專利名稱：：無線接收機的自動增益控制的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本公開一般涉及通信，更具體地涉及無線接收機的自動增益控制(AGC)。
背景技術(shù)：
：在無線通信系統(tǒng)中，發(fā)射機一般處理(例如，編碼和調(diào)制)數(shù)據(jù)并且生成更適于傳輸?shù)纳漕l(RF)調(diào)制信號。發(fā)射機隨后向接收機經(jīng)由無線信道發(fā)射RF調(diào)制信號。無線信道由于具有信道響應(yīng)而使發(fā)射的信號失真，并且進一步由于具有噪聲和干擾使信號質(zhì)量降低。接收機接收發(fā)射的信號，調(diào)整接收的信號以獲得基帶信號，并且數(shù)字化基帶信號以獲得采樣。接收的信號水平可能會由于例如衰減和掩蔽(shadowing)的不同信道傳播現(xiàn)象而在寬泛的范圍中改變。因此，接收機一般執(zhí)行AGC以將基帶信號水平保持在可接受范圍中。AGC試圖防止接收機電路的飽和和用于數(shù)字化基帶信號的模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器的限幅。AGC可以不同方式進行操作。在一個常規(guī)AGC方案中，一個或多個模擬可變增益放大器(VGA)被用在接收機中，并且VGA的增益被調(diào)整以實現(xiàn)固定基帶信號水平。AGC技術(shù)可使用模擬電路以檢測基帶信號水平和/或設(shè)置VGA的增益。模擬VGA和檢測電路可使無線接收機的設(shè)計變得復(fù)雜并且增加成本。因此本領(lǐng)域中需要一些技術(shù)以在無線接收機以有效的和節(jié)省成本的方式執(zhí)行AGC。
發(fā)明內(nèi)容本文說明在無線接收機有效地執(zhí)行AGC的技術(shù)。在一個方面，無線接收機的總增益可由模擬電路的離散增益級和數(shù)字可變增益放大器(DVGA)的連續(xù)增益實現(xiàn)。此種設(shè)計可在提供穩(wěn)定的性能同時簡化模擬電路。在接收機處，接收的信號由模擬電路調(diào)節(jié)以獲得基帶信號?；鶐в葾DC數(shù)字化并且由DVGA數(shù)字地放大以生成輸出信號?；趤碜訢VGA的輸出信號的功率測量，更新AGC環(huán)路?？苫贏GC環(huán)路從多個離散增益值中進行選擇用于模擬電路的第一增益以將ADC輸入處的基帶信號的平均功率保持在預(yù)定范圍中?？苫贏GC環(huán)路選擇用于DVGA的第二增益，以將輸出信號的平均功率保持在參考功率水平上?？梢苑乐够鶐盘柕南薹姆绞綀?zhí)行離散增益值間的轉(zhuǎn)換，以防止模擬電路的飽和，提供轉(zhuǎn)換的滯后，并且獲得良好的性能。在另一方面中，在對數(shù)(log)域執(zhí)行AGC。例如使用以2為底的對數(shù)確定輸出信號水平中的對數(shù)誤差。對數(shù)誤差可通過環(huán)路增益被成比例調(diào)整，且被通過環(huán)路濾波器進行濾波以獲得環(huán)路濾波器輸出?；诃h(huán)路濾波器輸出確定用于模擬電路的第一增益?；诃h(huán)路濾波器輸出和第一增益確定用來校正輸出信號水平中的對數(shù)誤差的第二增益。在又一個方面中，AGC可由多種模式被執(zhí)行。AGC環(huán)路可在獲取模式中啟動，例如，在加電時或從休眠中喚醒時。在獲取模式中，以第一更新速率和用第一環(huán)路增益值更新AGC環(huán)路。AGC環(huán)路可轉(zhuǎn)換到跟蹤模式，例如，在預(yù)定數(shù)目的AGC環(huán)路更新之后或直到滿足退出條件時轉(zhuǎn)換到跟蹤模式。在跟蹤模式中，AGC環(huán)路被以低于第一更新速率的第二更新速率更新，并且用可等于或可不等于的第一環(huán)路增益值的第二環(huán)路增益值更新。例如，在獲取模式中可為每個OFDM符號更新AGC環(huán)路多次(1)，并且在跟蹤模式中為每個OFDM符號更新AGC環(huán)路一次，例如在OFDM符號邊界處更新AGC環(huán)路。以下將更為詳細(xì)地說明本發(fā)明的不同方面和實施例。本發(fā)明的特性和本質(zhì)將從以下詳細(xì)說明結(jié)合附圖變得更明顯，在附圖中，相同的附圖標(biāo)記相對應(yīng)地指示相同元件。圖1顯示出發(fā)射機和接收機的框圖2顯示出接收機單元和AGC單元的框圖3顯示出對于四個AGC狀態(tài)的離散增益和轉(zhuǎn)換的圖4顯示出AGC控制器的框圖5顯示出選擇AGC狀態(tài)的處理；圖6顯示出DVGA的AGC環(huán)路的示例性模式；圖7顯示出示例性超幀結(jié)構(gòu)；圖8顯示出在獲取和跟蹤模式中的AGC操作；圖9和10分別顯示出由離散模擬增益和連續(xù)數(shù)字增益執(zhí)行AGC的處理和設(shè)備；圖11和12分別顯示出在對數(shù)域中執(zhí)行AGC的處理和設(shè)備；圖13和14分別顯示出用多種模式執(zhí)行AGC的處理和設(shè)備。具體實施例方式本文使用詞語"示例性的"以表示"用作實例、例子或示例"。任何此處說明為"示例性的"的實施例或設(shè)計不必須解釋為比其它實施例或設(shè)計優(yōu)選或有優(yōu)點。本文說明的AGC技術(shù)可被用于多種例如蜂窩系統(tǒng)、廣播系統(tǒng)、無線本地局域網(wǎng)絡(luò)(WLAN)系統(tǒng)等的無線通信系統(tǒng)。蜂窩系統(tǒng)可以是碼分多址(CDMA)系統(tǒng)、時分多址(TDMA)系統(tǒng)、頻分多址(FDMA)系統(tǒng)、正交頻分多址接入(OFDMA)系統(tǒng)、信號載波FDMA(SC-FDMA)系統(tǒng)等。廣播系統(tǒng)可以是MediaFLO系統(tǒng)，手提式數(shù)字視頻廣播(DVB-H)系統(tǒng)、對陸地電視廣播的綜合業(yè)務(wù)數(shù)字廣播(ISDB-T)系統(tǒng)等。WLAN系統(tǒng)可以是IEEE802.11系統(tǒng)、Wi-Fi系統(tǒng)等。這些不同系統(tǒng)為本領(lǐng)域所知。此處說明的AGC技術(shù)可被用于具有單個子載波的系統(tǒng)和具有多個子載波的系統(tǒng)。多個子載波可由OFDM、SC-FDMA或其它調(diào)制技術(shù)獲得。OFDM和SC-FDMA將頻帶(例如，系統(tǒng)帶寬)分成多個正交子載波頻率，其也被稱為副載波(tones)，頻率點(bins)等。每個子載波頻率可由數(shù)據(jù)調(diào)制。一般情況下，可在頻率域中用OFDM和在時域中用SC-FDMA在子載波頻率上發(fā)送調(diào)制符號。OFDM被用于多種系統(tǒng)中，例如MediaFLO、DVB-H和ISDB-T廣播系統(tǒng)、IEEE802.11a/gWLAN系統(tǒng)和其它蜂窩系統(tǒng)。以下對使用例如MediaFLO系統(tǒng)的OFDM的廣播系統(tǒng)說明AGC技術(shù)的特定方面和實施例.圖1顯示出無線通信系統(tǒng)100中的發(fā)射機110和接收機150的框圖。發(fā)射機110可以是基站的一部分，并且接收機150可以是終端的一部分。相反，發(fā)射機110可以是終端一部分，并且接收機150可以是基站的一部分。基站一般為固定站并且也可被稱為基站收發(fā)機系統(tǒng)(BTS)、接入點、節(jié)點B等。終端可以是固定的或移動的，并且也可被稱為移動站、用戶設(shè)備、移動設(shè)備等。終端可以是蜂窩電話、個人數(shù)字助理(PDA)、無線調(diào)制解調(diào)器、無線通信裝置、手持裝置、用戶單元等。在發(fā)射機110處，發(fā)射(TX)數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻處理器120處理(例如，編碼、交織和符號映射)業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)并且生成數(shù)據(jù)符號。處理器120也生成導(dǎo)頻符號。如此處所使用，數(shù)據(jù)符號是數(shù)據(jù)的調(diào)制符號，導(dǎo)頻符號是導(dǎo)頻的調(diào)制符號，并且調(diào)制符號是信號星座(例如PSK或QAM)中一點的復(fù)數(shù)值。調(diào)制器130多路復(fù)用數(shù)據(jù)符號和導(dǎo)頻符號，對多路復(fù)用的數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻符號執(zhí)行OFDM調(diào)制，并且生成OFDM符號。發(fā)射機單元(TMTR)132處理(例如，將其轉(zhuǎn)換成模擬、放大、濾波、和上變頻)OFDM符號并且生成經(jīng)由天線134被發(fā)射的調(diào)制的信號。在接收機150處，天線152從發(fā)射機110接收調(diào)制的信號并且提供接收到的信號到接收機單元(RCVR)160。接收機單元160調(diào)節(jié)(例如，濾波、放大和下變頻)接收到的信號以獲得基帶信號并且進一步數(shù)字化基帶信號以獲得輸入采樣。AGC單元170執(zhí)行自動增益控制、適當(dāng)?shù)卣{(diào)整接收機單元160的增益、由可變數(shù)字增益乘以輸入采樣，并且提供具有希望的平均功率的輸出采樣。解調(diào)器172對輸出采樣執(zhí)行OFDM解調(diào)并且提供數(shù)據(jù)符號估計，其是由發(fā)射機110發(fā)射的數(shù)據(jù)符號的估計。接收(RX)數(shù)據(jù)處理器174處理(例如，符號解映射(demap)、解交織和解碼)數(shù)據(jù)符號估計并且提供解碼的數(shù)據(jù)。一般情況下，在接收機150處的處理與在發(fā)射機110處的處理相互補?？刂破?處理器140和180分別指示在發(fā)射機110處和接收機150處的不同處理單元的操作。存儲器142和182分別存儲發(fā)射機110和接收機150的程序碼和數(shù)據(jù)。圖2顯示出接收機單元160的一個實施例的框圖。在接收機單元160中，低噪聲放大器(LNA)210將從天線152接收的信號放大固定的或可變的增益并且提供放大的信號?；祛l器212通過本地振蕩器(LO)信號將放大的信號下變頻并且提供基帶信號?；祛l器212也可將其輸入信號和/或輸出信號放大固定的或可變的增益?；祛l器212可實現(xiàn)將接收的信號多級下變頻的超外差結(jié)構(gòu)，例如，從RF到中頻(IF)，隨后從IF到基帶。混頻器212也可實現(xiàn)直接到基帶的結(jié)構(gòu)，稱為零IF(ZIF)結(jié)構(gòu)，將接收到的信號在一級從RF直接下變頻到基帶。ADC220數(shù)字化基帶信號并且提供輸入采樣r(k)到AGC單元170，其中k為采樣周期的索引。ADC220可以是sigma-de〗taADC(EAADC)，逐次近似ADC或其它類型的ADC。輸入采樣一般是具有同相(I)和正交(Q)分量的復(fù)數(shù)值采樣。為了簡便，圖2僅顯示出可用在接收機單元中的一些電路塊。一般情況下，接收機單元可包括一級或多級的放大器、濾波器、混頻器等。例如，可在混頻器212前提供帶通濾波器，可在混頻器212后提供低通濾波器。接收機單元也可包括具有可變增益的任何數(shù)目的電路塊，并且這些電路塊可位于接收路徑中的任何位置。例如，LNA210和/或混頻器212可具有可變增益。接收到的信號水平可在非常寬的范圍中改變，例如，從-98dBm到-20dBm。例如衰減和掩蔽的多種信道傳播現(xiàn)象導(dǎo)致這種寬的接收動態(tài)范圍。接收的信號也可包括比希望的信號大很多的干擾信號(或"干擾")。在以下說明中，術(shù)語"功率"、"能量"、"信號水平"和"信號強度"可被交換地使用，并且指信號的幅度。AGC可被用于計算接收到的信號的寬的動態(tài)范圍，保持基帶信號水平在用于ADC的適當(dāng)?shù)姆秶?，并且提供具有近似恒定的平均功率的輸出采樣。AGC設(shè)計可根據(jù)不同因素做出，例如接收到的信號的動態(tài)范圍(或接收動態(tài)范圍)，ADC的輸入動態(tài)范圍(或ADC輸入動態(tài)范圍)，模擬增益在接收機單元中的變化方式等。例如，接收動態(tài)范圍和ADC輸入動態(tài)范圍可確定接收機單元所需的模擬增益的范圍，和用于不同的接收到的信號水平的特定模擬增益。在一個方面中，使用可在粗略的離散的階段中變化的模擬增益和可在連續(xù)的或細(xì)分的階段中變化的數(shù)字增益實現(xiàn)AGC。模擬域中的離散的增益階段可簡化接收機單元的設(shè)計并且可降低成本。連續(xù)的數(shù)字增益可用數(shù)字電路以節(jié)省成本的方式實^U為了清楚說明，以下說明接收機單元160和AGC單元170的特定實施例。在此實施例中，AGC具有四個狀態(tài)。AGC狀態(tài)也可被稱為增益狀態(tài)、AGC增益狀態(tài)、接收機狀態(tài)、增益模式等。每個AGC狀態(tài)與特定模擬增益相關(guān)。AGC在任何給定時刻以四個AGC狀態(tài)中的一個進行操作。AGC狀態(tài)可基于接收到的信號水平進行選擇。接收單元160以與選擇的AGC狀態(tài)相關(guān)的模擬增益進行操作。圖3顯示出四個AGC狀態(tài)的離散增益和轉(zhuǎn)換的示例圖。在此實施例中，接收到的信號的動態(tài)范圍為-98dBm到-20dBm，并且ADC的輸入動態(tài)范圍為70dB。四個AGC狀態(tài)1，2，3和4分別與模擬增益x+47dB、x+31dB、x+16dB和x犯相關(guān)，其中x為最小模擬增益并且取決于接收機的設(shè)計。AGC狀態(tài)1具有最高模擬增益，并且AGC狀態(tài)4具有最低模擬增益。圖3示出了從ADC輸入的角度并且參考ADC輸入的四個AGC狀態(tài)。對于每個AGC狀態(tài)，頂部水平線表示ADC全標(biāo)度(fullscale)，NFS，并且底部水平線表示ADC量化噪聲級NAD。頂部和底部水平線之間的差別表示ADC輸入動態(tài)范圍。圖3還顯示將接收的信號水平映射到四個AGC狀態(tài)中的每一個的ADC輸入動態(tài)范圍的示例。在圖3中顯示的實施例中，-98dBm到-20dBm的接收動態(tài)范圍被分為四個重疊的信號范圍。第一個信號范圍覆蓋-98dBm至iJ-61dBm，第二個信號范圍覆蓋-65dBm到-40dBm，第三個信號范圍覆蓋-44dbm到-21dBm，并且第四個信號范圍覆蓋-25dBm到-4dBm。在此實施例中，信號范圍相互間覆蓋4dB。第一到第四信號范圍由AGC狀態(tài)1到4分別覆蓋。從在天線連接器接收的信號功率到ADC輸入動態(tài)范圍的映射顯示在圖3中。由標(biāo)示為"信號范圍"的垂直線表示每個AGC狀態(tài)的信號范圍。在圖3中顯示的實施例中，AGC狀態(tài)1在當(dāng)天線連接器處接收的信號水平在-98dBm到-61dBm之間時被選擇。為了增加在天線連接器處接收到的信號水平，在接收到的信號水平超過-61dBm時，選擇AGC狀態(tài)2，在接收到的信號水平超過-40dBm時選擇AGC狀態(tài)3并且在接收到的信號水平超過-21dBm時選擇AGC狀態(tài)4。為了減小接收到的信號水平，從AGC狀態(tài)4開始，在接收到的信號水平低于-25dBm時選擇AGC狀態(tài)3，在接收到的信號水平低于-44dBm時選擇AGC狀態(tài)2，并且在接收到的信號水平低于-65dBm時，選擇AGC狀態(tài)1。圖3也顯示出每個AGC狀態(tài)的高禾n/或低轉(zhuǎn)換閾值。每個AGC狀態(tài)m，m=l，2，3，與接收到的信號水平的高閾值Hm相關(guān)。如果接收到的信號水平超過高閾值Hm，則選擇具有較低模擬增益的下一個AGC狀態(tài)m+l。每個AGC狀態(tài)m，m=2，3,4，與接收到的信號水平的低閾值Lm相關(guān)。如果接收到的信號水平低于低閾值Lm，則選擇具有較高模擬增益的下一個AGC狀態(tài)m-l。在圖3中顯示的實施例中，4dB的滯后被用于AGC狀態(tài)間的轉(zhuǎn)換。例如，如果接收到的信號水平低于-65dBm，則做出從AGC狀態(tài)2到AGC狀態(tài)1的轉(zhuǎn)換，如果接收到的信號水平超過-61dBm，高出4dB,則從AGC狀態(tài)1向回轉(zhuǎn)換到狀態(tài)2。此4dB的滯后需要接收到的信號水平在轉(zhuǎn)換回之前的AGC狀態(tài)前，沿著反方向移動4dB，這能防止由于在功率測量中的隨機波動而產(chǎn)生的AGC狀態(tài)間的連續(xù)切換。滯后量可被選擇以提供良好的性能并且可以是固定或可編程的值。如圖3所示，每個AGC狀態(tài)的信號范圍很好地落入ADC輸入動態(tài)范圍。一個設(shè)計目的是保持每個AGC狀態(tài)的接收的信號水平在ADC量化噪聲級以上至少指定的量(例如13dB)，以實現(xiàn)希望的信號與量化噪聲比(SQR)。另一個設(shè)計目的是保持每個AGC狀態(tài)的最高平均接收到的信號水平在ADC總標(biāo)度以下至少預(yù)定量(例如，lldB)，以防止DC的飽和。此在ADC總標(biāo)度以下的預(yù)定量被稱為ADC補償。ADC補償可產(chǎn)生OFDM波形的較高的峰均功率比(PAPR)并且防止由使ADC飽和而產(chǎn)生的高能量信號點。ADC補償也可考慮到接收到的信號中的干擾，并且防止在出現(xiàn)干擾時ADC的飽和。一般情況下，希望的信號的平均功率加上干擾應(yīng)該是在ADC總標(biāo)度以下的預(yù)定量。可選擇轉(zhuǎn)換閾值以實現(xiàn)這些目的。在圖3顯示的實施例中，四個AGC狀態(tài)的四個信號范圍被映射到ADC輸入動態(tài)范圍的不同區(qū)域。在AGC狀態(tài)1中，信號范圍僅為高于ADC量化噪聲級以上的13dB。因為熱噪聲和接收的信號將增加相同的量，則增加AGC狀態(tài)1中的模擬增益不能提高SNR(信號噪聲比)。AGC狀態(tài)1中的更大的ADC補償對于處理相對AGC狀態(tài)1中的弱的希望的信號的大的干擾可能是有利。圖3顯示出四個AGC狀態(tài)的示例性的圖。AGC狀態(tài)也可以其它方式定義。一般情況下，任何數(shù)目的AGC狀態(tài)可被定義，并且每個AGC狀態(tài)可覆蓋任何范圍的接收的信號水平，以使對接收機150實現(xiàn)良好的性能。圖3還顯示出4dB的示例性的滯后和示例性的高和低閾值，其被給出作為用于示例目的的實例。也可對滯后和高和低的閾值使用其它值。圖2也顯示出在接收機150處的AGC單元170的一個實施例的框圖。AGC單元170試圖壓縮接收到的信號的寬的動態(tài)范圍以適于ADC220的較小的輸入動態(tài)范圍，從而防止ADC的飽和并且實現(xiàn)可接受的SQR。AGC單元170也試圖提供具有用于后續(xù)處理的恒定的平均功率的輸出采樣。在AGC單元170中，DC偏移去除單元222估計并且去除輸入采樣中的直流(DC)偏移。DVGA230將來自單元222的采樣乘以可變數(shù)字增益GD并且提供具有希望的平均功率的輸出釆樣x(k)。功率檢測器240確定輸出采樣r(k)的功率并且提供功率測量P(n)，其中n為AGC更新間隔的索引。AGC控制器250接收功率測量并且確定測量的功率和參考功率水平間的誤差，參考功率水平也可被稱為DVGA給定值(setpoint)。AGC控制器250濾波該誤差并且提供控制信號a(n)到模擬增益控制單元270，控制信號指示相對于DVGA給定值的ADC220的輸入處的基帶信號的平均功率。單元270基于控制信號a(n)選擇接收單元160的適當(dāng)?shù)哪M增益級GA。如果選擇了新的模擬增益級，則單元270提供增益改變c(n)到AGC控制器250，增益改變c(n)是新的和之前的AGC狀態(tài)的模擬增益之間的差值。在考慮到將被應(yīng)用到接收機單元160的模擬增益Ga后，AGC控制器250提供控制信號d(n)到數(shù)字增益計算單元260，控制信號d(n)指示基帶信號的平均功率。單元260為DVGA230選擇適當(dāng)?shù)臄?shù)字增益GD，以使輸出采樣的平均功率保持在DVGA給定值或其附近。在一個實施例中，AGC單元170支持多操作模式，例如獲取模式和跟蹤模式。在獲取模式中，AGC環(huán)路更新以較快速率和以第一環(huán)路增益值執(zhí)行，以實現(xiàn)更快速的收斂。如果更新速率較快，則小環(huán)路增益值可以被使用以實現(xiàn)收斂速率和時間平均之間的良好的平衡。在跟蹤模式中，AGC以較低速率和以第二環(huán)路增益值執(zhí)行以實現(xiàn)在收斂速率和時間平均之間的好的平衡。AGC單元170中的一些塊的操作取決于AGC操作模式。功率檢測器240確定相對于DVGA230的DVGA給定值的輸出采樣x(k)的功率。在一些實施例中，功率檢測器240計算功率，如以下P(n)=4tlxn(k)|2，公式(l)其中)Uk)是更新間隔n中的第k個輸出采樣，P(n)是更新間隔n的功率測量。一般情況下，可基于所有更新間隔的相同數(shù)目的輸出采樣或不同更新間隔的不同數(shù)目的輸出采樣獲得功率測量P(n)。在一個實施例中，P(n)基于獲取模式中的較少(例如，128)采樣和跟蹤模式中的較多(例如，2048)采樣獲得。這允許AGC在獲取模式中以較高速率更新并且在跟蹤模式中獲得更準(zhǔn)確的能量估計。圖4顯示出AGC單元170中的AGC控制器250和模擬增益控制單元270的一個實施例的框圖。在此實施例中，AGC環(huán)路在對數(shù)(log)域被實現(xiàn)，并且AGC環(huán)路的大多數(shù)的量是以分貝為單位。log域中操作AGC環(huán)路可提供如下所述的多種好處。在其它實施例中，AGC環(huán)路可在線性域中被實現(xiàn)。以下說明log域AGC環(huán)路。在AGC控制器250中，log誤差計算單元410從功率檢測器240接收功率測量P(n)并接收確定輸出采樣的平均功率的DVGA給定值Pref。DVGA230由特定數(shù)目比特實現(xiàn)并且具有特定范圍。高DVGA給定值增加了限幅高能量采樣的相似性，而低DVGA給定值降低了SQR(信號與量化噪聲比)。DVGA給定值可基于這兩種考慮之間的平衡被設(shè)置為特定值(例如，DVGA總標(biāo)度以下lldB)。在每一個更新間隔n，單元410確定功率測量P(n)和DVGA給定值Pref間的誤差的log，并且提供log誤差e(n)，其可表示為e(n)=log2(Prd/P(n)),=log2(Pref)-log2(P(n)).公式(2)在公式(2)中顯示的實施例中，誤差e(n)使用以2為底的對數(shù)或log2獲得。對AGC環(huán)路使用log2運算可提供一定優(yōu)點。首先，DVGA230可由偏移和低位寬乘法器(lowbitwidthmultiplier)的組合有效實現(xiàn)。第二，較快速收斂可通過線性運算上的1og2運算實現(xiàn)。第三，為線性域中的乘法失真的功率變化可為og域中的加法失真并且通過線性反饋技術(shù)可被減小。第四，可通過Iog域AGC環(huán)路為兩個強的和弱的信號實現(xiàn)均衡的瞬時響應(yīng)。乘法器412將log誤差e(n)乘以環(huán)路增益F^并且提供成比例的log誤差b(n)。環(huán)路增益f^確定AGC環(huán)路的收斂速率。適當(dāng)?shù)沫h(huán)路增益值可被用在每一個模式中以實現(xiàn)希望的收斂速率和時間平均。AGC環(huán)路濾波器420濾波成比例的log誤差b(n)并且提供環(huán)路濾波器輸出。在AGC環(huán)路濾波器420中，加法器422將成比例的log誤差b(n)加上寄存器426的輸出，并且提供第一環(huán)路濾波器輸出a(n)到模擬增益控制單元270。對于給定的AGC狀態(tài)，數(shù)字増益Gd由第一壞路濾波器輸出a(n)確定。因為數(shù)字增益GD將放大輸出采樣到固定的DVGA給定值，則輸入采樣的平均功率是低于固定DVGA給定值GDdB。因此，對于給定的AGC狀態(tài)并且缺少限幅時，第一環(huán)路濾波器輸出a(n)表示在ADC220的輸入處相對于DVGA給定值，以dB為單位的基帶信號的平均功率。模擬增益控制單元270確定是否保持當(dāng)前AGC狀態(tài)或轉(zhuǎn)換到新的AGC狀態(tài)，以使在ADC輸入處基帶信號水平被保持在希望的范圍中，如圖3所顯示。在單元270中，接收信號強度指示(RSSI)計算單元432從環(huán)路濾波器420接收第一環(huán)路濾波器輸出a(n)，并從寄存器438接收當(dāng)前AGC狀態(tài)m。單元432確定基帶信號的平均功率，RSSI(n)，如下所示RSSI(n)=f(a(n)，m}，等式(3)其中f(a(n),m〉是a(n)和m的函數(shù)，并且可取決于AGC單元170的設(shè)計。AGC狀態(tài)選擇器434從單元432接收RSSI(n)，并且從查詢表436接收當(dāng)前AGC狀態(tài)m的高閾值和低閾值Hm和Lm。選擇器434確定是否停留在當(dāng)前AGC狀態(tài)或基于其輸入轉(zhuǎn)換到其它AGC狀態(tài)，如下所述。如果選擇新的AGC狀態(tài)，則寄存器438存儲新的AGC狀態(tài)，并且查詢表436發(fā)出命令到模擬電路(例如，圖2中的LNA210、混頻器212或兩者)以轉(zhuǎn)換AGC增益狀態(tài)和AGC增益狀態(tài)轉(zhuǎn)換的增益改變c(n)。如果選擇新的AGC狀態(tài)則增益改變c(n)為非零，并且如果保持當(dāng)前AGC狀態(tài)則增益改變c(n)為零。在環(huán)路濾波器420中，加法器424從第一環(huán)路濾波器輸出a(n)中減去增益改變c(n)，并且提供第二環(huán)路濾波器輸出d(n)到數(shù)字增益計算單元260。無論何時選擇AGC狀態(tài)，模擬增益改變并且ADC輸入處的基帶信號水平增加，如圖3中所示。第二環(huán)路濾波器輸出d(n)指示AGC狀態(tài)的相對于DVGA給定值的基帶信號的期望的基帶功率。數(shù)字增益計算單元260基于第二環(huán)路濾波器輸出d(n)計算DVGA230的數(shù)字增益GD以使輸出采樣的功率為DVGA給定值或其附近。數(shù)字增益DD跟蹤接收的信號水平的變化并且也補償模擬增益中的階段改變。數(shù)字增益GD可被提供在兩部分中，第一部分為2的冪并且第二部分為線性單位。輸入采樣與第一部分的乘法可通過比特移動操作簡單地實現(xiàn)。輸入采樣與第二部分的乘法可通過使用低位寬乘法器實現(xiàn)。延遲一般在應(yīng)用新的模擬和數(shù)字增益中出現(xiàn)。應(yīng)用新的模擬增益中的延遲可比應(yīng)用新的數(shù)字增益中的延遲長。這是因為各種原因，例如，向接收機單元160提供新的模擬增益中的較長延遲，在轉(zhuǎn)換接收機單元160中的電路塊的增益中的附加延遲等。盡管為了簡便，在圖4種沒有顯示出，但是增益改變c(n)可被延遲等于應(yīng)用新的模擬和數(shù)字增益的延遲中的差的量。這樣，在選擇了新的模擬增益時，新的模擬增益和相對應(yīng)的新的數(shù)字增益可同時出現(xiàn)，并且可防止輸出采樣中的大的瞬變。在圖4顯示的實施例中，AGC環(huán)路由確定模擬和數(shù)字增益兩者的第一階反饋環(huán)路實現(xiàn)。因為接收到的信號水平一般從一個更新間隔到下一個更新間隔緩慢變化，此AGC環(huán)路設(shè)計為足夠的。其它類型的反饋環(huán)路、多反饋環(huán)路、前饋結(jié)構(gòu)和/或一些其它設(shè)計也可用于控制模擬和數(shù)字增益。模擬增益控制單元270可例如在加電時首先選擇具有最高模擬增益的AGC狀態(tài)1。其后，在每一個更新間隔中，單元270可比較基帶信號的平均功率，RSSI(n)，與當(dāng)前AGC狀態(tài)的高閾值和低閾值以確定是否轉(zhuǎn)換到其它AGC狀態(tài)。單元270中的査詢表436可為每一個AGC狀態(tài)存儲高閾值和低閾值以及在AGC狀態(tài)間轉(zhuǎn)換時的模擬增益中的階段改變，如表1中所顯示。對高閾值和低閾值的特定值，RSSI的計算和增益改變?nèi)Q于執(zhí)行并且可根據(jù)設(shè)計不同而不同。<table>tableseeoriginaldocumentpage22</column></row><table>不同操作特性可通過選擇高閾值和低閾值的不同值獲得。高閾值和低閾值確定在何種功率水平轉(zhuǎn)換AGC狀態(tài)，并且因此確定模擬域和數(shù)字域之間的整體增益的分割。高閾值和低閾值也確定滯后的量，其可由如下式計算<formula>formulaseeoriginaldocumentpage22</formula>公式(4)圖5顯示出用于可由圖4中的AGC狀態(tài)選擇器434執(zhí)行的選擇AGC狀態(tài)的處理500的一個實施例。以下說明假定AGC狀態(tài)m為當(dāng)前AGC狀態(tài)，其中mE{l,2,3,4}。最初，做出基帶信號的平均功率RSSI(n)是否低于當(dāng)前AGC狀態(tài)m的低閾值Lm的確定(框510)。如果'是'，則較高模擬增益是所希望的。隨后做出當(dāng)前AGC狀態(tài)是否具有最高模擬增益的確定(框512)。如果結(jié)果為'是'，則處理中止，因為接收機單元己經(jīng)在最高模擬增益下操作。否則，如果在框512結(jié)果為'否'，則選擇具有下一個較高模擬增益的新的AGC狀態(tài)m-(框514)。根據(jù)新的AGC狀態(tài)增加接收機單元的模擬增益(框516)。增益改變c(n)隨后被確定為新AGC狀態(tài)m-1的模擬增益與之前的AGC狀態(tài)m的模擬增益之間的差(框518)。因為較高模擬增益被用于接收機單元，則對數(shù)閾中的增益改變c(n)為正值。如果基帶信號的平均功率在當(dāng)前AGC狀態(tài)m不低于低閾值Lm并且框510的結(jié)果為'否，，則做出RSSI(n)是否超過當(dāng)前AGC狀態(tài)m下的高閾值Hm的確定(框530)。如果在框530為'是'，則較低的模擬增益是所希望的。隨后做出當(dāng)前AGC狀態(tài)是否具有最低模擬增益的確定(框532)。如果結(jié)果為'是'，則處理中止，因為接收機單元已經(jīng)在最低模擬增益下操作。否則如果在框532結(jié)果為'否'，則選擇具有下一個較低的模擬增益的新的AGC狀態(tài)m+l(框534)。根據(jù)新的AGC狀態(tài)減小接收機的模擬增益(框536)。增益改變c(n)隨后被確定為新的AGC狀態(tài)與之前AGC狀態(tài)的模擬增益間的差(框53S)。因為較低模擬增益被用于接收機單元，則對數(shù)域中的增益改變c(n)為負(fù)值。圖5顯示出其中基帶信號的平均功率被用于選擇AGC狀態(tài)的實施例。如上所述，第一環(huán)路濾波器輸出a(n)指示在ADC輸入處的基帶信號相對于DVGA給定值的平均功率并且也可被用于選擇AGC狀態(tài)。然而，因為a(n)與基帶信號水平反向相關(guān)，則圖5中的框510和530可被因此更改。此外，可為a(n)定義適當(dāng)?shù)母唛撝岛偷烷撝?，并且該適當(dāng)?shù)母唛撝岛偷烷撝悼杀挥米鬟x擇AGC狀態(tài)。圖6顯示出DVGA230的AGC環(huán)路的示例性模型600的框圖。在此實施例中，AGC環(huán)路被實現(xiàn)為在log域中操作的第一階反饋環(huán)路。因此，模型600中的量由dB為單位或任何底數(shù)的對數(shù)給出。模型600假定AGC在一個AGC狀態(tài)中操作并且增益改變c(n)在每一個更新間隔等于零。在每一個AGC更新間隔n中，加法器612將在DVGA的輸入端的輸入功率Pinit與DVGA的數(shù)字增益GD(n-l)相加，并且提供在DVGA的輸出端的功率P(n)。在對數(shù)域中的加法相當(dāng)于在線性域中的乘法。加法器612通過DVGA230模擬線性域中的乘法。加法器614從DVGA給定值Pref中減去DVGA輸出功率P(n),并且提供log誤差e(n)。乘法器616將log誤差e(n)乘以環(huán)路增益Kl，并且提供成比例的log誤差b(n)。加法器61S將成比例log誤差b(n)加上來自延遲單元620的數(shù)字增益Gd(ii-1)，并且提供更新的數(shù)字增益GD(n)。延遲單元620存儲來自加法器618的數(shù)字增益Go(n)，并且在下一個更新間隔中提供此數(shù)字增益。延遲單元620模擬在圖4中的寄存器426。模型600的轉(zhuǎn)換功能可由本領(lǐng)域的技術(shù)人員容易地得到。第一階反饋環(huán)路的時間常數(shù)t可被表示為t=~~^--T,公式(5)其中Tl是兩個AGC環(huán)路更新之間的時間間隔。對于獲取模式和跟蹤模式Tl可以不同。對于小環(huán)路增益Kp時間常數(shù)可近似為t"!VKb其與環(huán)路濾波器的平均窗口的有效長度相對應(yīng)。對于小的K^時間常數(shù)和平均窗口較長，導(dǎo)致AGC環(huán)路的較慢的收斂。對于大的K^，收斂較快。然而，測量噪聲通過平均窗口被較少地抑制，這樣可能對測量準(zhǔn)確度不利。剩余跟蹤誤差可以是由于功率測量中的誤差而產(chǎn)生的輸出采樣的平均功率中的誤差。剩余跟蹤誤差的方差，c^可被表示為《-:^V.^公式(6)其中c7:為功率測量誤差的方差。公式(6)表示剩余跟蹤誤差取決于環(huán)路增益kl和功率測量誤差c^。可為環(huán)路增益！^選擇適當(dāng)?shù)闹狄詫崿F(xiàn)關(guān)于收斂速率、剩余跟蹤誤差和可能的其它標(biāo)準(zhǔn)的良好性能。如果S可忽略，例如通過在足夠多數(shù)目的采樣上求平均，則較高環(huán)路增益K^可被使用以實現(xiàn)較快速收斂。相反地，如果功率測量為有噪聲的，則較小的環(huán)路增益kl可被使用以平均噪聲。在一個實施例中，&為從1/16到15/16范圍間的4比特值。對于此實施例，最大時間常數(shù)近似16個更新間隔。環(huán)路增益Ki也可被選擇以為不同信道分布(profile)最小化分組錯誤率(PER)。更高的K^可以低到中等速率針對多徑衰減信道和瑞利平(Rayleighflat)衰減提供較好性能?？纱_定接收機150的信道分布，并且可基于確定的信道分布選擇適當(dāng)?shù)沫h(huán)路增益值來使用。接收機150可以多種方式執(zhí)行AGC，例如，取決于由系統(tǒng)使用的波形、接收機的操作模式等。作為一個實例，對于OFDM波形，可能希望更新AGC環(huán)路和在OFDM符號邊界處的模擬和數(shù)字增益，以減少接收到的OFDM符號中的瞬變。圖7顯示出可用于系統(tǒng)100的示例性超幀結(jié)構(gòu)700。在圖7中顯示的實施例中，傳輸時間線可被分到超幀中，每一個超幀具有特定時間的持續(xù)時間，例如大約1秒。每一個超幀包括時分多路復(fù)用(TDM)導(dǎo)頻的字段712、開銷/控制信息的字段714和具有用于業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)的N個幀的字段716，其中N》1。超幀也可包括如圖7中所示的不同的和/或附加字段。在圖7中顯示的實施例中，TDM導(dǎo)頻由S個相等的導(dǎo)頻序列組成，每一個導(dǎo)頻序列包含L個時域采樣，其中S〉1并且]>1。TDM導(dǎo)頻可被用于信號檢測、幀同步、頻率錯誤估計、時間同步和/或其它目的。開銷信息可傳送用于恢復(fù)在超幀的N幀中發(fā)送的數(shù)據(jù)信道的信息。每一幀攜帶多個(M)OFDM符號。每一個OFDM符號由K個采樣的數(shù)據(jù)部分和C個采樣的循環(huán)字首(cyclicprefix)組成。在一個實施例中，K=4096，C=512，并且每-一個OFDM符號由4608個采樣組成。在一個實施例中，L=128，S=36，并且TDM導(dǎo)頻包括長度為128的36個相等的導(dǎo)頻序列。其它值也可被用作K，C，L和S。圖7顯示出特定超幀結(jié)構(gòu)。此處說明的AGC技術(shù)可被用于其它幀接收機150可以是間斷性活動的，并且可周期性地喚醒以接收數(shù)據(jù)。例如，感興趣的數(shù)據(jù)信道可被在每一幀中的一個或多個OFDM符號中發(fā)送。接收機150可隨后在感興趣的數(shù)據(jù)信道的OFDM符號之前喚醒、按需要更新模擬和數(shù)字增益、調(diào)整頻率和時間、接收感興趣的OFDM符號，再度休眠直到下一幀。希望AGC在每一個喚醒間隔的開始快速收斂。圖8顯示出在獲取模式和跟蹤模式中的AGC操作的一個實施例。接收機150基于加電和喚醒時間段的開始時始于獲取模式中。在獲取模式中，AGC環(huán)路被以較快速率和以第一環(huán)路增益值被更新，以實現(xiàn)快速收斂并且密切跟蹤接收到的信號水平。在獲取模式中，每一個更新間隔跨越Taeq秒，例如，T,-256個圖7中顯示的超幀結(jié)構(gòu)的采樣周期。在一個實施例中，在每一個更新間隔中，接收機150基于更新間隔的較后部分中的輸出采樣獲得功率測量，該輸出采樣例如256采樣更新間隔中的最后128個采樣。如果模擬和/或數(shù)字增益在之前的更新間隔改變，則可能在輸出采樣中引入瞬變?？赏ㄟ^丟棄在更新間隔的較前部分(例如，第一半)中的輸出采樣，并且使用在更新間隔的較后部分(例如，第二半)中的輸出采樣用于功率測量來防止瞬變。接收機150隨后基于功率測量更新AGC環(huán)路。接收機150可一直保持處于獲取模式中直到(1)粗略的計時被獲得并且OFDM符號邊界能被確定禾卩/或(2)—些其它條件被滿足。例如，接收機150可保持在最小數(shù)目(例如16)的更新的間隔期間處于獲取模式中。接收機150可隨后轉(zhuǎn)換到跟蹤模式。在跟蹤模式中，AGC環(huán)路以較低速率更新和用第二環(huán)路增益值進行更新。在跟蹤模式中，每一個更新間隔跨越T^k秒，例如，Ttn)ek=l，一個OFDM符號周期。在一個實施例中，在每一個更新間隔中，接收機基于更新間隔的較后部分(例如，第二半)中的輸出采樣獲得功率測量，以再次防止由增益轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的瞬變。接收機50隨后基于功率測量更新AGC環(huán)路。一般情況下，第一和第二環(huán)路增益值的每一個可被選擇以實現(xiàn)希望的收斂速率和時間平均。第一環(huán)路增益值可等于、大于或小于第二環(huán)路增益值。圖9顯示出通過離散模擬增益和連續(xù)數(shù)字增益執(zhí)行AGC的處理900的一個實施例?；诶鐬閬碜訢VGA的輸出信號的功率測量而更新AGC環(huán)路(框912)。基于AGC環(huán)路從多個離散增益值中選擇模擬電路的第一增益，以在ADC輸入處將基帶信號的平均功率保持在預(yù)定范圍(框914)?；贏GC環(huán)路選擇DVGA的第二增益以將來自DVGA的輸出信號的平均功率保持在參考功率水平或在接近該參考功率水平(框916)?；鶐盘柨梢允蔷哂懈逷APR的OFDM波形。ADC輸入處的預(yù)定范圍可以是ADC總標(biāo)度下的第一補償，其中可基于基帶信號的PAPR，或各種干擾的功率來選擇第一補償。參考功率水平可以是DVGA總標(biāo)度以下的第二補償，其中，可基于來自DVGA的輸出信號的PAPR來選擇第二補償。對于框914，在基帶信號的平均功率低于低閾值時，如果可用的話，可以為第一增益選擇下一個較高的離散增益值。在基帶信號的平均功率高于高閾值時，如果可用的話，可以為第一增益選擇下一個較低的離散增益值。多個離散增益值可與多個增益狀態(tài)相關(guān)聯(lián)。每一個增益狀態(tài)可與各自高閾值(如果可應(yīng)用)和各自的低閾值(如果可應(yīng)用)相關(guān)聯(lián)。可定義增益狀態(tài)的高和低閾值以提供希望的增益轉(zhuǎn)換特性并且提供希望的轉(zhuǎn)換滯后。當(dāng)前增益狀態(tài)的高和低閾值可被用于確定是否轉(zhuǎn)換增益狀態(tài)。圖10顯示出用離散模擬增益和連續(xù)數(shù)字增益執(zhí)行AGC的設(shè)備1000的一個實施例。設(shè)備1000包括用于基于例如對來自DVGA的輸出信號的功率測量更新AGC環(huán)路的裝置(框1012)，用于從多個離散增益值中選擇用于模擬電路的第一增益以將ADC輸入處的基帶信號的平均功率保持在預(yù)定范圍中的裝置(框1014)，和用于為DVGA選擇第二增益以將DVGA輸出信號的平均功率保持成處于參考功率水平或接近參考功率水平的裝置(框916)。圖11顯示出用于在log域執(zhí)行AGC的處理1100的一個實施例。例如使用以2為底的對數(shù)確定輸出信號水平相對于參考水平的log誤差(框1112)。log誤差由環(huán)路增益按比例調(diào)整以獲得成比例的log誤差(框1114)。成比例的log誤差由環(huán)路濾波器濾波以獲得環(huán)路濾波器輸出(框1116)。可在獲取和跟蹤模式中對環(huán)路增益使用不同的值?；诃h(huán)路濾波器輸出確定用于校正輸出信號水平中的log誤差的第一增益(框1118)。第一增益可包括是二的冪的第一部分和是線性單位的第二部分。輸入信號可被數(shù)字地乘以第一增益以獲得輸出信號，并且可基于輸出信號水平和參考功率水平確定log誤差。也可基于環(huán)路濾波器輸出確定用于模擬電路的第二增益(框1120)。多個離散增益值可用于第二增益?？苫诃h(huán)路濾波器輸出為第二增益選擇一個離散增益值?？呻S后基于環(huán)路濾波器輸出和第二增益確定第一增益。圖12顯示出用于在log域執(zhí)行AGC的設(shè)備1200的一個實施例。設(shè)備1200包括用于例如使用以2為底的對數(shù)確定輸出信號水平的log誤差的裝置(框1212)，用于用環(huán)路增益按比例調(diào)整log誤差以獲得成比例的log誤差的裝置(框1214)，用于通過環(huán)路濾波器濾波成比例的]og誤差以獲得環(huán)路濾波器輸出的裝置(框1216)，用于基于環(huán)路濾波器輸出確定用于校正輸出信號水平中的log誤差的第一增益的裝置(框1218)，和用于基于環(huán)路濾波器輸出確定用于模擬電路的第二增益的裝置(框1220)。圖13顯示出采用多模式執(zhí)行AGC的處理1300的一個實施例。AGC環(huán)路始于獲取模式中，例如，通過加電或從休眠中喚醒(框1312)。在獲取模式中，以第一更新速率和采用第一環(huán)路增益值更新AGC環(huán)路(框1314)。例如在預(yù)定數(shù)目的AGC環(huán)路更新或滿足一些其它條件后，AGC環(huán)路轉(zhuǎn)換到跟蹤模式(框1316)。在跟蹤模式中，以低于第一更新速率的第二更新速率，采用第二環(huán)路增益值更新AGC環(huán)路(框1318)。例如，AGC環(huán)路(1)可在獲取模式中對每一個OFDM符號更新多次，并且(2)在跟蹤模式中對至少一個OFDM符號的每一個范圍更新一次，例如對每個OFDM符號和在OFDM符號的邊界。用于更新AGC環(huán)路的功率測量可基于(1)在獲取模式中的第一預(yù)定數(shù)目的采樣和(2)在跟蹤模式中的第二預(yù)定數(shù)目的采樣獲得，其中，第二預(yù)定數(shù)目大于第一預(yù)定數(shù)目。第一環(huán)路增益值可等于、大于或小于第二環(huán)路增益值。圖14顯示出用于采用多種模式執(zhí)行AGC的設(shè)備1400的一個實施例。設(shè)備1400包括用于在獲取模式中啟動AGC環(huán)路的裝置，例如通過加電或從休眠中喚醒來啟動(框1412)，用于在獲取模式中以第一更新速率和利用第一環(huán)路增益值更新AGC環(huán)路的裝置(框1414)，用于在預(yù)定數(shù)目的AGC環(huán)路更新或滿足一些其它條件后將AGC環(huán)路轉(zhuǎn)換到跟蹤模式的裝置(框1416)，用于在跟蹤模式中以比第一更新速率小的第二更新速率和利用第二環(huán)路增益值更新AGC環(huán)路的裝置(1418)。此處說明的AGC技術(shù)可由不同裝置實現(xiàn)。例如，這些技術(shù)可在硬件、固件、軟件或其組合中實現(xiàn)。對于硬件實現(xiàn)，用于執(zhí)行AGC的處理單元可在一個或多個專用集成電路(ASIC)、數(shù)字信號處理器(DSP)、數(shù)字信號處理裝置(DSPD)、可編程邏輯裝置(PLD)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、電子裝置、其它設(shè)計以執(zhí)行此處說明的功能的電子單元或其組合中實現(xiàn)。對于固件和/或軟件實現(xiàn)，此技術(shù)可由執(zhí)行此處說明的功能的模塊(例如，程序、功能等)實現(xiàn)。固件和/或軟件碼可被存儲在存儲器(例如，圖1中的存儲器182)中，并且由處理器(例如，處理器180)執(zhí)行。存儲器可在處理器內(nèi)部或外部實現(xiàn)。提供公開的實施例的前述說明以使本領(lǐng)域中的技術(shù)人員做出或使用本發(fā)明。這些實施例的不同更改對于本領(lǐng)域技術(shù)人員是明顯的，并且此處定義的一般性原理可被應(yīng)用到其它實施例而不偏離本發(fā)明的精神或范圍。這樣，本發(fā)明不旨在被限制于此處顯示的實施例，而是符合與此處公開的原理和新穎特性相一致的最寬泛范圍。權(quán)利要求1.一種設(shè)備，包括至少一個處理器，其被配置成從多個離散增益值中選擇用于模擬電路的第一增益，并且選擇用于數(shù)字可變增益放大器(DVGA)的第二增益，其中所述第一增益將模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的輸入處的基帶信號的平均功率保持在預(yù)定范圍中，并且其中，所述第二增益將來自DVGA的輸出信號的平均功率保持在參考功率水平上；和連接到所述至少一個處理器的存儲器。2.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中，所述基帶信號為OFDM波形。3.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中，所述預(yù)定范圍是所述ADC的總標(biāo)度以下的至少一個特定補償，并且其中，所述特定補償是基于所述基帶信號的峰均功率比(PAPR)、干擾信號的功率或其組合而被選擇的。4.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中，所述參考功率水平是DVGA的總標(biāo)度以下的特定補償，并且其中所述特定補償是基于所述輸出信號的峰均功率比(PAPR)而被選擇的。5.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述至少一個處理器被配置成基于功率測量更新自動增益控制(AGC)環(huán)路并且基于所述AGC環(huán)路選擇所述第一和第二增益。6.如權(quán)利要求5所述的設(shè)備，其中，所述至少一個處理器被配置成基于所述AGC環(huán)路的輸出和用于所述第一增益的離散增益值確定所述基帶信號的所述平均功率。7.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述至少一個處理器被配置成當(dāng)所述基帶信號的所述平均功率低于低閾值時，如果可獲得下一個較高的離散增益值，則選擇下一個較高的離散增益值用于所述第一增益，和當(dāng)所述基帶信號的所述平均功率高于高閾值時，如果可獲得下一個較低的離散增益值，則選擇下一個較低的離散增益值用于所述第一增8.如權(quán)利要求7所述的設(shè)備，其中，所述高閾值和低閾值取決于用于所述第一增益的所述離散增益值。9.如權(quán)利要求7所述的設(shè)備，其中，所述高閾值和低閾值是基于ADC補償和信號與量化噪聲比(SQR)要求而被定義的。10.如權(quán)利要求l所述的設(shè)備，其中，所述多個離散增益值與多個增益狀態(tài)相關(guān)聯(lián)，其中，除了具有最低模擬增益的最低增益狀態(tài)之外的每個增益狀態(tài)與用于選擇下一個較低的增益狀態(tài)的相應(yīng)的高閾值相關(guān)聯(lián)，并且其中，除了具有最高模擬增益的最高增益狀態(tài)之外的每個增益狀態(tài)與用于選擇下一個較高的增益狀態(tài)的相應(yīng)的低閾值相關(guān)聯(lián)。11.如權(quán)利要求IO所述的設(shè)備，其中用于多個增益狀態(tài)的所述高閾值和低閾值被定義以提供在增益狀態(tài)間轉(zhuǎn)換的預(yù)定的滯后量。12.如權(quán)利要求IO所述的設(shè)備，其中用于所述多個增益狀態(tài)的所述高閾值和低閾值是可編程的。13.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中，所述至少一個處理器被配置成確定所述第一增益中的改變，和延遲在所述第二增益中應(yīng)用所述改變，以使所述改變同時被應(yīng)用到所述模擬電路和所述DVGA，以減小所述輸出信號中的瞬變。14.一種處理器，其被配置成從多個離散增益值中選擇用于模擬電路的第一增益并且選擇用于數(shù)字可變增益放大器(DVGA)的第二增益，其中，所述第一增益將模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的輸入處的基帶信號的平均功率保持在預(yù)定范圍中，并且其中所述第二增益將來自DVGA的輸出信號的平均功率保持在參考功率水平上。15.如權(quán)利要求14所述的處理器，還被配置成基于功率測量更新自動增益控制(AGC)環(huán)路并且基于所述AGC環(huán)路選擇所述第一和第~^增顯。16.如權(quán)利要求14所述的處理器，還被配置成當(dāng)所述基帶信號的所述平均功率低于低閾值時，如果可獲得下一個較高的離散增益值，則選擇下一個較高的離散增益值用于所述第一增益，并且當(dāng)所述基帶信號的所述平均功率高于高閾值時，如果可獲得下一個較低的離散增益值，則選擇下一個較低的離散增益值用于所述第一增益。17.—種方法，其包括從多個離散增益值中選擇用于模擬電路的第一增益，其中，所述第一增益將模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的輸入處的基帶信號的平均功率保持在預(yù)定范圍中；和選擇用于數(shù)字可變增益放大器(DVGA)的第二增益，其屮所述第二增益將來自DVGA的輸出信號的平均功率保持在參考功率水平上。18.如權(quán)利要求17所述的方法，還包括基于功率測量更新自動增益控制(AGC)環(huán)路，并且其中基于所述AGC環(huán)路選擇所述第一和第二增益。19.如權(quán)利要求17所述的方法，其中，所述選擇用于所述模擬電路的所述第一增益包括當(dāng)所述基帶信號的所述平均功率低于低閾值時，如果可獲得下一個較高的離散增益值，則選擇下一個較高的離散增益值用于所述第一增益，和當(dāng)所述基帶信號的所述平均功率高于高閾值時，如果可獲得下一個較低的離散增益值，則選擇下一個較低的離散增益值用于所述第一增顯o20.—種設(shè)備，包括用于從多個離散增益值中選擇用于模擬電路的第一增益的裝置，其中，所述第一增益將模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的輸入處的基帶信號的平均功率保持在預(yù)定范圍中；和用于選擇數(shù)字可變增益放大器(DVGA)的第二增益的裝置，其中，所述第二增益將來自DVGA的輸出信號的平均功率保持在參考功率水平上。21.如權(quán)利要求20所述的設(shè)備，還包括用于基于功率測量更新自動增益控制(AGC)環(huán)路的裝置，并且其中，基于所述AGC環(huán)路選擇所述第一和第二增益。22.如權(quán)利要求20所述的設(shè)備，其中用于選擇用于所述模擬電路的所述第一增益的所述裝置包括用于當(dāng)所述基帶信號的所述平均功率低于低閾值時，如果可獲得下一個較高的離散增益值，則選擇下一個較高的離散增益值用于所述第一增益的裝置，和用于當(dāng)所述基帶信號的所述平均功率高于高閾值時，如果可獲得下一個較低的離散增益值，則選擇下一個較低的離散增益值用于所述第一增益的裝置。23.—種由計算機程序編碼的計算機可讀介質(zhì)，用于從多個離散增益值中選擇用于模擬電路的第一增益，其中，所述第一增益將模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的輸入處的基帶信號的平均功率保持在預(yù)定范圍中；和選擇用于數(shù)字可變增益放大器(DVGA)的第二增益，其中，所述第二增益將來自所述DVGA的輸出信號的平均功率保持在參考功率水平上。24.—種設(shè)備，包括至少一個處理器，其被配置成確定輸出信號水平的對數(shù)(log)誤差，用環(huán)路濾波器濾波所述Og誤差以獲得環(huán)路濾波器輸出，并且基于所述環(huán)路濾波器輸出確定第一增益，其中所述第一增益被用來校正所述輸出信號水平中的所述log誤差；和連接到所述至少一個處理器的存儲器。25.如權(quán)利要求24所述的設(shè)備，其中，所述至少一個處理器被配置成使用以2為底的對數(shù)確定所述log誤差。26.如權(quán)利要求24所述的設(shè)備，其中，所述至少一個處理器被配置成用環(huán)路增益按比例調(diào)整所述log誤差以獲得成比例的log誤差，并且用所述環(huán)路濾波器濾波所述成比例的log誤差以獲得所述環(huán)路濾波器輸出。27.如權(quán)利要求26所述的設(shè)備，其中，所述至少一個處理器被配置成在獲取模式中使用所述環(huán)路增益的第一值和在跟蹤模式中使用所述環(huán)路增益的第二值。28.如權(quán)利要求24所述的設(shè)備，其中，所述至少一個處理器被配置成將輸入信號數(shù)字地乘以所述第一增益以獲得輸出信號，并且基于所述輸出信號水平和參考功率水平確定所述log誤差。29.如權(quán)利要求28所述的設(shè)備，其中，所述第一增益包括為2的冪的第一部分和為線性單位的第二部分。30.如權(quán)利要求24所述的設(shè)備，其中，所述至少一個處理器被配置成基于所述環(huán)路濾波器輸出選擇多個離散增益值中的一個，并且提供所述選擇的離散增益值作為用于模擬電路的第二增益。31—種處理器，其被配置成確定輸出信號水平中的對數(shù)(log)誤差，用環(huán)路濾波器濾波所述log誤差以獲得環(huán)路濾波器輸出，并且基于所述環(huán)路濾波器輸出確定第一增益，其中，所述第一增益被用來校正所述輸出信號水平中的log誤差。32.如權(quán)利要求31所述的處理器，還被配置成將輸入信號數(shù)字地乘以所述第一增益以獲得輸出信號，并且基于所述輸出信號水平和參考功率水平確定所述log誤差。33.—種方法，其包括確定輸出信號水平中的對數(shù)(log)誤差；用環(huán)路濾波器濾波所述log誤差以獲得環(huán)路濾波器輸出；和基于所述環(huán)路濾波器輸出確定第一增益，其中所述第一增益被用來校正所述輸出信號水平中的所述log誤差。34.如權(quán)利要求33所述的方法，還包括將輸入信號數(shù)字地乘以所述第一增益以獲得輸出信號，并且其中，基于所述輸出信號水平和參考功率水平確定所述log誤差。35.—種設(shè)備，包括用于確定輸出信號水平中的對數(shù)(log)誤差的裝置；用于用環(huán)路濾波器濾波所述log誤差以獲得環(huán)路濾波器輸出的裝置；和基于所述環(huán)路濾波器輸出確定第一增益的裝置，其中所述第一增益被用來校正所述輸出信號水平中的所述log誤差。36.如權(quán)利要求35所述的設(shè)備，還包括用于將輸入信號數(shù)字地乘以所述第一增益以獲得輸出信號的裝置，并且其中基于所述輸出信號水平和參考功率水平確定所述log誤37.—種用計算機程序編碼的計算機可讀介質(zhì)，用于確定輸出信號水平中的對數(shù)(log)誤差；用環(huán)路濾波器濾波所述log誤差以獲得環(huán)路濾波器輸出；和基于所述環(huán)路濾波器輸出確定第一增益，其中，所述第一增益被用來校正所述輸出信號水平中的所述log誤差。38.—種設(shè)備，包括至少一個處理器，其被配置成在獲取模式中以第一更新速率更新自動增益控制(AGC)環(huán)路，并且在跟蹤模式中以第二更新速率更新所述AGC環(huán)路，其中所述第二更新速率低于所述第一更新速率；和連接到所述至少一個處理器的存儲器。39.如權(quán)利要求38所述的設(shè)備，其中，所述至少一個處理器被配置成在獲取模式中為每個OFDM符號更新AGC環(huán)路多次，和在跟蹤模式中，為至少一個OFDM符號的每個持續(xù)時間更新AGC環(huán)路一次。40.如權(quán)利要求38所述的設(shè)備，其中，所述至少一個處理器被配置成在跟蹤模式中在OFDM符號邊界處更新所述AGC環(huán)路。41.如權(quán)利要求38所述的設(shè)備，其中，所述至少一個處理器被配置成當(dāng)從休眠中喚醒吋在獲取模式屮啟動，并且在至少預(yù)定數(shù)目的AGC環(huán)路更新期間內(nèi)保持在所述獲取模式中，或直到滿足退出條件才轉(zhuǎn)換到跟蹤模式。42.如權(quán)利要求38所述的設(shè)備，其中，所述至少一個處理器被配置成在獲取模式中基于第一預(yù)定數(shù)目的采樣獲得功率測量，在跟蹤模式中基于第二預(yù)定數(shù)目的采樣獲得功率測量，其中所述第二預(yù)定數(shù)目大于所述第一預(yù)定數(shù)目，并且根據(jù)所述功率測量更新AGC環(huán)路。43.如權(quán)利要求38所述的設(shè)備，其中，所述至少一個處理器被配置成在獲取模式中用第一環(huán)路增益值更新所述AGC環(huán)路，并且在跟蹤模式中用第二環(huán)路增益值更新所述AGC環(huán)路。44.一種處理器，其被配置成在獲取模式中以第一更新速率更新自動增益控制(AGC)環(huán)路，并且在跟蹤模式中以第二更新速率更新所述AGC環(huán)路，其中，所述第二更新速率低于所述第一更新速率。45.如權(quán)利要求44所述的處理器，還被配置成在所述獲取模式中為每個OFDM符號更新所述AGC環(huán)路多次，并且在所述跟蹤模式中為至少一個OFDM符號的每個持續(xù)時間更新所述AGC環(huán)路一次。46.如權(quán)利要求44所述的處理器，還被配置成在所述獲取模式中基于第一預(yù)定數(shù)目的采樣獲得功率測量，在所述跟蹤模式中基于第二預(yù)定數(shù)目的采樣獲得功率測量，其中，所述第二預(yù)定數(shù)目大于所述第一預(yù)定數(shù)目，并且根據(jù)所述功率測量更新所述AGC環(huán)路。47.—種方法，包括在獲取模式中以第一更新速率更新自動增益控制(AGC)環(huán)路；禾口在跟蹤模式中以第二更新速率更新所述AGC環(huán)路，其中，所述第二更新速率低于所述第一更新速率。48.如權(quán)利要求47所述的方法，其中，在所述獲取模式屮以所述第一更新速率更新所述AGC環(huán)路包括，在所述獲取模式中對每個OFDM符號更新所述AGC環(huán)路多次，并且其中，在所述跟蹤模式中以所述第二更新速率更新所述AGC環(huán)路包括，在所述跟蹤模式中對至少一個OFDM符號的每個持續(xù)時間更新所述AGC環(huán)路一次。49.如權(quán)利要求47所述的方法，還包括在所述獲取模式中，基于第一預(yù)定數(shù)目的采樣獲得功率測量；在所述跟蹤模式中，基于第二預(yù)定數(shù)目的采樣獲得功率測量，其中所述第二預(yù)定數(shù)目大于所述第一預(yù)定數(shù)目；禾口根據(jù)所述功率測量更新所述AGC環(huán)路。50.—種設(shè)備，包括在獲取模式中以第一更新速率更新自動增益控制(AGC)環(huán)路的裝置；和在跟蹤模式中以第二更新速率更新所述AGC環(huán)路的裝置，其中所述第二更新速率低于所述第一更新速率。51.如權(quán)利要求50所述的設(shè)備，其中用于在所述獲取模式中以所述第一更新速率更新所述AGC環(huán)路的所述裝置包括，用于在所述獲取模式中對每個OFDM符號更新所述AGC環(huán)路多次的裝置，并且其中，在所述跟蹤模式中以所述第二更新速率更新所述AGC環(huán)路的所述裝置包括在所述跟蹤模式中對至少一個OFDM符號的每個持續(xù)時間更新所述AGC環(huán)路一次的裝置。52.如權(quán)利要求50所述的設(shè)備，還包括用于在所述獲取模式中基于第一預(yù)定數(shù)目的采樣獲得功率測量的裝置；用于在所述跟蹤模式中基于第二預(yù)定數(shù)目的采樣獲得功率測量的裝置，其中所述第二預(yù)定數(shù)目大于所述第一預(yù)定數(shù)目；和用于根據(jù)所述功率測量更新所述AGC環(huán)路的裝置。53.—種用計算機程序編碼的計算機可讀介質(zhì)，用于在獲取模式中以第一更新速率更新自動增益控制(AGC)環(huán)路，和在跟蹤模式中以第二更新速率更新所述AGC環(huán)路，其中，所述第二更新速率低于所述第一更新速率。全文摘要本發(fā)明描述了用于在無線接收機處執(zhí)行自動增益控制(AGC)的技術(shù)。無線接收機的總增益可通過模擬電路的離散增益級和數(shù)字可變增益放大器(DVGA)的連續(xù)增益實現(xiàn)?；趤碜訢VGA的輸出信號的功率測量更新AGC環(huán)路?；贏GC環(huán)路從多個離散增益值中選擇用于模擬電路的第一增益，以將模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)輸入處的基帶信號的平均功率保持在預(yù)定范圍中。基于AGC環(huán)路選擇DVGA的第二增益以將輸出信號的平均功率保持在參考功率水平。第一增益以防止由基帶信號產(chǎn)生的ADC的飽和及提供轉(zhuǎn)換滯后的方式被轉(zhuǎn)換。AGC可在log域中并且用多種模式執(zhí)行。文檔編號H03G3/30GK101171746SQ200680015986公開日2008年4月30日申請日期2006年3月13日優(yōu)先權(quán)日2005年3月11日發(fā)明者L·李,R·克里希納穆蒂,V·默西申請人:高通股份有限公司