中，可以實現(xiàn)進一步的Q增加。
圖5B中描繪了對于均勻摻雜情況的不同RF電壓，作為摻雜濃度的函數(shù)的單二極管有效電容調諧范圍。此處再次提出，在電容調諧范圍和Q值之間具有明顯的折衷；并且更高的二極管摻雜水平提高了二極管的Q，但是降低了可實現(xiàn)的調諧范圍。
當考慮兩個相同均勻摻雜變容二極管的反串聯(lián)連接時，在低功率條件下穿過單二極管的RF電壓大約將是施加于整個變容二極管堆疊的RF電壓的一半。在更高的功率水平時，二極管電容將顯著地由RF信號調節(jié)，并且在兩個二極管之間的電壓分布將不相等。實在實踐中，這并不是問題，這是因為由最強的反向偏壓二極管提供最大的RF電壓會通過最小的電容。與圖5A和5B中的結果相比，這種影響會輕微提高可用的電容調諧范圍，盡管實際上提高相當小。
圖6圖示了具有串聯(lián)以降低每個二極管的RF電壓并因而提高電壓處理和調諧范圍能力的多個變容二極管堆疊22和24的電路布局。在圖6中，通過結合串聯(lián)的變容二極管可以提高變容二極管堆疊的電壓處理能力。倘若附加連接不會是Q衰減，對于給定信號電平，這可以比使用更厚外延層的單一變容二極管堆疊產生更低的控制電壓和更高的Q因子。對于這一行為的主要代價是對于給定電容量的更大器件面積(對于每兩倍變容二極管的數(shù)量，大約4X面積)。
在圖7中圖示了對于較高的施加RF電壓的多個變容二極管堆疊的調諧范圍的改進。圖7示出了對于表征為2、4和8個反串聯(lián)二極管的均勻摻雜多堆疊DFVS結構(Nd＝2×1016和Nd＝4×1016)所計算的電容調諧范圍作為所應施加的RF電壓的函數(shù)。為了簡化，假設均勻電壓分量施加在二極管上，而Vsource表示整個(多個)變容二極管堆疊上的施加RF電壓，均勻電壓與二極管分離。注意，由于較高的遷移率，基于GaAs的器件具有在硅之上的Q優(yōu)勢，但是對于給定的均勻變容二極管摻雜濃度，GaAs在調諧范圍方面基本在硅之上沒有提高。由單變容二極管的擊穿電壓限制這多個變容二極管堆疊的控制電壓，并且對于Nd＝4×1016和Nd＝2×1016分別將其限制為～30V和～60V。
圖8示出了對于單反向二極管、以及表征為2、4和8個反串聯(lián)二極管的(多個)-DFVS變容二極管結構的模擬IP3(V)作為頻率間隔和中心抽頭阻抗(fc＝1GHz，C0eff＝10pF，Vcenter tap＝5V，n＝0.5，CD＝0.1pF)的函數(shù)。多堆疊DFVS結構中的每個二極管的降低的電壓擺動也直接對線性有益。這在圖8中示出，其中給出了對于單一二極管、一個DFVS、具有4個反串聯(lián)二極管的多DFVS結構(如圖6中所給定的)以及表征為8個反串聯(lián)二極管的多DFVS結構的IP3(V)。圖8示出了當采用多DFVS結構時對于每個二極管的每半個RF電壓在非常低的頻率間隔時準確的雙倍IP3(V)。同樣，對于略微更高的頻率間隔，關于高中心抽頭阻抗的需求看起來是不嚴格的，使得線性可調窄帶應用的實際實施更容易。
該變容二極管堆疊可以作為可控電容器，其值可以通過中心抽頭電壓調節(jié)。為了維持可接受的線性，在大信號期間，堆疊中的各個變容二極管中的每個必須保持足夠的反向偏壓。
盡管變容二極管已經出現(xiàn)了幾十年，并且在振蕩器使用了反串聯(lián)二極管結構，或者甚至最近，對于電學可掃描天線中的失真降低，相信目前沒有商業(yè)可用的變容二極管技術目前適合于滿足“無失真”操作、Q＞100@2GHz以及電容＞10pF的要求。
提供硅在玻璃上的變容二極管器件集成并且已經對其進行了測試。圖9A示出了硅在玻璃上的變容二極管器件集成的剖面部分。在圖9A中，將玻璃襯底26附于硅晶片28。在硅晶片28的均勻摻雜區(qū)域中制造二極管布局10和12。晶片28的前側和后側上的晶片28中的氧化物和接觸模式30允許該變容二極管直接與晶片28的兩側接觸，在實驗器件中這用鍍鋁的銅制作。
圖9B示出了根據(jù)圖9A的實驗器件的版圖。圖9A的器件提供了低損耗襯底以及晶片的前側和后側的結構，因此由兩側上的厚金屬直接接觸本征變容二極管。這消除了如傳統(tǒng)集成變容二極管實施情況中對于掩埋層或指針結構(finger structure)的需求。在實驗器件中，在1.4μm的鋁上鍍了4μm的銅層，以最小化金屬損耗。
由于在更大反向偏置電壓下未耗盡區(qū)的長度減小，因此隨著偏置電壓變化，在實驗器件(采用1×1017cm-3的均勻摻雜)中實現(xiàn)的DFVS結構的測試Q值從100至600變化。
為了測試實現(xiàn)的“無失真”操作的水平，使用50Ω截止的雙端口結構對單變容二極管和DFVS進行雙頻測試(fc＝2.14GHz)。對于所感興趣的所有頻率組件的校準功率測量，使用在M.Spirito等人在“A novel active harmonicload-pull setup for on-wafer device linearity characterization”，2004 IEEE MTT-SInt.Microwave Symp.Dig.，F(xiàn)ort Worth，Texas，2004年6月，1215-1218頁中所描述的系統(tǒng)。
圖10描繪了使用47kΩ的中心抽頭阻抗和2V的中心抽頭偏壓對于不同頻率間隔(Δf＝100kHz和Δf＝10MHz)所測量的和模擬的IM3&IM5組件作為功率的函數(shù)。這些結果與上述理論非常匹配。在單變容二極管之上使用DFVS結構在線性方面有了實際的改進。注意，由于在DFVS的二極管上分得了RF電壓，對于這種結構在6dB的更高功率水平下發(fā)生了前驅動條件。在更高頻率間隔處對IM3和IM5量的更好抑制也是非常明顯的，支持前述理論。
已經實現(xiàn)了幾個不同的實驗電路以證明本發(fā)明的包括可調帶通濾波器和低損耗調諧器在內的變容二極管可變電容器布局的RF自適應特征，。對于這些電路，采用1μm外延層，對于單變容二極管產生了約30V的擊穿電壓。
實現(xiàn)并測試了帶通濾波器。該濾波器是具有圖11所示的結構的簡單可調單電極/單零濾波器。圖11的濾波器可以適用于例如作為移動手機中的SAW濾波器替代物，用于減小到頻率雙工蜂窩系統(tǒng)中的接收器/混合器的傳輸泄漏。用與圖2A相同并且尺寸相等的反串聯(lián)變容二極管排列實現(xiàn)圖11中的可變電容器C1和C2(因為對于該情況n＝0.5)。
這種濾波器需要接受波段中的極低損耗、傳輸波段中的高反射以及高線性，以避免交叉調制失真。利用低損耗片上微帶傳輸線和接合線的組合來建立所需的感應系數(shù)。
在圖12中給出了相對于頻率對于根據(jù)圖11形成的實驗器件所測量的可調濾波器插入損耗和衰減帶抑制為S21，并且在1GHz變化以上的通頻帶中的損耗為2-3dB。對于該濾波器的傳輸/接收信道間隔為400MHz。
執(zhí)行三倍(triple-beat)差頻/XMOD失真測試，以便于表征實驗濾波器的大信號行為。為了此目的，在衰減帶中給出在1.999和2.001GHz處的具有-5.6dBm功率水平的兩個信號，以說明傳輸擊穿信號。在該通頻帶中給出了干擾信號(fjam＝2.5GHz，0dBm)。關于該干擾信號，得到的在fdist＝2.498GHz和2.502GHz處的失真成分是-98.5dBc。對于該測試條件得到的II P3大約是 IIP3≈10log(2)+Pixl-ΔPxmod/2＝46dBm (35) 另外，在該可調濾波器的通頻帶中進行雙頻測試，也產生了+46dBm的II P3。這些對于大信號性能的極好結果為適應性無線系統(tǒng)的設計者提供了很寬的設計范圍。
對于均勻摻雜變容二極管采用4×1016cm-3的摻雜水平，形成了圖13所示的基于二級階梯匹配網絡的實驗集成適應性匹配網絡，以在調諧范圍、質量因子(Q＞100@2GHz)和擊穿電壓(～30V)之間得到良好的平衡，其中該匹配網絡包括圖3中的二極管偏壓可變電路布局。
根據(jù)圖13制造的實驗調諧器的布置包括低損耗共面?zhèn)鬏斁€和被排列以連續(xù)改變阻抗轉換的變容二極管。由于實施簡單并且對于高輸入功率/低輸入阻抗條件其提供了低Q值，因而選擇了該布局。僅有兩個控制電壓(＜18V)并且整個結構是非常緊湊的(＜3.5mm2)。與基于MEMS的適應性匹配網絡相反，基于變容二極管的匹配網絡的調諧速度可以非常快，這是可以用于動態(tài)負載線放大器中的特性。
圖14A示出了對于根據(jù)圖13的實驗調諧器在2GHz處測量的s11值。圖14A描繪了阻抗點的接近理想的分布，這些阻抗點覆蓋了0.2至4.9歐姆的歐姆控制范圍。在數(shù)據(jù)中看到了最大VSWR＞250∶1。調諧器的一個重要參數(shù)是Gp(＝Pout/Pin)，其是對于功率放大器應用中的損耗的唯一正確測量(注意，對于所有調諧器設置，Gmax大于-0.2dB)。圖14B描述了在所有不同調諧點的測試損耗周線(dB中的Gp)，該損耗從1Ω處的0.5dB到Zin＝40Ω處的3.5dB。輸入頻率2GHz和頻率間隔20MHz，對于Zin＝37歐姆的情況該調諧器的所測量的OIP3是41dBm，并且對于Zin＝2歐姆的情況是52dBm。
優(yōu)先權聲明和相關申請的引用
本申請要求于2005年6月8日提交的未審臨時申請?zhí)枮?0/688,644的35 U.S.C§119的優(yōu)先權。
權利要求
1、一種集成可變電壓二極管電容器布局，其應用于為控制可變電容提供可變電壓負載的電路，該布局包括
第一對反串聯(lián)變容二極管(10、12、14、16)，其中用于所述電路中的所述第一對反串聯(lián)變容二極管的二極管冪律指數(shù)n等于或大于0.5，并且所述第一對反串聯(lián)變容二極管具有被設置用于控制三階失真的不相等的尺寸比率；以及
在所述第一對反串聯(lián)變容二極管之間的中心抽頭，用于所述可變電壓負載的應用；其中所述二極管冪律指數(shù)n由以下定義
其中，φ是該二極管的內建電勢，V是所施加的電壓，n是該二極管電容的冪律指數(shù)，以及K是電容常數(shù)。
2、如權利要求1所述的集成可變電壓電容器布局，還包括
第二對反串聯(lián)變容二極管，其與所述第一對反串聯(lián)變容二極管反并聯(lián)地排列，其中所述電路中所述第二對反串聯(lián)變容二極管的二極管冪律指數(shù)n等于或大于0.5，并且所述第二對反串聯(lián)變容二極管具有被設置用于控制三階失真的不相等的尺寸比率，其中所述第一對反串聯(lián)變容二極管和所述第二對反串聯(lián)變容二極管的組合控制二階失真。
3、如權利要求2所述的集成可變電壓電容器布局，還包括用于所述第一和第二對反串聯(lián)變容二極管的每個的堆疊的變容二極管對(22、24)。
4、如權利要求1所述的集成可變電壓電容器布局，還包括與所述第一變容二極管對串聯(lián)的堆疊的變容二極管對。
5、如權利要求1所述的集成可變電壓電容器布局，還包括具有與所述中心抽頭連接的電阻偏壓的偏壓反并聯(lián)變容二極管對(18、20)。
6、如權利要求5所述的集成可變電壓電容器布局，其中所述偏壓反并聯(lián)變容二極管對的電容量小于所述第一對反串聯(lián)變容二極管對的50％。
7、如權利要求1所述的集成可變電壓電容器布局，其中所述不相等的尺寸比率為s，其由以下定義
并且所述不相等的尺寸比率s達到25％或更小的偏差。
8、如權利要求7所述的集成可變電壓電容器布局，還包括
第二對反串聯(lián)變容二極管，其與所述第一對反串聯(lián)變容二極管反并聯(lián)地排列，其中所述電路中所述第二對反串聯(lián)變容二極管的二極管冪律指數(shù)n等于或大于0.5，并且所述第二對反串聯(lián)變容二極管具有25％或更小的偏差的所述不相等的尺寸比率s。
9、一種可調濾波器，包括
被排列在帶通濾波器排列中的根據(jù)權利要求8的集成可變電壓電容器布局，以及
輸入和輸出。
10、如權利要求1所述的集成可變電壓電容器布局，實現(xiàn)在玻璃上硅材料系統(tǒng)中，該系統(tǒng)包括
玻璃襯底；
粘合于所述玻璃襯底的硅晶片，在所述硅晶片中形成所述布局；
所述晶片中的氧化物和接觸模型，所述模型在所述晶片的前側和后側傳導以允許所述變容二極管對直接與所述晶片的兩側接觸。
11、一種集成可變電壓二極管電容器布局，其應用于為控制可變電容提供可變電壓負載的電路，該布局包括
變容二極管部件(10、12、14、16、18、22、24)，用于提供無失真的可變電容理論值或者具有少量非線性失真的高調諧范圍；以及
中心抽頭負載部件(RB1、18、20)，用于提供足夠高的AC阻抗以避免對于具有低排列間隔的信號的線性劣化。
全文摘要
應用于為控制可變電容提供可變電壓負載的電路的集成的可變電容二極管電容器布局。該布局包括第一對反串聯(lián)變容二極管(10、12、14、16)，其中該電路中的第一對反串聯(lián)變容二極管的二極管冪律指數(shù)n等于或大于0.5，并且第一對反串聯(lián)變容二極管具有被設置用于控制三階失真的不相等的尺寸比例。該布局還包括在第一對反串聯(lián)變容二極管之間的中心抽頭，用于可變電壓負載的應用。在優(yōu)選實施例中，與該第一對反串聯(lián)變容二極管反并聯(lián)地排列第二對反串聯(lián)變容二極管，使得第一對反串聯(lián)變容二極管和第二對反串聯(lián)變容二極管的組合同樣控制二階失真。
文檔編號H03J3/16GK101288230SQ200680020203
公開日2008年10月15日 申請日期2006年6月6日 優(yōu)先權日2005年6月8日
發(fā)明者勞倫斯·E·拉森, 萊昂納德斯·C·N·德弗里德 申請人:加利福尼亞大學董事會