專(zhuān)利名稱：振蕩器和使用了它的信息設(shè)備、壓控振蕩器和使用了它的信息設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
<第1技術(shù)的技術(shù)領(lǐng)域>
本發(fā)明涉及諧振電路、使用了該諧振電路的振蕩器、以及使用了該振蕩器的信息設(shè)備，尤其涉及使用基于電感器(inductor)和電容的諧振動(dòng)作的LC諧振電路，作為使用了該LC諧振電路的振蕩器的、由電壓控制振蕩頻率的壓控振蕩器，以及包括使用了該壓控振蕩器的無(wú)線通信裝置、信息通信裝置、和存儲(chǔ)裝置等在內(nèi)的信息設(shè)備。
<第2技術(shù)的技術(shù)領(lǐng)域>
本發(fā)明涉及適用于用來(lái)在低電流下寬頻帶中獲得低相位噪聲特性的壓控振蕩器的結(jié)構(gòu)，和使用了這種結(jié)構(gòu)的信息設(shè)備的有效技術(shù)。
背景技術(shù)：
<第1技術(shù)的背景技術(shù)>
在無(wú)線通信裝置、存儲(chǔ)裝置等信息設(shè)備中，振蕩頻率可變的振蕩器是不可或缺的電路。隨著信息設(shè)備的進(jìn)步，最近已經(jīng)在使用振蕩頻率達(dá)到GHz左右的振蕩器。在使用包括電感器L和電容C的LC諧振器來(lái)構(gòu)成振蕩器的情況下，在象這樣的高頻中，電感器、電容的值變小，因此，能夠容易地和晶體管一起集成化地形成在半導(dǎo)體襯底上。在這種情況下，作為電感器，使用將細(xì)的線路形成四角形、圓形或螺旋形的結(jié)構(gòu)等；作為電容，使用pn結(jié)電容(二極管電容)、MOS(MetalOxide Transitor)晶體管的柵極-源極·漏極間電容(以下稱作“MOS”電容)、在半導(dǎo)體器件中的金屬層間形成的MIM(Metal lnsulatorMetal)電容等。關(guān)于MOS電容的結(jié)構(gòu)和動(dòng)作，例如在非專(zhuān)利文獻(xiàn)1中進(jìn)行了公開(kāi)。
頻率的可變，一般通過(guò)使施加于二極管電容、MOS電容的控制電壓發(fā)生變化，或者切換多個(gè)MIM電容的連接等來(lái)進(jìn)行，而為了獲得較大的頻率可變范圍，還進(jìn)一步使電感(inductance)發(fā)生變化。
在專(zhuān)利文獻(xiàn)1中，公開(kāi)了一種使用了LC諧振電路的壓控振蕩器，該LC諧振電路包括作為可變電容電路組的第1可變電容電路和第2可變電容電路的并聯(lián)電路，其中，該第1可變電容電路具有電容值根據(jù)頻率控制信號(hào)的電壓值而連續(xù)發(fā)生變化的電容元件；該第2可變電容電路與開(kāi)關(guān)電路串聯(lián)連接，具有電容值根據(jù)頻率控制信號(hào)的電壓值而連續(xù)發(fā)生變化的電容元件，該LC諧振電路能夠通過(guò)對(duì)由電容選擇信號(hào)所控制的上述開(kāi)關(guān)進(jìn)行接通斷開(kāi)來(lái)調(diào)整可變電容諧振。按照專(zhuān)利文獻(xiàn)1，能夠調(diào)整固定電容成分與可變電容成分的關(guān)系，因此，能夠抑制在振蕩器的高振蕩頻帶和低振蕩頻帶下的頻率轉(zhuǎn)換增益(KV)的變動(dòng)。
<第2技術(shù)的背景技術(shù)>
例如，在無(wú)線通信裝置、存儲(chǔ)裝置等信息設(shè)備中，振蕩頻率可變的振蕩器是不可或缺的電路。隨著信息設(shè)備的進(jìn)步，最近已經(jīng)在使用振蕩頻率達(dá)到GHz左右的振蕩器。在使用包括電感器L和電容C的LC諧振器來(lái)構(gòu)成振蕩器的情況下，在象這樣的高頻中，電感器、電容的值變小，因此，能夠容易地和晶體管一起集成化地形成在半導(dǎo)體襯底上。在這種情況下，作為電感器，使用將細(xì)的線路形成四角形、圓形或螺旋形的結(jié)構(gòu)等；作為電容，使用pn結(jié)電容(二極管電容)、MOS(Metal Oxide Transitor)晶體管的的柵極-源極·漏極間電容(以下稱作“MOS”電容)、在半導(dǎo)體器件中的金屬層間形成的MIM(Metallnsulator Metal)電容等。
頻率的可變，一般通過(guò)使施加于二極管電容、MOS電容的控制電壓發(fā)生變化，或者切換多個(gè)MIM電容的連接等來(lái)進(jìn)行。在近年的無(wú)線通信系統(tǒng)用的RF-IC(Radio Frequency-Integrated Circuit)中，要求支持2種以上標(biāo)準(zhǔn)的多模式適應(yīng)性、多頻帶適應(yīng)性。這些標(biāo)準(zhǔn)通常使用了不同的載波頻率，因此，對(duì)于供給載波的振蕩器，要求具有寬頻率可變范圍。為了實(shí)現(xiàn)寬頻率可變范圍，例如，使用非專(zhuān)利文獻(xiàn)2所公開(kāi)的采用了電容組的振蕩器、非專(zhuān)利文獻(xiàn)2所公開(kāi)的用開(kāi)關(guān)切換電感的振蕩器等。
進(jìn)而，對(duì)于在無(wú)線通信系統(tǒng)用RFIC中使用的振蕩器，不僅要求寬頻率可變范圍，而且，為了獲得良好的EVM(Error VectorMagnitude)特性而要求低相位噪聲特性，在面向移動(dòng)通信時(shí)由于要求低功率工作，因此還需要使其在低電流下工作。為了在低電流下獲得低相位噪聲特性，就需要增大由諧振電路和負(fù)電導(dǎo)生成電路構(gòu)成的振蕩器的負(fù)電導(dǎo)生成電路的增益，例如，使用非專(zhuān)利文獻(xiàn)3所公開(kāi)的CMOS振蕩器、BiPMOS振蕩器等。
專(zhuān)利文獻(xiàn)1日本特開(kāi)2004-15387號(hào)公報(bào)非專(zhuān)利文獻(xiàn)12000年牛津大學(xué)出版社(Oxford UniversityPress)發(fā)行，Sima·Dimitrijev著“半導(dǎo)體器件基礎(chǔ)(understandingsemiconductor devices)”第121頁(yè)～第129頁(yè)。
非專(zhuān)利文獻(xiàn)2Zhenbiao Li and Kenneth K.O，“Alow-phase-noiseand low-power multiband COMS voltage-controlled oscillator，”IEEEJournal of Solid-State Circuits，Vol.40(6)，pp.1 296-1302，June，2005.
非專(zhuān)利文獻(xiàn)3Nobuyuki Itoh，Shin-ichiro Ishizuka，and KazuhiroKatoh，“Integrated LC-tunde VCO in BiCMOS process，”P(pán)roceedings ofthe 27th European Solid-State Circuits Conference，2001，pp.329-332發(fā)明內(nèi)容<第1技術(shù)的發(fā)明所要解決的課題>
以下，參照


使用了LC諧振器的以往的振蕩器的例子和課題。
圖45是表示一般的差動(dòng)LC諧振式壓控振蕩器的一例的電路圖。差動(dòng)LC諧振式壓控振蕩器，包括LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1。LC諧振器10，包括電感器L11、L12；作為使振蕩頻率連續(xù)地發(fā)生變化的微調(diào)電容的電容值可變的二極管電容CV1、CV2；具有作為使振蕩頻率臺(tái)階狀地發(fā)生變化的補(bǔ)償電容(trimming capacitor)使用的MOS電容CM111～CM11N、CM121～CM12N的電容組CM；以及由未圖示的布線等引起的寄生電容。另外，在圖45中，MOS電容的柵極被輸入到端子VB2的固定的偏壓所偏置，其源極·漏極由賦予給端子VTRM11～VTRM1N的控制電壓所控制。
這種差動(dòng)LC諧振式壓控振蕩器的振蕩頻率fOSC，由LC諧振電路的諧振頻率fRES確定，使用電感器L11、L12的電感L；二極管電容CV1、CV2的可變電容值CV；MOS電容CM111～CM11N、CM121～CM12N的補(bǔ)償用的電容值CM；以及布線寄生電容的電容值CP，表示為以下的算式(1)。
fosc=12πL(CV+CM+CP)---(1)]]>振蕩頻率fOSC頻率的控制，通過(guò)由施加于頻率控制端子VCONT的控制電壓VCONT，控制可變電容CV的電容值CV來(lái)進(jìn)行。電容組CM是為了使頻率梯段地發(fā)生變化的目的而使用的電容，構(gòu)成電容組CM的MOS電容CM111～CM11N、CM121～CM12N的每一個(gè)，可以根據(jù)賦予端子VTRM11～VTRM1N的控制電壓，取大的電容值和小的電容值這2個(gè)值。通過(guò)使用N個(gè)這種補(bǔ)償用的電容，能夠使頻率的設(shè)定成為2N個(gè)的狀態(tài)。而且，補(bǔ)償電容CM111～CM11N、CM121～CM12N具有較大的電容變化率，能夠?qū)崿F(xiàn)通常僅靠電容變化率小的二極管無(wú)法獲得的頻率可變范圍。
作為構(gòu)成電容組CM的補(bǔ)償電容CM，如上述那樣，除了通過(guò)控制MOS晶體管的柵極-源極·漏極間電容的柵極-源極·漏極間電壓，來(lái)控制耗盡層的厚度而切換電容值的MOS電容之外，還可以舉出用開(kāi)關(guān)來(lái)切換在半導(dǎo)體器件中的金屬層間形成的MIM電容等固定電容的開(kāi)關(guān)(switching)MIM電容。MOS電容通常在累積(accumulation)狀態(tài)下使用，能夠通過(guò)柵極與源極·漏極間電壓的高低來(lái)選擇大、小2個(gè)值的電容值。
但是，在使用了包括MOS電容等的電容組的寬頻帶VCO中，作為對(duì)使微調(diào)電容發(fā)生變化而獲得的頻率變化量的控制電壓VCONT的比率的頻率轉(zhuǎn)換增益(KV)，根據(jù)電容組的電容值而發(fā)生變化。KV的變動(dòng)招致PLL的環(huán)路增益的變動(dòng)，因此，導(dǎo)致產(chǎn)生PLL鎖被解除的問(wèn)題。為了補(bǔ)償由KV的變動(dòng)造成的PLL環(huán)路增益的變動(dòng)，采用了使作為PLL的構(gòu)成要素之一的電荷泵電路的增益發(fā)生變化的技術(shù)，而為了使電荷泵的增益發(fā)生大的變化，消耗電流就變大，因此存在界限。為此，需要盡可能抑制KV的變動(dòng)的技術(shù)。
以下，對(duì)該內(nèi)容進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。
首先，圖45的VCO的KV，可以通過(guò)對(duì)LC諧振電路的諧振頻率VCONT的微分系數(shù)表示，可以用以下的算式(2)表示。
KV=dfRESdVCONT-14πL1/2·1(CTOTAL)3/2·dCTOTALdVCONT+14πL3/2·1(CTOTAL)1/2·dLdVCONT---(2)]]>此處，CTOTAL為諧振電路的總電容，在圖45的振蕩器中CTOTAL＝CV+CM+CP，dL/dVcont＝0，因此，算式(2)可以用以下的算式(3)表示。
KV=14πL·1(CV+CM+CP)3/2·dCVdV---(3)]]>在使CM變化時(shí)，算式(3)的分母的大小發(fā)生變化，因此，KV發(fā)生變動(dòng)。
例如，在WCDMA用RFIC中使用的頻率合成器，為了應(yīng)對(duì)多頻帶，就需要3.2GHz～4.3GHz的寬頻率范圍。此時(shí)，振蕩器也需要同樣的頻率范圍，LC諧振電路10中電容的電容值(CP+CV+CM)的最大值，需要進(jìn)行變化直至達(dá)到最小值的2倍以上。為此，即便算式(2)的分母的最大值成為最小值的2.7倍，dCV/dVCONT不取決于VCONT而成為恒定，KV也在1∶2.7的范圍內(nèi)變動(dòng)。實(shí)際上，在將二極管用作微調(diào)電容時(shí)，KV依據(jù)VCONT而變動(dòng)，因此，將導(dǎo)致KV發(fā)生更大的變動(dòng)。
這樣，按照?qǐng)D45的結(jié)構(gòu)雖然能夠?qū)崿F(xiàn)寬頻率可變范圍，卻存在KV變動(dòng)的問(wèn)題。即，如果能夠提供適應(yīng)工作頻率在數(shù)GHz下進(jìn)行工作的多個(gè)應(yīng)用程序、多個(gè)通信方式的振蕩器，就能夠降低半導(dǎo)體芯片的成本。這種振蕩器需要寬頻率可變范圍。通過(guò)將包括電容組和微調(diào)電容的如圖45的LC諧振電路10這樣結(jié)構(gòu)的諧振電路用于振蕩器，能夠獲得寬頻率可變范圍。但是，KV取決于電容組的電容值，因此隨著電容組的電容值的變化而發(fā)生變動(dòng)。為此，圖45所示的以往的振蕩器，存在對(duì)VCONT的振蕩頻率的變化率KV隨著電容組的電容值的增大而降低這樣的問(wèn)題。
其原因是隨著電容組的電容值CM變大，微調(diào)電容CV占總電容CTOTAL的比率降低，對(duì)控制電壓VCONT的總電容的變化率減少。
圖46表示在這種LC諧振式壓控振蕩器中，當(dāng)構(gòu)成電容組的補(bǔ)償電容的數(shù)為2(N＝2)時(shí)，振蕩頻率fOCS的控制特性。在控制電壓VCONT的可變范圍(V1-V2)中，能夠通過(guò)補(bǔ)償電容的最大電容值CMmax、最小電容值CMmini，來(lái)實(shí)現(xiàn)頻率可變范圍ΔFc。如根據(jù)該特性圖可以明確的那樣，在控制電壓VCONT的可變范圍中，在想要實(shí)現(xiàn)較大范圍的要求頻率可變范圍ΔFc時(shí)，所需要的補(bǔ)償電容的最小值CMmini與最大值CMmax的比變大。
圖47表示了控制電壓VCONT與頻率轉(zhuǎn)換增益(KV)的關(guān)系的一例。在控制電壓VCONT的可變范圍(V1-V2)中，相對(duì)于補(bǔ)償電容的最大電容值CMmax、最小電容值CMmini，頻率轉(zhuǎn)換增益(KV)變動(dòng)了ΔKVc。如根據(jù)該KV特性可以明確的那樣，在補(bǔ)償電容的最小值CM1與最大值CM2的比變大時(shí)，頻率轉(zhuǎn)換增益(KV)的變動(dòng)變大。
圖48表示在圖45所示的振蕩器中，LC諧振式壓控振蕩器(LC-VCO)的總電容值的比率，與諧振電路的總電容(＝電容組的電容+微調(diào)電容)的關(guān)系。使用了電容組的寬頻帶化，電容組的總電容值隨選擇頻帶的不同而不同，因此，微調(diào)電容對(duì)總電容值的比率也發(fā)生變化。為此，基于微調(diào)電容的電容值變化的變化率也根據(jù)選擇頻帶的不同而不同。在圖48中，比較頻率為最大/最小時(shí)的電容值。例如，微調(diào)電容的電容值占頻率最小時(shí)的總電容CTOTAL的10％，變化率為10％V。此時(shí)頻率最小時(shí)的電容值變化率變成1％/V。而在頻率最大時(shí)，電容組的電容值變成最小，因此，在電容組的電容值變成了最大時(shí)的33％時(shí)，微調(diào)電容的電容值對(duì)總電容值的比率為25％，電容值變化率為2.5％/V。
為此，在圖45所示的振蕩器中，KV隨著頻率變高而增大，PLL環(huán)路增益發(fā)生變動(dòng)。結(jié)果是發(fā)生PLL的鎖被解除的問(wèn)題。
接著，專(zhuān)利文獻(xiàn)1的振蕩器的可變電容電路組，包括第1可變電容電路與第2可變電容電路的并聯(lián)電路，第2可變電容電路的結(jié)構(gòu)為，將開(kāi)關(guān)電路分別與頻率微調(diào)用的多個(gè)電容元件、例如MOS電容進(jìn)行串聯(lián)連接。在該振蕩器中，通過(guò)由開(kāi)關(guān)電路選擇多個(gè)MOS電容中的任一者來(lái)調(diào)整微調(diào)電容，抑制了KV變動(dòng)。但是，由于將MOS晶體管用于微調(diào)電容的調(diào)整，因此MOS晶體管的源極-漏極間溝道電阻串聯(lián)連接在MOS電容上。為此，由溝道電阻造成的功率的損耗變大，即諧振電路的品質(zhì)因數(shù)(Q)降低，因此，振蕩器的相位噪聲惡化。
本發(fā)明的目的在于，提供一種能夠?qū)崿F(xiàn)頻率轉(zhuǎn)換增益(KV)的變動(dòng)少，并且相位噪聲的惡化少的振蕩器的LC諧振電路、或者使用了該LC諧振電路的振蕩器、或者信息設(shè)備。
<第2技術(shù)的發(fā)明所要解決的課題>
但是，在振蕩頻率達(dá)到GHz左右的振蕩器中，雖然能夠?qū)㈦姼衅骱碗娙葸B同晶體管一起集成化在半導(dǎo)體襯底上，但卻難以提高品質(zhì)因數(shù)，使諧振頻率在寬頻帶中變化，難以實(shí)現(xiàn)低相位噪聲化和寬頻帶化。以下以使用了LC諧振器的振蕩器為對(duì)象說(shuō)明本發(fā)明的課題。
圖80是表示使用了電容組的一般的寬頻帶的差動(dòng)LC諧振式壓控振蕩器的一例的電路圖。諧振電路20，為電感器L1、L2；電容組CB1、CB2；以及振蕩頻率微調(diào)用的電容CV1、CV2的并聯(lián)電路。在電感器L1與L2的接點(diǎn)施加第1電壓。在圖80中，由NMOS晶體管NM1和NM2構(gòu)成負(fù)電導(dǎo)生成電路。一般而言，能夠想到與雙極結(jié)型晶體管(BJTBipolar Junction Transistor)相比，以MOS晶體管形成負(fù)電導(dǎo)生成電路10，相位噪聲特性更為優(yōu)異。但是，集成電路上的MOS晶體管，由于加工離差造成的特性的變動(dòng)大，而且在高溫下跨導(dǎo)(gm)降低，因此，為了提高成品率，需要通過(guò)大的偏流。為此，存在難以實(shí)現(xiàn)低電流工作這樣的問(wèn)題。
為了使用MOS晶體管實(shí)現(xiàn)低電流工作，能夠想到如圖81那樣的振蕩器的電路結(jié)構(gòu)。在圖81中，負(fù)電導(dǎo)生成電路10使用NMOS晶體管和PMOS晶體管兩者，諧振電路20與圖80的結(jié)構(gòu)相同，而電感器L1與L2的接點(diǎn)是斷開(kāi)的。這種結(jié)構(gòu)與只使用了NMOS晶體管的圖80的結(jié)構(gòu)相比，通過(guò)一并使用PMOS，不僅能夠提高負(fù)電導(dǎo)，而且為了交流電流在箭頭i1的路徑中通電，能夠使諧振電路20的阻抗達(dá)到2倍，因此，能夠增大振蕩振幅，并能夠?qū)崿F(xiàn)低電流工作。進(jìn)而，為了能夠在低電流下工作，能夠想到通過(guò)使用了與MOS晶體管相比特性變動(dòng)小、gm大的BJT的負(fù)電導(dǎo)生成電路來(lái)實(shí)現(xiàn)低電流工作的方法。
圖82和圖83，是使用了BJT的一般的差動(dòng)LC諧振式壓控振蕩器。圖82中負(fù)電導(dǎo)生成電路10僅使用了BJT，圖83中則使用了PMOS晶體管和BJT。這些結(jié)構(gòu)比使用了MOS晶體管的結(jié)構(gòu)能夠在低電流下工作。通過(guò)使用圖83的結(jié)構(gòu)，與圖81的結(jié)構(gòu)的情況同樣地，與圖82的結(jié)構(gòu)相比可以增大振蕩振幅，能夠?qū)崿F(xiàn)更進(jìn)一步的低電流工作。將使用了圖82和圖83的電路結(jié)構(gòu)的寬頻帶振蕩器中相位噪聲特性的偏流依賴性的例子，分別表示為圖84、圖85。特性線存在多條，振蕩頻率各不相同。圖82、圖83的寬頻帶振蕩器這兩者，都是相位噪聲特性最小的偏流，越成為高頻就越小。圖82的寬頻帶振蕩器，雖然在高頻中以低電流獲得了低相位噪聲特性，但在低頻中需要大的消耗電流。而圖83的振蕩器，與圖82的寬頻帶振蕩器相比，雖然在低頻中也以低電流獲得了低相位噪聲特性，但在高頻中相位噪聲特性惡劣。即，以往的技術(shù)存在無(wú)法實(shí)現(xiàn)寬頻帶化，并且無(wú)法在所有的頻帶中以低電流實(shí)現(xiàn)低相位噪聲這樣的問(wèn)題。
以下分析上述問(wèn)題的原因。確定使用了BJT的振蕩器的相位噪聲特性的因素多種多樣，除了諧振電路的品質(zhì)因數(shù)尤其重要之外，BJT的噪聲指數(shù)和振蕩振幅也是尤其重要的。在BJT的噪聲指數(shù)增強(qiáng)時(shí)，BJT產(chǎn)生的噪聲增大，相位噪聲惡化。在使振蕩振幅增大時(shí)，由于S/N比增大，相位噪聲得到改善，但在增大過(guò)量時(shí)，由于偏流的噪聲而使得相位噪聲惡化。一般而言，能夠想到振蕩振幅在基極·射極間電壓VBE左右(Si為900mV左右)為最佳。為了使BJT的噪聲指數(shù)最小化，需要將對(duì)BJT通電的偏流最佳化。圖86是射極已接地的BJT的噪聲指數(shù)的集電極電流密度依賴性的一例。BJT的噪聲指數(shù)在某個(gè)集電極電流密度下達(dá)到最小，因此，振蕩器的偏流需要設(shè)定成噪聲指數(shù)達(dá)到最小的電流值。
接著，為了使振蕩振幅最佳化，只需按照上述最佳偏流來(lái)設(shè)定諧振電路以使達(dá)到最佳的振蕩振幅即可。窄頻帶的振蕩器雖然可以使用這種方法，但是，寬頻帶的振蕩器難以在全頻帶中將諧振電路的阻抗最佳化。諧振電路的阻抗ZRES，為振蕩頻率f、電感L與諧振電路的品質(zhì)因數(shù)Q的積(2πfLQ)。即，只要振蕩頻率f發(fā)生變動(dòng)，ZRES也與頻率成比例地發(fā)生變化。進(jìn)而，諧振電路的Q在全頻帶中也并不恒定，其隨著頻率變高而增加。從而阻抗的變動(dòng)進(jìn)一步變大。因此，在將電流設(shè)定在最佳電流附近時(shí)，振蕩振幅隨著振蕩頻率的增大而增大。頻帶越寬則這種現(xiàn)象表現(xiàn)得越顯著，在寬頻帶振蕩器中難以在所有的頻帶中都實(shí)現(xiàn)低相位噪聲特性。即，在為了低電流工作而使用BJT制作寬頻帶振蕩器時(shí)，存在難以獲得低相位噪聲特性，難以同時(shí)實(shí)現(xiàn)低電流、寬頻帶、低相位噪聲特性這3個(gè)特性的問(wèn)題。
因此，本發(fā)明的目的在于，提供一種能夠使用LC諧振電路，以低電流實(shí)現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的壓控振蕩器，和使用了該壓控振蕩器的信息設(shè)備。
本發(fā)明的上述特征、其他目的、以及新的特征，可以從本說(shuō)明書(shū)的描述和附圖得到明確。
<解決第1技術(shù)課題的方法>
以下表示本發(fā)明的代表性內(nèi)容的一例。
即，本發(fā)明的諧振電路的特征在于包括第1并聯(lián)電容電源電壓端子和第2并聯(lián)電容電源電壓端子；第1串聯(lián)電容電源電壓端子和第2串聯(lián)電容電源電壓端子；電感器，連接在上述第1并聯(lián)電容電源電壓端子與上述第2并聯(lián)電容電源電壓端子之間；并聯(lián)電容，由第1電容組和第1微調(diào)電容在上述第1并聯(lián)電容電源電壓端子與上述第2并聯(lián)電容電源電壓端子之間相互并聯(lián)連接而成，其中，該第1電容組包括電容值根據(jù)第1控制信號(hào)組而大小變化、進(jìn)行了并聯(lián)連接的可變電容，該第1微調(diào)電容的電容值根據(jù)第2控制信號(hào)而發(fā)生變化；以及串聯(lián)電容，由第2電容組和第2微調(diào)電容在上述第1串聯(lián)電容電源電壓端子與上述第2串聯(lián)電容電源電壓端子之間相互串聯(lián)連接而成，其中，該第2電容組包括電容值根據(jù)第3控制信號(hào)組而大小變化、進(jìn)行了并聯(lián)連接的可變電容，該第2微調(diào)電容的電容值根據(jù)上述第2控制信號(hào)而發(fā)生變化。本發(fā)明的振蕩器的特征在于包括上述諧振電路。
本發(fā)明的信息設(shè)備的特征在于，包括低噪聲放大器，對(duì)由天線接收到的接收信號(hào)進(jìn)行放大；調(diào)制器，對(duì)發(fā)送的基帶信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，輸出相互正交的2個(gè)信號(hào)；正交調(diào)制器，使用上述調(diào)制器輸出的正交的2個(gè)信號(hào)和上述振蕩器輸出的局部振蕩信號(hào)，輸出正交調(diào)制信號(hào)；功率放大器，對(duì)上述正交調(diào)制信號(hào)進(jìn)行放大；以及開(kāi)關(guān)，在接收時(shí)將來(lái)自上述天線的上述接收信號(hào)提供給上述低噪聲放大器，在發(fā)送時(shí)將上述功率放大器輸出的上述正交調(diào)制信號(hào)提供給上述天線。
<解決第2技術(shù)課題的方法>
以下對(duì)本申請(qǐng)所公開(kāi)的發(fā)明中代表性內(nèi)容的概要進(jìn)行簡(jiǎn)單的說(shuō)明。
用于實(shí)現(xiàn)上述目的的本發(fā)明的壓控振蕩器的特征在于，包括諧振增益生成電路，生成進(jìn)行振蕩所需要的增益；諧振電路，能夠根據(jù)第1頻率控制信號(hào)組，使諧振頻率發(fā)生變化，該增益生成電路具有負(fù)電導(dǎo)生成電路、和K個(gè)(K為正整數(shù))端子，其中，該負(fù)電導(dǎo)生成電路生成作為對(duì)交流電壓的負(fù)電流增益的負(fù)電導(dǎo)；該K個(gè)(K為正整數(shù))端子用于根據(jù)負(fù)電導(dǎo)控制信號(hào)組，控制生成的負(fù)電導(dǎo)。本發(fā)明的壓控振蕩器，通過(guò)依照振蕩頻率控制負(fù)電導(dǎo)，能夠在寬頻帶中以低電流獲得低相位噪聲。
用于實(shí)現(xiàn)上述目的的本發(fā)明的壓控振蕩器的特征在于，包括諧振增益生成電路，生成進(jìn)行振蕩所需要的增益；諧振電路，能夠根據(jù)第4頻率控制信號(hào)組，使諧振頻率發(fā)生變化；以及阻抗控制電路，具有阻抗控制端子組，其輸出端子與諧振電路連接，根據(jù)輸入到阻抗控制端子組的阻抗控制信號(hào)組控制諧振電路的阻抗。本發(fā)明的壓控振蕩器，通過(guò)依照振蕩頻率控制諧振電路的有效阻抗，能夠在寬頻帶中以低電流獲得低相位噪聲。
用于實(shí)現(xiàn)上述目的的本發(fā)明的信息設(shè)備的特征在于，包括低噪聲放大器，對(duì)由天線接收到的接收信號(hào)進(jìn)行放大；混頻器，對(duì)低噪聲放大器的輸出信號(hào)的頻率進(jìn)行轉(zhuǎn)換；振蕩器，生成用于進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換的局部振蕩信號(hào)并輸出至混頻器；解調(diào)電路，從上述混頻器的輸出信號(hào)取出接收的基帶信號(hào)；調(diào)制電路，對(duì)發(fā)送的基帶信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，輸出相互正交的2個(gè)信號(hào)；正交調(diào)制器，使用調(diào)制電路輸出的正交的2個(gè)信號(hào)和振蕩器輸出的局部振蕩信號(hào)，輸出正交調(diào)制信號(hào)；功率放大器，對(duì)正交調(diào)制信號(hào)進(jìn)行放大；以及開(kāi)關(guān)，在接收時(shí)將來(lái)自天線的接收信號(hào)提供給低噪聲放大器，在發(fā)送時(shí)將功率放大器輸出的正交調(diào)制信號(hào)提供給天線，振蕩器為上述本發(fā)明的壓控振蕩器。本發(fā)明的信息設(shè)備，頻率可變范圍寬，并且以低電流使用相位噪聲低的振蕩器，由此能夠適應(yīng)多種通信方式、應(yīng)用程序。
<第1技術(shù)的發(fā)明的效果>
按照本發(fā)明，能夠提供一種對(duì)電容組的電容值的頻率轉(zhuǎn)換增益的變動(dòng)少，頻率可變范圍寬的振蕩器。
<第2技術(shù)的發(fā)明的效果>
以下對(duì)由本申請(qǐng)所公開(kāi)的發(fā)明中代表性內(nèi)容所獲得的效果進(jìn)行簡(jiǎn)單的說(shuō)明。
按照本發(fā)明，能夠提供一種通過(guò)依照振蕩頻率控制負(fù)電導(dǎo)、或者依照振蕩頻率控制諧振電路的有效阻抗，由此能夠以低電流實(shí)現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的壓控振蕩器、和使用了該壓控振蕩器的信息設(shè)備。

圖1是用于說(shuō)明本發(fā)明的第1實(shí)施例的LC諧振電路的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖2A是表示第1實(shí)施例中包括CV1和CM1的并聯(lián)電容的LC諧振電路部的控制電壓VCONT與振蕩頻率fOSC之間的關(guān)系的圖。
圖2B是表示第1實(shí)施例中包括CV2和CM2的串聯(lián)電容的LC諧振電路部的控制電壓VCONT與振蕩頻率fOSC之間的關(guān)系的圖。
圖2C是表示第1實(shí)施例中LC諧振電路的控制電壓VCONT與振蕩頻率fOSC之間的關(guān)系的圖。
圖3是用于說(shuō)明本發(fā)明的第2實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖4是表示第2實(shí)施例中包括并聯(lián)電容和串聯(lián)電容的LC諧振電路整體的總電容值的比率、與諧振電路的總電容(＝電容組的電容+微調(diào)電容)之間的關(guān)系的圖。
圖5是用于說(shuō)明本發(fā)明的第3實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖6是用于說(shuō)明本發(fā)明的第4實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖7是用于說(shuō)明本發(fā)明的第5實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖8是用于說(shuō)明第5實(shí)施例中MOS電容的柵極與源極·漏極之間的電壓依賴性的曲線圖。
圖9是用于說(shuō)明本發(fā)明的第6實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖10是用于說(shuō)明本發(fā)明的第7實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖11是用于說(shuō)明本發(fā)明的第8實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖12是用于說(shuō)明在本發(fā)明中使用的可變電感器的原理的電路圖。
圖13是用于說(shuō)明在本發(fā)明中使用的可變電感器的電感的電容值依賴性的曲線圖。
圖14是用于說(shuō)明本發(fā)明的第9實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖15是用于說(shuō)明在本發(fā)明中使用的可變電感器的電感的電容值依賴性和頻率依賴性的曲線圖。
圖16是用于說(shuō)明本發(fā)明的第10實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖17是用于說(shuō)明本發(fā)明的第11實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖18是用于說(shuō)明本發(fā)明的第12實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖19是用于說(shuō)明本發(fā)明的第13實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖20是用于說(shuō)明本發(fā)明的第14實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖21是用于說(shuō)明本發(fā)明的振蕩器的第14實(shí)施例中振蕩頻率的控制電壓依賴性的曲線圖。
圖22是用于說(shuō)明第14實(shí)施例中頻率轉(zhuǎn)換增益的控制電壓依賴性的曲線圖。
圖23是用于說(shuō)明本發(fā)明的第15實(shí)施例的振蕩器的電路圖。
圖24是用于說(shuō)明第15實(shí)施例中振蕩頻率的控制電壓依賴性的曲線圖。
圖25是用于說(shuō)明第15實(shí)施例中頻率轉(zhuǎn)換增益的控制電壓依賴性的曲線圖。
圖26是作為本發(fā)明的第16實(shí)施例，將第15實(shí)施例的振蕩器構(gòu)成在半導(dǎo)體元件上的圖。
圖27是用于說(shuō)明本發(fā)明的第17實(shí)施例的振蕩器的電路圖。
圖28是用于說(shuō)明本發(fā)明的第18實(shí)施例的振蕩器的電路圖。
圖29是用于說(shuō)明本發(fā)明的第19實(shí)施例的振蕩器的電路圖。
圖30是用于說(shuō)明本發(fā)明的第20實(shí)施例的振蕩器的電路圖。
圖31是用于說(shuō)明本發(fā)明的第21實(shí)施例的振蕩器的電路圖。
圖32是用于說(shuō)明本發(fā)明的第22實(shí)施例的振蕩器的電路圖。
圖33是用于說(shuō)明本發(fā)明的第23實(shí)施例的信息設(shè)備的框圖。
圖34是用于說(shuō)明本發(fā)明的第24實(shí)施例的信息設(shè)備的框圖。
圖35是用于說(shuō)明本發(fā)明的第25實(shí)施例的信息設(shè)備的框圖。
圖36是用于說(shuō)明本發(fā)明的第26實(shí)施例的信息設(shè)備的框圖。
圖37是用于說(shuō)明本發(fā)明的第27實(shí)施例的信息設(shè)備的框圖。
圖38是用于說(shuō)明本發(fā)明的第28實(shí)施例的信息設(shè)備的框圖。
圖39是用于說(shuō)明本發(fā)明的第29實(shí)施例的信息設(shè)備的框圖。
圖40是用于說(shuō)明本發(fā)明的第30實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖41是用于說(shuō)明本發(fā)明的第31實(shí)施例的LC諧振電路的電路圖。
圖42是用于說(shuō)明本發(fā)明的第32實(shí)施例的振蕩器的電路圖。
圖43是用于說(shuō)明本發(fā)明的第33實(shí)施例的振蕩器的電路圖。
圖44是用于說(shuō)明本發(fā)明的第34實(shí)施例的振蕩器的電路圖。
圖45是用于說(shuō)明一般的振蕩器的電路圖。
圖46是用于說(shuō)明一般的振蕩器的振蕩頻率的控制電壓依賴性的曲線圖。
圖47是用于說(shuō)明一般的振蕩器的頻率轉(zhuǎn)換增益的控制電壓依賴性的曲線圖。
圖48是表示圖45所示的振蕩器中LC諧振式壓控振蕩器(LC-VC)的總電容值的比率、與諧振電路的總電容(＝電容組的電容+微調(diào)電容)之間的關(guān)系的圖。
圖49是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第1實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖50是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第2實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖51是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第3實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖52是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第4實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖53是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第5實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖54是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第6實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖55是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第7實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖56是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第8實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖57是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第9實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖58是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第10實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖59是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第11實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖60是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第12實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖61是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第13實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖62是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第14實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖63是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第15實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖64是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第16實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖65是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第17實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖66是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第18實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖67是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第19實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖68是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第20實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖69是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第21實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖70是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第22實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖71是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第23實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖72是用于說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器的第24實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖73是用于說(shuō)明本發(fā)明的信息設(shè)備的第25實(shí)施方式的框圖。
圖74是用于說(shuō)明本發(fā)明的信息設(shè)備的第26實(shí)施方式的框圖。
圖75是用于說(shuō)明本發(fā)明的信息設(shè)備的第27實(shí)施方式的框圖。
圖76是用于說(shuō)明本發(fā)明的信息設(shè)備的第28實(shí)施方式的框圖。
圖77是用于說(shuō)明本發(fā)明的信息設(shè)備的第29實(shí)施方式的框圖。
圖78是用于說(shuō)明本發(fā)明的信息設(shè)備的第30實(shí)施方式的框圖。
圖79是用于說(shuō)明本發(fā)明的信息設(shè)備的第31實(shí)施方式的框圖。
圖80是用于說(shuō)明一般的振蕩器的電路圖。
圖81是用于說(shuō)明一般的振蕩器的電路圖。
圖82是用于說(shuō)明一般的振蕩器的電路圖。
圖83是用于說(shuō)明一般的振蕩器的電路圖。
圖84是用于說(shuō)明一般的振蕩器的相位噪聲特性的曲線圖。
圖85是用于說(shuō)明一般的振蕩器的相位噪聲特性的曲線圖。
圖86是用于說(shuō)明一般的雙極性晶體管的噪聲指數(shù)的集電極電流依賴性的曲線圖。
圖87是用于說(shuō)明本發(fā)明的振蕩器的第19實(shí)施方式中相位噪聲的偏流依賴性的曲線圖。
具體實(shí)施例方式
<實(shí)施第1技術(shù)的發(fā)明的的優(yōu)選實(shí)施方式>
以下，參照附圖所示的數(shù)個(gè)實(shí)施方式更詳細(xì)地說(shuō)明本發(fā)明的LC諧振電路、使用了該LC諧振電路的振蕩器以及信息設(shè)備。另外，圖1～圖44中的相同標(biāo)號(hào)表示相同或者相似的部分。
實(shí)施例1首先，使用圖1、圖2(圖2A、圖2B、圖2C)，說(shuō)明本發(fā)明的第1實(shí)施例的LC諧振電路。如圖1所示，本實(shí)施例的LC諧振電路，包括電感器L11、第1微調(diào)電容CV1、第2微調(diào)電容CV2、第1電容組CM1、以及第2電容組CM2，其中，該第1微調(diào)電容CV1和第2微調(diào)電容CV2用于對(duì)諧振頻率進(jìn)行連續(xù)的微調(diào)，該第1電容組CM1包括多個(gè)并聯(lián)補(bǔ)償電容，該第2電容組CM2包括多個(gè)并聯(lián)補(bǔ)償電容。電感器L11、第1微調(diào)電容CV1和第1電容組CM1，相互并聯(lián)連接在第1并聯(lián)電容電源電壓端子VPC1與第2并聯(lián)電容電源電壓端子VPC2之間，第1微調(diào)電容CV1和第1電容組CM1在第1并聯(lián)電容電源電壓端子VPC1與第2并聯(lián)電容電源電壓端子VPC2之間構(gòu)成并聯(lián)電容Cpr第1電容組CM1，包括第1補(bǔ)償電容組CM101～CM10K的并聯(lián)電路、和第1頻率補(bǔ)償端子組，第1補(bǔ)償電容組的各電容，根據(jù)從第1頻率補(bǔ)償端子組賦予的第1控制信號(hào)(控制電壓VTRM11～VTRM1K)而大小變化，例如取大、小2個(gè)值的電容值。第1微調(diào)電容CV1的電容值根據(jù)從頻率控制端子VCONT賦予的第2控制信號(hào)(控制電壓VCONT)而發(fā)生變化。
此外，第2電容組CM2、和第2微調(diào)電容CV2，相互串聯(lián)連接在第1串聯(lián)電容電源電壓端子VSC1與笫2串聯(lián)電容電源電壓端子VSC2之間，第2電容組和第2微調(diào)電容在第1串聯(lián)電容電源電壓端子VSC1與第2串聯(lián)電容電源電壓端子VSC2之間構(gòu)成串聯(lián)電容CSR。第2電容組CM2，包括電容值大小變化的進(jìn)行了并聯(lián)連接的第2補(bǔ)償電容組CM201～CM20K的并聯(lián)電路、和第2頻率補(bǔ)償端子組，第2補(bǔ)償電容組的各電容，根據(jù)從第2頻率補(bǔ)償端子組賦予的第3控制信號(hào)(控制電壓VTRM21～VTRM2K)而大小變化，例如取大、小2個(gè)值的電容值。第2微調(diào)電容CV2的電容值根據(jù)從頻率控制端子VCONT賦予的第2控制信號(hào)(控制電壓VCONT)而發(fā)生變化。
包括具有該第1微調(diào)電容CV1和第1電容組CM1的并聯(lián)電容Cpr、以及具有第2微調(diào)電容CV2和第2電容組CM2的串聯(lián)電容CSR的LC諧振電路，被用作振蕩器的諧振電路。
在本實(shí)施例的諧振電路中，在將并聯(lián)電容和串聯(lián)電容的電容值的合計(jì)取為總電容CTOTAL時(shí)，隨著并聯(lián)電容Cpr的第1電容組CM1的電容值CM1變大，第1微調(diào)電容的電容值CV1占并聯(lián)電容Cpr乃至總電容CTOTAL的比率降低，結(jié)果是對(duì)第2控制信號(hào)的上述總電容的變化率減少。另一方面，隨著串聯(lián)電容CSR的第2電容組的電容值CM2變大，第2微調(diào)電容的電容值CV2占總電容CTOTAL的比率增大，結(jié)果是總電容對(duì)第2控制信號(hào)的變化率增大。
即，CM1和CV1的并聯(lián)電容Cpr＝CM1+CV1，如上述那樣，隨著由多個(gè)并聯(lián)電容構(gòu)成的CM1的電容值CM1變大，第1微調(diào)電容值CV1占并聯(lián)電容Cpr的比率降低，變成以Cpr＝CM1+CV1CM1來(lái)近似。
其中，CM1＞＞CV1。
為此，第1微調(diào)電容值CV1對(duì)VCONT的變化率變小。
而由CV2和CM2構(gòu)成的串聯(lián)電容CSR，可以用以下的算式(4)表示。
CSR=CV2CM2CV2+CM2---(4)]]>此外，串聯(lián)電容CSR對(duì)VCONT的變化率，可以用以下的算式(5)表示。
dCSRdVCONT=CM22CV2+CM2·dCV2dVCONT---(5)]]>正如根據(jù)算式(4)可以明確的那樣，串聯(lián)電容CSR，隨著笫2電容組的電容值CM2變大，第2微調(diào)電容值CV2占總電容CTOTAL的比率增大，串聯(lián)電容CSR，以CSRCV2來(lái)近似。
其中，CM2＞＞CV2。
因此，隨著使CM2增大，第2微調(diào)電容值CV2對(duì)VCONT的變化率變大。
因此，在將總電容取為CTOTAL時(shí)，總電容在CM2＞＞CV1，CM2＞＞CV2時(shí)，以CTOTAL＝CSR+CprCV2+CM1來(lái)近似，在CM1＜＜CV1，CM2＜＜CV2時(shí)，以CTOTAL＝CSR+CprCM2+CV1來(lái)近似。
這樣，按照本實(shí)施例，LC諧振電路的電容，由微調(diào)電容CV1和電容組CM1構(gòu)成的并聯(lián)電路、與由微調(diào)電容CV2和電容組CM2構(gòu)成的串聯(lián)電路進(jìn)行了并聯(lián)連接，因此，基于微調(diào)電容CV1的KV，如上述那樣隨著頻率降低而減少。而基于微調(diào)電容CV2的KV隨著頻率降低而增大。這是由于以下的原因，即隨著頻率降低，電容組CM2的電容值增大，因此，電容組CM2和微調(diào)電容CV2的串聯(lián)電容增大，結(jié)果是串聯(lián)電容的電容值變化率增大。
將這種包括并聯(lián)電容和串聯(lián)電容的LC諧振電路的控制電壓VCONT與振蕩頻率fOSC之間的關(guān)系，表示為圖2(圖2A、圖2B、圖2C)。
首先，圖2A表示實(shí)施例1中包括CV1和CM1的并聯(lián)電容的LC諧振電路部的控制電壓VCONT與諧振頻率fOSC之間的關(guān)系。此外，圖2B表示實(shí)施例1中包括CV2和CM2的串聯(lián)電容的LC諧振電路部的控制電壓VCONT與諧振頻率fOSC之間的關(guān)系。
在電容最小時(shí)振蕩頻率fOSC對(duì)控制電壓VCONT的增大的變動(dòng)幅度，圖2A所示的并聯(lián)電容最小時(shí)(CM1-mini)，比圖2B所示的串聯(lián)電容最小時(shí)(CM2-mini)大。而在電容最大時(shí)振蕩頻率fOSC對(duì)控制電壓VCONT的增大的變動(dòng)幅度，圖2B所示的串聯(lián)電容最大時(shí)(CM2-max)，比圖2A所示的并聯(lián)電容最大時(shí)(CM1-max)大。
因此，通過(guò)采用組合了并聯(lián)電容和串聯(lián)電容的本實(shí)施例的結(jié)構(gòu)，如圖2C所示，隨著頻率降低而降低的電容值變化率，與增大的電容值變化率抵消，能夠使整體的電容值變化率趨于恒定。
為此，關(guān)于總電容對(duì)控制電壓VCONT的變化，與用虛線表示的僅并聯(lián)電容Cpr的以往例相比，用實(shí)線表示的本實(shí)施例，能夠抑制微調(diào)電容CV的變動(dòng)。
這樣，通過(guò)將包括CV1和CM1的并聯(lián)電容Cpr，還包括CV2和CM2的串聯(lián)電容CSR的LC諧振電路用作振蕩器的諧振電路，能夠抑制KV的變動(dòng)，能夠使KV變得恒定。其結(jié)果，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
實(shí)施例2使用圖3、圖4說(shuō)明本發(fā)明的第2實(shí)施例的LC諧振電路。本實(shí)施例的LC諧振電路，如圖3所示，包括電感器L11；微調(diào)電容CV1、CV2；以及電容組CM1；CM2。構(gòu)成CV2和CM2串聯(lián)連接，L11、CV1、以及CM1并聯(lián)連接的并聯(lián)LC諧振電路。本實(shí)施例是將實(shí)施例1中的VPC1和VSC1作為公共的交流信號(hào)輸入端子VIN，并且將VPC2和VSC2作為公共的交流接地端子ACGND而構(gòu)成的例子，是將圖1的概念進(jìn)一步具體化的實(shí)施例。
V1、CV2是能夠利用控制電壓VCONT連續(xù)地控制電容值的電容值可變的電容(以后表述為可變電容)。CM1、CM2分別包括K個(gè)(K為正整數(shù))、N個(gè)(N為正整數(shù))可變電容，利用控制電壓VTRM11～VTRM1K、VTRM21～VTRM2N，將上述可變電容各自的電容值設(shè)定為大、小2個(gè)值。此時(shí)，優(yōu)選的是，進(jìn)行這樣的設(shè)定，即對(duì)于CM11～CM1K的大、小2個(gè)值的電容值中大的電容值，使CM11具有最小的電容值(CM11)，則該CM11～CM1K的大、小2個(gè)值的電容值中大的電容值分別為CM11、2×CM11、4×CM11...2K×CM11的電容值；對(duì)于CM21～CM2N的大、小2個(gè)值的電容值中大的電容值，使CM21具有最小的電容值(CM21)，則該CM21～CM2N的大、小2個(gè)值的電容值中大的電容分別為CM21、2×CM21、4×CM21...2N×CM21，上述的設(shè)定能夠等間隔地將CM1的電容值CM1梯段地控制為2K種電容值，等間隔地將CM2的電容值CM2梯段地控制為2N種電容值。
圖3的LC諧振電路的一端的端子VIN被輸入交流信號(hào)，另一端的ACGND被交流接地。
圖3的LC諧振電路中電容的總電容值，包括布線等寄生電容Cp，可以通過(guò)以下的算式(6)表示。
CTOTAL=CV1+CM1+CP+CV2CM2CV2+CM2---(6)]]>根據(jù)算式(6)，通過(guò)使CM2的電容值發(fā)生變化，總電容值所包含的微調(diào)電容的比率就發(fā)生變化，因此，若將圖3的LC諧振電路用作振蕩器的諧振電路，就能夠調(diào)整KV的大小。
圖3的LC諧振電路的諧振頻率，可以通過(guò)以下的算式(7)表示。
fRES=12πL(CV1+CM1+CP+CV2CM2CV2+CM2)---(7)]]>因此，將圖3的LC諧振電路用作振蕩器的諧振電路時(shí)的KV，可以將算式(7)代入算式(2)，通過(guò)以下的算式(8)(9)(10)表示。
KV＝KV1+KV2(8)KV1=14πL·1(CV1+CN1+CP+CV2CM2CV2+CM2)3/2·dCV1dVCNT---(9)]]>KV2=14πL·1(CV1+CM1+CP+CV2CM2CV2+CM2)3/2·(CM2CV2+CM2)2·dCV2dVCNT---(10)]]>算式(8)的KV，在CM2與CV2相比足夠小(CM2＜＜CV2)時(shí)，接近算式(3)的KV。而在CM2與CV2相比足夠大(CM2＞＞CV2)時(shí)，KV可以通過(guò)以下的算式(11)表示。。
KV=14πL·1(CV1+CM1+CP+CV2)3/2·[dVV1dVCNT+dCV2dVCNT]---(11)]]>即，若使CM2的電容值CM2變大，就能夠使KV變大，反之，若使CM2變小，就能夠使KV變小。因此，通過(guò)控制CM2，就能夠?qū)V控制在算式(3)的值與算式(11)的值之間。
圖4是表示實(shí)施例2中包括并聯(lián)電容和串聯(lián)電容的LC諧振電路整體的總電容值的比率、與諧振電路的總電容(＝CM1+CV1+CV2×CM2/(CV2+CM2)之間的關(guān)系。在頻率最小fmini與頻率最大fmax時(shí)，微調(diào)電容對(duì)總電容值的比率為1.5％/V大致恒定。為此，能夠抑制頻率轉(zhuǎn)換增益(KV)的變動(dòng)。
這樣，通過(guò)采用包括CV1和CM1的并聯(lián)電容、以及CV2和CM2的串聯(lián)電容的LC諧振電路來(lái)構(gòu)成振蕩器，能夠?qū)崿F(xiàn)KV變動(dòng)少的振蕩器。
此外，在本實(shí)施例中，是用控制電壓來(lái)控制電容組和微調(diào)電容的各電容的結(jié)構(gòu)，而不是用開(kāi)關(guān)電路切換某一個(gè)微調(diào)電容來(lái)進(jìn)行選擇使用的結(jié)構(gòu)，因此，也不存在振蕩器的相位噪聲惡化的問(wèn)題。
如以上說(shuō)明的那樣，通過(guò)將包括能夠隨著電容組的電容值的增大，使頻率轉(zhuǎn)換增益變大的電容；和能夠隨著電容組的電容值的增大，使頻率轉(zhuǎn)換增益變小的電容的LC諧振電路用于振蕩器，能夠提供一種頻率轉(zhuǎn)換增益KV對(duì)電容組的電容值的變動(dòng)少，頻率可變范圍寬，并且相位噪聲惡化少的振蕩器。其結(jié)果，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
實(shí)施例3使用圖5說(shuō)明本發(fā)明的第3實(shí)施例的LC諧振電路。在本實(shí)施例的諧振電路中，第1實(shí)施例的諧振電路中的CM1、CM2，包括K個(gè)(K為正整數(shù))相等個(gè)數(shù)的可變電容，其各自的電容值利用與CM1和CM2相等的控制電壓VTRM1～VTRMK而被設(shè)定為大、小2個(gè)值。即，優(yōu)選這樣地設(shè)定，即使CM11具有最小的電容值(CM11)，則CM11～CM1K的電容值分別為CM11、2×CM11、4×CM11...2K×CM11的電容值；使CM21具有最小的電容值(CM21)，則CM21～CM2N的電容值分別為CM21、2×CM21、4×CM21...2N×CM21，這樣就能夠等間隔地將CM1、CM2的電容值梯段地控制為2K種電容值。圖5的LC諧振電路的一端的端子VIN被輸入交流信號(hào)，另一端的ACGND被交流接地。
圖5的LC諧振電路中電容的總電容值，包括布線等寄生電容CP，可以通過(guò)算式(6)表示。圖5中的振蕩器的KV，通過(guò)算式(8)、(9)、(10)而被賦予，KV隨著CM1和CM2變大而降低。另一方面，KV2隨著CM1和CM2變大而增大。
雖然KV1隨著增大電容組CM1、CM2的電容值而降低，但KV2隨著CM1、CM2變大而增大，因此，通過(guò)調(diào)整CM1、CM2、CV1、CV2的值，就能夠?qū)τ贑M1、CM2的變動(dòng)賦予恒定的KV，或者減少KV的變動(dòng)。
通過(guò)將本實(shí)施例的LC諧振電路用于振蕩器，能夠提供一種頻率轉(zhuǎn)換增益KV對(duì)電容組的電容值的變動(dòng)少，頻率可變范圍寬，并且相位噪聲惡化少的振蕩器。其結(jié)果，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
實(shí)施例4圖6表示本發(fā)明的第4實(shí)施例的LC諧振電路。在本實(shí)施例中，第1和第2實(shí)施例中的微調(diào)電容CV1、CV2，包括半導(dǎo)體的pn結(jié)電容411、412。此外，電容組CM1、CM2的各可變電容CM11～CM1K、CM21～CM2K，包括K個(gè)固定電容531～53K、541～54K；和分別與這些固定電容串聯(lián)連接的開(kāi)關(guān)SW11～SW1K、SW21～SW2K，其中，該K個(gè)固定電容531～53K、541～54K由在半導(dǎo)體器件中夾著絕緣膜形成在金屬層間的MIM電容構(gòu)成。
按照本實(shí)施例，通過(guò)控制施加于pn結(jié)電容411、412兩端的電壓而連續(xù)地控制電容值，連續(xù)地控制LC諧振電路的諧振頻率。而且，能夠通過(guò)對(duì)開(kāi)關(guān)進(jìn)行開(kāi)和關(guān)，來(lái)對(duì)電容值進(jìn)行大、小切換，因此，能夠使LC諧振電路的諧振頻率梯段地發(fā)生變化。作為開(kāi)關(guān)，使用MOS晶體管以獲得低的寄生電阻，能夠通過(guò)以閾值電壓為界限切換其柵極·源極間電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)可變電容。但是，在這種情況下，由于在MOS晶體管的柵極·源極間電容、MIM電容的金屬層和襯底間等存在寄生電容，因此，即便在開(kāi)關(guān)是接通的情況下，電容值也不為零，殘留較小的電容，但形成于半導(dǎo)體器件上的MIM電容，品質(zhì)因數(shù)高，設(shè)計(jì)精度也高，因此，從用于振蕩器用LC諧振電路的電容組方面來(lái)看是優(yōu)選的。圖6的LC諧振電路的一端的端子VIN被輸入交流信號(hào)，另一端的ACGND被交流接地。
在圖6中，511、512、521、522為用于阻止直流的電容，611、612、621、622為用于阻止高頻的泄漏的電阻。端子VB3被賦予固定的偏壓，端子VCONT被賦予控制電壓VCONT。另外，電感器L1、pn結(jié)電容411、pn結(jié)電容412、MIM電容、開(kāi)關(guān)、以及其外圍元件，可以集成化地形成在相同的半導(dǎo)體器件上。
通過(guò)將本實(shí)施例的LC諧振電路用于振蕩器，能夠提供一種頻率轉(zhuǎn)換增益KV對(duì)電容組的電容值的變動(dòng)少，頻率可變范圍寬的振蕩器。其結(jié)果，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
實(shí)施例5圖7表示本發(fā)明的第5實(shí)施例的LC諧振電路。在本實(shí)施例中，第1、第2和第3實(shí)施例中的微調(diào)電容CV1、CV2，包括半導(dǎo)體的pn結(jié)電容411、412。此外，電容組CM1、CM2的各可變電容711～71K、721～72K，由使用了MOS晶體管的柵極電容的MOS電容構(gòu)成，通過(guò)控制施加于pn結(jié)電容的411、412的兩端的電壓而連續(xù)地控制電容值，連續(xù)地控制LC諧振電路的諧振頻率。而且，通過(guò)控制MOS電容CM101～CM10K、CM201～CM20K的柵極與源極·漏極間電壓來(lái)切換MOS晶體管的累積、轉(zhuǎn)換(inversion)狀態(tài)，以2值控制電容值，梯段地控制LC諧振電路的諧振頻率。圖7的LC諧振電路的一端的端子VIN被輸入交流信號(hào)，另一端的ACGND被交流接地。
在圖7中，511、512、521、522、571、572、551～55K、561～56K為用于阻止直流的電容，611、612、621、622為用于阻止高頻的泄漏的電阻。端子VB3被賦予固定的偏壓，端子VCONT被賦予控制電壓。端子VB2被賦予固定的偏壓，端子VTRM11～VTRM1K被賦予控制電壓。另外，電感器L1、pn結(jié)電容、MOS電容、以及其外圍元件，可以集成化地形成在相同的半導(dǎo)體器件上。
圖8表示MOS電容的電容值(C)和該MOS電容的品質(zhì)因數(shù)(Q)的電壓依賴性。在圖8中，橫軸取MOS晶體管的柵極與源極·漏極間的電壓VGS，用實(shí)線表示電容C，用虛線表示品質(zhì)因數(shù)Q。
如圖8所示，在MOS電容的電壓依賴性的MC點(diǎn)，即電容值發(fā)生大的變化的轉(zhuǎn)移區(qū)域，品質(zhì)因數(shù)下降。而在轉(zhuǎn)換狀態(tài)的MA點(diǎn)、累積狀態(tài)的MB點(diǎn)這樣電容值的變化小的區(qū)域，品質(zhì)因數(shù)比較良好，適宜于用作第5實(shí)施例中的電容組的各補(bǔ)償電容。而且，形成于半導(dǎo)體器件上的MOS電容，每個(gè)單位面積的電容值比MIM電容大，能夠縮小LC諧振電路的面積。因此，通過(guò)如圖7所示那樣，用MOS電容711～71K、721～72K構(gòu)成第5實(shí)施例中的電容組的各補(bǔ)償電容，就能夠?qū)崿F(xiàn)KV變動(dòng)少、理想的LC諧振電路。
通過(guò)將本實(shí)施例的LC諧振電路用于振蕩器，能夠提供一種頻率轉(zhuǎn)換增益KV對(duì)電容組的電容值的變動(dòng)少，頻率可變范圍寬，并且相位噪聲惡化少的振蕩器。其結(jié)果，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
實(shí)施例6圖9表示本發(fā)明的第6實(shí)施例的LC諧振電路。在本實(shí)施例中，第1和第2實(shí)施例中的微調(diào)電容CV1、CV2，包括使用了MOS晶體管的柵極電容的MOS電容731、732。此外，電容組CM1、CM2的各補(bǔ)償電容CM11～CM1K、CM21～CM2K，包括K個(gè)固定電容531～53K、541～54K；和分別與這些固定電容串聯(lián)連接的開(kāi)關(guān)SW11～SW1K、SW21～SW2K，其中，該K個(gè)固定電容531～53K、541～54K由在半導(dǎo)體器件中夾著絕緣膜形成在金屬層間的MIM電容構(gòu)成。通過(guò)控制MOS電容731、732的柵極與源極·漏極間電壓來(lái)連續(xù)地控制電容值，連續(xù)地控制LC諧振電路的諧振頻率。由于MOS電容的電容值變化率比pn結(jié)電容的電容值變化率高，因此，能夠通過(guò)將其用作微調(diào)電容來(lái)實(shí)現(xiàn)寬的頻率可變范圍，這是優(yōu)選的。圖9的LC諧振電路的一端的端子VIN被輸入交流信號(hào)，另一端的ACGND被交流接地。
在圖9中，511、512、521、522為用于阻止直流的電容，611、612、621、622為用于阻止高頻的泄漏的電阻。端子VB3被賦予固定的偏壓，端子VCONT被賦予控制電壓。另外，電感器L1、MOS電容、MIM電容、開(kāi)關(guān)、以及其外圍元件，能夠集成化地形成在相同的半導(dǎo)體器件上。
實(shí)施例7

圖10表示本發(fā)明的第7實(shí)施例的LC諧振電路。在本實(shí)施例中，第1、第2和第3實(shí)施例中的微調(diào)電容CV1、CV2，由使用了MOS晶體管的柵極電容的MOS電容構(gòu)成，電容組CM1、CM2的各補(bǔ)償電容CM11～CM1K、CM21～CM2K也是由使用了MOS晶體管的柵極電容的MOS電容構(gòu)成。通過(guò)控制MOS電容731、732的柵極與源極·漏極間電壓而連續(xù)地控制電容值，連續(xù)地控制LC諧振電路的諧振頻率。而且，通過(guò)控制MOS電容711～71K、721～72K的柵極與源極·漏極間電壓來(lái)切換MOS晶體管的累積、轉(zhuǎn)換狀態(tài)，以2值控制電容值，梯段地控制LC諧振電路的諧振頻率。
形成于導(dǎo)體裝置上的MOS電容，每個(gè)單位面積的電容值比MIM電容大，能夠縮小LC諧振電路的面積。因此，通過(guò)如圖10所示那樣，用MOS電容711～71K、721～72K構(gòu)成第7實(shí)施例中的可變電容，就能夠?qū)崿F(xiàn)理想的LC諧振電路。圖10的LC諧振電路的一端的端子VIN被輸入交流信號(hào)，另一端的ACGND被交流接地。
在圖10中，511、512、521、522、571、572、551～55K、561～56K為用于阻止直流的電容，611、612、621、622為用于阻止高頻的泄漏的電阻。端子VB3被賦予固定的偏壓，端子VCONT被賦予控制電壓。端子VB2被賦予固定的偏壓，端子VTRM11～VTRM1K被賦予控制電壓VCONT。另外，電感器L1、MOS電容、以及其外圍元件，能夠集成化地形成在相同的半導(dǎo)體器件上。
實(shí)施例8使用圖11說(shuō)明本發(fā)明的第8實(shí)施例的LC諧振電路。本實(shí)施例的LC諧振電路，包括電感器L1；通過(guò)互感與L1磁耦合的電感器L2；微調(diào)電容CV1、CV2；以及電容組CM1、CM2。構(gòu)成L2、CV2及CM2串聯(lián)連接，L1、CV1及CM1并聯(lián)連接的并聯(lián)LC諧振電路。CV1、CV2是能夠利用控制電壓VCONT連續(xù)地控制電容值的微調(diào)電容。CM1、CM2分別包括K個(gè)(K為正整數(shù))、N個(gè)(N為正整數(shù))可變電容，各自的電容值利用控制電壓VTRM11～VTRM1K、VTRM21～VTRM2N，被設(shè)定為大、小2個(gè)值。此時(shí)，優(yōu)選的是這樣設(shè)定，即對(duì)于CM11～CM1K的電容值，使CM11具有最小的電容值(CM11)，則該CM11～CM1K的電容值分別為CM11、2×CM11、4×CM11...2K×CM11的電容值，對(duì)于CM21～CM2N的電容值，使CM21具有最小的電容值(CM21)，則該CM21～CM2N的電容值分別為CM21、2×CM21、4×CM21...2N×CM21，這樣就能夠等間隔地將CM1的電容值梯段地控制為2K種電容值，等間隔地將CM2的電容值梯段地控制為2N種電容值。圖11的LC諧振電路的一端的端子VIN被輸入交流信號(hào)，另一端的ACGND被交流接地。
圖11的包括L1、L2、CV2、以及CM2的電路，作為可變電感器進(jìn)行工作。以下使用圖12說(shuō)明其原理。
圖12包括電感器L1、通過(guò)互感與L1磁耦合的電感器L2、以及與電感器L2串聯(lián)連接以構(gòu)成環(huán)路電路的電容CLV。
在將向電感器L1、L2通電的交流電流分別取為I1、I2，電感器L1、L2的電感分別取為L(zhǎng)11、L12，電感器L1、L2之間的互感取為M時(shí)，施加到電感器L1的兩端的交流電壓V11，可以通過(guò)以下的算式(12)表示。。
V11＝j(luò)ωLi1I1+jωMI2(12)而且，L2與CLV構(gòu)成環(huán)路電路，因此，環(huán)繞環(huán)路一周的電位為0。即，以下的算式(13)成立。
0=jωLi2I2+jωMI1+I2jωCLV---(13)]]>因此，根據(jù)算式(13)，流到電感器L2的交流電流I2，可以通過(guò)以下的算式(14)表示。
I2=ω2MCLV·I11-ω2Li2CLV---(14)]]>根據(jù)算式(14)，通過(guò)使賦予控制端子VLC的電壓、電流或者脈沖發(fā)生變化，使電容值CLV發(fā)生變化而使交流電流I2變化。將算式(14)代入算式(12)，可以得到以下的算式(15)。
V11=(jωLi1+jωMω2MCLV1-ω2Li2CLV)·I1=ZeffI1---(15)]]>此處，Eeff為端子a、b之間的有效阻抗。因此，有效電感Leff，如以下的算式(16)所示。
Leff=Im[Zeff]/ω=Li1+ω2M2CLV1-ω2Li2CLV---(16)]]>如算式(16)所示那樣，Leff能夠通過(guò)使可變電容CLV的電容值CLV發(fā)生變化，即，使交流電流I2發(fā)生變化而成為可變。
圖13表示圖12的可變電感器的電感Leff的電容值CLV依賴性。通過(guò)在圖13的A點(diǎn)、B點(diǎn)之間使CLV發(fā)生變化，就能夠使Leff隨著CLV增大而增大。
使用算式(16)，由圖11的LC諧振電路中的電感器L1、L2、微調(diào)電容CV2、以及電容組CM2構(gòu)成的可變電感器中的電感器L1的兩端間的有效電感L1eff，可以通過(guò)以下的算式(17)表示。
Leff=Li1+ω2M2·CV2CM2CV2+CM21-ω2Li2·CV2CM2CV2+CM2---(17)]]>因此，圖11的LC諧振電路用作了振蕩器的諧振電路時(shí)的振蕩器的KV，可以使用算式(2)通過(guò)以下的算式表示。
KV=dfRESdVCONT=KV1+KV3---(18)]]>此處，KV1、KV3分別可以通過(guò)以下的算式(19)、(20)表示。
KV1=14πL1eff1/2·1(CTOTAL)3/2·dCTOTALdVCONT]]>=14πL1eff1/2·1(CV1+CM1+CP)3/2·dCV1dVCONT---(19)]]>
KV3=14πL1eff3/2·1(CTOTAL)1/2·dL1effdVCONT]]>=14πL1eff3/2·1(CTOTAL)1/2·ω2M2(CM2CV2+CM2)2(1-ω2Li2·CV2CM2CV2+CM2)2·dCV2dVCONT---(20)]]>=14π·(L1eff-Li1)2L1effM2·CV1+CM1+CPCV22·dCV2dVCONT]]>KV1隨著使CM1變大而減少。而KV3隨著使CM1變大而增大，通過(guò)利用CM2調(diào)整L1eff就能夠調(diào)整其大小。而且，使用可變電感器進(jìn)行KV的調(diào)整，因此，與使用構(gòu)成CTOTAL的電容的一部分的第2實(shí)施例比較，能夠取得更寬的頻率可變范圍。
通過(guò)將本實(shí)施例的LC諧振電路用于振蕩器，能夠提供一種頻率轉(zhuǎn)換增益KV對(duì)電容組的電容值的變動(dòng)少，頻率可變范圍寬，并且相位噪聲惡化少的振蕩器。其結(jié)果，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
實(shí)施例9使用圖14說(shuō)明本發(fā)明的第9實(shí)施例的LC諧振電路。本實(shí)施例的LC諧振電路，包括電感器L1；通過(guò)互感與L1進(jìn)行了磁耦合的電感器L2；微調(diào)電容CV1、CV2；以及電容組CM1、CM2。構(gòu)成L2、CV2及CM2串聯(lián)連接，L1、CV1及CM1并聯(lián)連接的并聯(lián)LC諧振電路。CV1、CV2是能夠利用控制電壓VCONT連續(xù)地控制電容值的電容值可變的電容(以下表示為可變電容)。CM1、CM2兩者都包括K個(gè)(K為正整數(shù))可變電容，各自的電容值使用控制電壓VTRM11～VTRM1K被設(shè)定為大、小2個(gè)值。此時(shí)，優(yōu)選的是這樣設(shè)定，即對(duì)于CM11～CM1K的電容值，使CM11具有最小的電容值(CM11)，則該CM11～CM1K的電容值分別為CM11、2×CM11、4×CM11...2K×CM11的電容值，而且，對(duì)于CM21～CM2N的電容值，使CM21具有最小的電容值(CM21)，則該CM21～CM2N的電容值分別為CM21、2×CM21、4×CM21...2K×CM21，這樣就能夠等間隔地將CM1、CM2的電容值梯段地控制為2K種電容值。圖14的LC諧振電路的一端的端子VIN被輸入交流信號(hào)，另一端的ACGND被交流接地。
利用圖15，說(shuō)明使用了圖14的LC諧振電路的振蕩器的動(dòng)作。圖15表示可變電感器LV1的電感的CV2和CM2的串聯(lián)電容CLV的電容值CLV依賴性。通過(guò)增大電容值CLV，電感也增大。但是，電感隨著頻率降低而降低。即，頻率隨著增大CM1的電容值而降低，因此，L1eff也降低。結(jié)果是(L1eff-Li1)也降低，KV3降低，因此，存在KV變動(dòng)變大的問(wèn)題。為了避免這種問(wèn)題，需要將CV2和CM2的串聯(lián)電容的電容值，與CM1一并進(jìn)行增減。這樣就能夠?qū)崿F(xiàn)將CM2與CM1一并進(jìn)行增減。即，只需調(diào)整為使CM2的電容值隨著CM1的增大一并增大，CV2和CM2的串聯(lián)電容的電容值成為圖15的D點(diǎn)、C點(diǎn)、B點(diǎn)、A點(diǎn)，就可以使L1eff不取決于電容組CM1、電容組CM2的電容值而變得恒定，能夠抑制KV的變動(dòng)。進(jìn)而，通過(guò)抑制L1eff隨著頻率的降低而增大、或者降低，就能夠抑制KV的變動(dòng)。
通過(guò)將本實(shí)施例的LC諧振電路用于振蕩器，能夠提供一種頻率轉(zhuǎn)換增益KV對(duì)電容組的電容值的變動(dòng)少，頻率可變范圍寬，并且相位噪聲惡化少的振蕩器。其結(jié)果，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
實(shí)施例10圖16表示本發(fā)明的第10實(shí)施例的LC諧振電路。在該LC諧振電路中，第8和第9實(shí)施例中的微調(diào)電容CV1、CV2，包括半導(dǎo)體的pn結(jié)電容411、412。此外，電容組CM1、CM2的各補(bǔ)償電容CM11～CM1K、CM21～CM2K，包括K個(gè)固定電容531～53K、541～54K；和分別與這些固定電容串聯(lián)連接的開(kāi)關(guān)SW11～SW1K、SW21～SW2K，其中，該K個(gè)固定電容531～53K、541～54K由在半導(dǎo)體器件中夾著絕緣膜形成在金屬層間的MIM電容構(gòu)成。通過(guò)控制施加于pn結(jié)電容411、412兩端的電壓而連續(xù)地控制電容值，連續(xù)地控制LC諧振電路的諧振頻率。
而且，能夠通過(guò)對(duì)開(kāi)關(guān)進(jìn)行開(kāi)和關(guān)，來(lái)對(duì)電容值進(jìn)行大、小切換，因此，能夠使LC諧振電路的諧振頻率梯段地發(fā)生變化。作為開(kāi)關(guān)，使用MOS晶體管以獲得低的寄生電阻，能夠通過(guò)以閾值電壓為限切換其柵極·源極間電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)可變電容。但是，在這種情況下，由于在MOS晶體管的柵極·襯底間電容、MIM電容的金屬層和襯底間等存在寄生電容，因此，即便在開(kāi)關(guān)是接通的情況下，電容值也不為零，殘留小量電容，形成于半導(dǎo)體器件上的MIM電容，品質(zhì)因數(shù)高，設(shè)計(jì)精度也高，因此，從用于振蕩器用LC諧振電路的電容組方面來(lái)看是優(yōu)選的。圖16的LC諧振電路的一端的端子VIN被輸入交流信號(hào)，另一端的ACGND被交流接地。
在圖16中，511、512、521、522為用于阻止直流的電容，611、612、621、622為用于阻止高頻的泄漏的電阻。端子VB3被賦予固定的偏壓，端子VCONT被賦予控制電壓。另外，電感器L1、pn結(jié)電容、MIM電容、開(kāi)關(guān)、以及其外圍元件，可以集成化地形成在相同的半導(dǎo)體器件上。
通過(guò)將本實(shí)施例的LC諧振電路用于振蕩器，能夠提供一種頻率轉(zhuǎn)換增益KV對(duì)電容組的電容值的變動(dòng)少，頻率可變范圍寬的振蕩器。其結(jié)果，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
實(shí)施例11圖17表示本發(fā)明的第11實(shí)施例的LC諧振電路。在該LC諧振電路中，第8實(shí)施例和第9實(shí)施例中的微調(diào)電容CV1、CV2，包括半導(dǎo)體的pn結(jié)電容411、412。此外，電容組CM1、CM2的各補(bǔ)償電容711～71K、721～72K，由使用了MOS晶體管的柵極電容的MOS電容構(gòu)成。通過(guò)控制施加于pn結(jié)電容的411的兩端的電壓而連續(xù)地控制電容值，連續(xù)地控制LC諧振電路的諧振頻率。而且，通過(guò)控制MOS電容CM101～CM10K、CM201～CM20K的柵極與源極·漏極間電壓來(lái)切換MOS晶體管的累積、轉(zhuǎn)換狀態(tài)，以2值控制電容值，梯段地控制LC諧振電路的諧振頻率。圖17的LC諧振電路的一端的端子VIN被輸入交流信號(hào)，另一端的ACGND被交流接地。
在圖17中，511、512、521、522、571、572、551～55K、561～56K為用于阻止直流的電容，611、612、621、622為用于阻止高頻的泄漏的電阻。端子VB3被賦予固定的偏壓，端子VCONT被賦予控制電壓。端子VB2被賦予固定的偏壓，端子VTRM11～VTRM1K被賦予控制電壓。另外，電感器L1、L2、pn結(jié)電容、MOS電容、以及其外圍元件，可以集成化地形成在相同的半導(dǎo)體器件上。
而且，形成于半導(dǎo)體器件上的MOS電容，每個(gè)單位面積的電容值比MIM電容大，能夠縮小LC諧振電路的面積。因此，通過(guò)如圖17所示那樣，用MOS電容711～71K、721～72K構(gòu)成第11實(shí)施例中的可變電容，就能夠?qū)崿F(xiàn)理想的LC諧振電路。
實(shí)施例12圖18表示本發(fā)明的第12實(shí)施例的LC諧振電路。在該LC諧振電路中，第8和第9實(shí)施例中的微調(diào)電容CV1、CV2，包括使用了MOS晶體管的柵極電容的MOS電容731、732。此外，電容組CM1、CM2的各補(bǔ)償電容CM11～CM1K、CM21～CM2K，包括K個(gè)固定電容531～53K、541～54K；和分別與這些固定電容串聯(lián)連接的開(kāi)關(guān)SW11～SW1K、SW21～SW2K，其中，該K個(gè)固定電容531～53K、541～54K由在半導(dǎo)體器件中夾著絕緣膜形成在金屬層間的MIM電容構(gòu)成。通過(guò)控制MOS電容731、732的柵極與源極·漏極間電壓而連續(xù)地控制電容值，連續(xù)地控制LC諧振電路的諧振頻率。由于MOS電容的電容值變化率比pn結(jié)電容的電容值變化率高，因此，通過(guò)將其用作微調(diào)電容能夠?qū)崿F(xiàn)寬的頻率可變范圍，是適當(dāng)?shù)摹D18的LC諧振電路的一端的端子VIN被輸入交流信號(hào)，另一端的ACGND被交流接地。
在圖18中，511、512、521、522為用于阻止直流的電容，611、612、621、622為用于阻止高頻的泄漏的電阻。端子VB3被賦予固定的偏壓，端子VCONT被賦予控制電壓。另外，電感器L1、MOS電容、MIM電容、開(kāi)關(guān)、以及其外圍元件，能夠集成化地形成在相同的半導(dǎo)體器件上。
實(shí)施例13圖19表示本發(fā)明的第13實(shí)施例的LC諧振電路。在該LC諧振電路中，第7和第8實(shí)施例中的微調(diào)電容CV1、CV2，包括使用了MOS晶體管的柵極電容的MOS電容構(gòu)成。此外，電容組CM1、CM2的各補(bǔ)償電容CM11～CM1K、CM21～CM2K也還是由使用了MOS晶體管的柵極電容的MOS電容構(gòu)成。通過(guò)控制MOS電容731、732的柵極與源極·漏極間電壓而連續(xù)地控制電容值，連續(xù)地控制LC諧振電路的諧振頻率。而且，通過(guò)控制MOS電容711～71K、721～72K柵極與源極·漏極間電壓來(lái)切換MOS晶體管的累積、轉(zhuǎn)換狀態(tài)，以2值控制電容值，梯段地控制LC諧振電路的諧振頻率。形成于半導(dǎo)體器件上的MOS電容，每個(gè)單位面積的電容值比MIM電容大，因此，能夠縮小LC諧振電路的面積。
因此，通過(guò)如圖19所示那樣，用MOS電容711～71K、721～72K構(gòu)成第7實(shí)施例中的可變電容，就能夠?qū)崿F(xiàn)理想的LC諧振電路。圖19的LC諧振電路的一端的端子VIN被輸入交流信號(hào)，另一端的ACGND被交流接地。
在圖19中，511、512、521、522、571、572、551～55K、561～56K為用于阻止直流的電容，611、612、621、622為用于阻止高頻的泄漏的電阻。端子VB3被賦予固定的偏壓，端子VCONT被賦予控制電壓。端子VB2被賦予固定的偏壓，端子VTRM11～VTRM1K被賦予控制電壓。另外，電感器L1、MOS電容、以及其外圍元件，能夠集成化地形成在相同的半導(dǎo)體器件上。
實(shí)施例14圖20表示本發(fā)明的第14實(shí)施例的振蕩器。本實(shí)施例的振蕩器，包括LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1。LC諧振電路10，包括一端與恒壓端子V1連接的電感器L11和L12、電容組CM1、以及電容組CM2，其中，該電容組CM1包括經(jīng)由PN結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4而連接著的MOS電容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N為正整數(shù))，該P(yáng)N結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4分別與上述2個(gè)電感器的另一端并聯(lián)連接；該電容組CM2包括可變電容二極管等可變電容元件CV21和CV22、經(jīng)由耦合電容CAC5和CAC6而連接著的MOS電容CM211～CM21N和CM221～CM22N。
CV21和CV22、CAC5和CAC6、以及CM211～CM21N和CM221～CM22N串聯(lián)連接，CV11和CV12、CM111～CM11N和CM121～CM12N(N為正整數(shù))進(jìn)行并聯(lián)連接。端子VB2被賦予固定的偏壓，端子VTRM、VTRM1N被賦予控制電壓。
負(fù)電導(dǎo)生成電路1，包括差動(dòng)對(duì)的雙極性晶體管Q1、Q2；電容CAC1；以及電容CAC2，其中，該差動(dòng)對(duì)的雙極性晶體管Q1、Q2，射極為共用的射極，經(jīng)由恒流源ICS與第2恒壓端子V2連接；該電容CAC1的一端與晶體管Q1的集電極連接，另一端與晶體管Q2的基極連接；該電容CAC2的一端與晶體管Q2的集電極連接，另一端與晶體管Q1的基極連接。晶體管Q1和晶體管Q2的集電極，與LC諧振電路10連接，從恒壓端子V1、V2供給電源，從端子VB1供給固定的偏壓。通過(guò)以上的結(jié)構(gòu)能夠控制KV的大小，結(jié)果是能夠抑制KV的變動(dòng)。
以下說(shuō)明圖20的振蕩器的動(dòng)作。
可變電容元件CV11、CV12、CV21、CV22的頻率控制端子VCONT被施加頻率控制電壓VCONT，由此連續(xù)地控制振蕩頻率。電容組CM1和CM2的頻率控制用的端子與公共的控制端子VTRM11～VTRM1N連接，分別施加2值的頻率控制電壓。由此梯段地控制振蕩頻率。
將在圖20的振蕩器中構(gòu)成電容組的補(bǔ)償電容的數(shù)目為2(N＝2)的振蕩頻率的控制特性表示為圖21，KV的特性表示為圖22。
如圖21所示那樣，在控制電壓VCONT的可變范圍(V1-V2)中，能夠利用補(bǔ)償電容的最大電容值(CM1、CM2)max、最小電容值(CM1、CM2)mini，實(shí)現(xiàn)頻率可變范圍ΔFa。該范圍ΔFa，相對(duì)于圖46所示的控制電壓VCONT的可變范圍(V1-V2)的頻率可變范圍ΔFc要小一些。
接著，圖22表示圖20所示的振蕩器的控制電壓VCONT與頻率轉(zhuǎn)換增益(KV)的關(guān)系。如圖22所示那樣，在控制電壓VCONT的可變范圍(V1-V2)中，對(duì)于補(bǔ)償電容的最大電容值(CM1、CM2)max、最小電容值(CM1、CM2)mini，頻率轉(zhuǎn)換增益(KV)變動(dòng)ΔKVA。該ΔKVA相對(duì)于圖47所示的ΔKVC為非常小的變動(dòng)幅度。
這是由于以下的緣故，即在本實(shí)施例的振蕩器中，隨著使電容組CM1的電容值增大，微調(diào)電容CV11、CV12的電容值占總電容的比率降低，但隨著使電容組CM2的電容值增加，CV21、CV22和CM2的串聯(lián)電容的電容值變大。
為此，與以往的振蕩器相比，雖然頻率可變范圍ΔFA變小稍許，但能夠抑制KV的變動(dòng)ΔKVA。即，在本實(shí)施例的振蕩器中，能夠使KV的變動(dòng)變小，或者使KV變得穩(wěn)定。其結(jié)果，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
本實(shí)施例的振蕩器，例如，對(duì)于用于為了適應(yīng)多頻帶而需要3.2GHz～4.3GHz的寬頻率范圍的WCDMA用RFIC的頻率合成器等，能夠提供非常實(shí)用的振蕩器。
實(shí)施例15圖23表示本發(fā)明的第15實(shí)施例的振蕩器。本實(shí)施例的振蕩器，包括LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1。LC諧振電路10，包括一端與恒壓端子V1連接的電感器L11和L12、電容組CM1、以及電容組CM2，其中，該電容組CM1包括經(jīng)由PN結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4而連接著的MOS電容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N為正整數(shù))，該P(yáng)N結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4分別與上述2個(gè)電感器的另一端并聯(lián)連接；該電容組CM2包括分別通過(guò)互感M與電感器L11、L12磁耦合的電感器L21和電感器L22；分別與電感器L21和電感器L22的一端串聯(lián)連接的PN結(jié)電容CV21和CV22；以及經(jīng)由分別與電感器L21和電感器L22的另一端串聯(lián)連接的耦合電容CAC5和CAC6而連接著的MOS電容CM211～CM21N和CM221～CM22N。端子VB2被賦予固定的偏壓，端子VTRM、VTRM1N被賦予控制電壓。
負(fù)電導(dǎo)生成電路1，包括差動(dòng)對(duì)的雙極性晶體管Q1、Q2；電容CAC1；以及電容CAC2，其中，該差動(dòng)對(duì)的雙極性晶體管Q1、Q2，射極為共用的射極，經(jīng)由恒流源ICS與第2恒壓端子V2連接；該電容CAC1的一端與晶體管Q1的集電極連接，另一端與晶體管Q2的基極連接；該電容CAC2的一端與晶體管Q2的集電極連接，另一端與晶體管Q1的基極連接。晶體管Q1和晶體管Q2的集電極，與LC諧振電路10連接，從恒壓端子V1、V2供給電源，從端子VB1供給固定的偏壓。通過(guò)以上的結(jié)構(gòu)能夠控制KV的大小，結(jié)果是能夠抑制KV的變動(dòng)。
以下說(shuō)明圖23的振蕩器的動(dòng)作。
可變電容元件CV11、CV12、CV21、CV22的頻率控制端子VCONT被施加頻率控制電壓，由此連續(xù)地控制振蕩頻率。電容組CM1和CM2的頻率控制用的端子與公共的控制端子VTRM11～VTRM1N連接，分別施加2值的頻率控制電壓。由此梯段地控制振蕩頻率。
在本實(shí)施例的振蕩器中，隨著使電容組CM1的電容值增大，微調(diào)電容CV11、CV12的電容值占總電容的比率降低，但隨著使電容組CM2的電容值增加，CV21、CV22和CM2的串聯(lián)電容的電容值變大，包括L11、L12、L21、L22、CV21、CV22、CM2的可變電感器的電感對(duì)VCONT的變化率變大。因此，與以往的圖45所示的振蕩器的KV相比，能夠使KV的變動(dòng)變小，或者使KV變得穩(wěn)定。其結(jié)果，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
將在圖23的振蕩器中構(gòu)成電容組的補(bǔ)償電容的數(shù)目為2(N＝2)的振蕩頻率的控制特性表示為圖24，KV的特性表示為圖25。與圖45的以往的振蕩器比較，能夠抑制KV的變動(dòng)。而且，通過(guò)采用圖23的結(jié)構(gòu)，與圖20的結(jié)構(gòu)相比，由于是使電感變化的方法，因此，不需要為了抑制KV變動(dòng)而在諧振電路追加額外的電容。因此，在控制電壓VCONT的可變范圍(V1-V2)中，能夠不使頻率可變范圍ΔfB變窄地抑制KV的變動(dòng)ΔKVB。
實(shí)施例16圖26是表示作為本發(fā)明的實(shí)施例16，將實(shí)施例15的振蕩器構(gòu)成在半導(dǎo)體襯底上的半導(dǎo)體器件的例子的圖。在圖26中，A部分表示該B部分的B-B剖面，B部分表示該部分的A-A剖面。電感器L11、L12，在形成于半導(dǎo)體襯底21上的絕緣層22中，由中點(diǎn)與電壓端子V1連接的1卷電感器構(gòu)成，電感器L21、L22在該絕緣層中由1卷電感器構(gòu)成。L21、L22如圖26所示那樣鄰接配置在電感器L11、L12的內(nèi)側(cè)和外側(cè)。由此，由對(duì)電感器L11、L12、L21、L22進(jìn)行交流電流通電所感應(yīng)的交流磁通量發(fā)生交鏈，在電感器L11與電感器L21、L22，以及電感器L12與電感器L21、L22之間互感M進(jìn)行動(dòng)作。
圖26中的a、b點(diǎn)，相當(dāng)于圖23(后述的圖28、圖30、圖32也同樣)的a、b點(diǎn)，連接負(fù)電導(dǎo)生成電路(NCG)，微調(diào)電容CV11、電容組CM11和微調(diào)電容CV12、電容組CM12。圖26中的c和d點(diǎn)，相當(dāng)于圖23(后述的圖28、圖30、圖32也同樣)的e和f點(diǎn)，連接電容組CM21和CM22。接近圖26的電壓端子V1的電感器L21、L22的一部分，沒(méi)有對(duì)剖面進(jìn)行圖示，實(shí)際上是形成在高度不同的絕緣層以使在交叉部不發(fā)生接觸。
對(duì)于圖26的形狀，電感器L11、L12也可以是2卷以上的螺旋電感器。在為1卷時(shí)，通過(guò)使布線變粗，能夠降低由金屬構(gòu)成的電感器的電阻，提高品質(zhì)因數(shù)。在使用了2卷以上的螺旋電感器時(shí)，在構(gòu)成螺旋電感器的多卷電感器之間互感增加，能夠使電感變大，提高品質(zhì)因數(shù)。電感器L21、L22也一樣既可以是1卷的電感器，或者也可以是2卷以上的螺旋電感器。
在為1卷時(shí)，通過(guò)使布線變粗，能夠降低由金屬構(gòu)成的電感器的電阻，提高品質(zhì)因數(shù)。在使用了2卷以上的螺旋電感器時(shí)，在構(gòu)成螺旋電感器的多卷電感器之間互感增加，能夠使電感變大，提高品質(zhì)因數(shù)。而且，能夠使電感器L11與電感器L21、L22之間，和電感器L12與電感器L21、L22之間的互感變大，使有效電感Leff的變化量變大。
實(shí)施例17圖27表示本發(fā)明的第17實(shí)施例的振蕩器。本實(shí)施例與圖20所示的第14實(shí)施例同樣為使用了LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1的振蕩器的一例，但代替雙極性晶體管而使用MOS晶體管。
本實(shí)施例的振蕩器包括LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1。LC諧振電路10，包括一端與恒壓端子V1連接的電感器L11和L12、電容組CM1、以及電容組CM2，其中，該電容組CM1包括經(jīng)由PN結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4而連接著的MOS電容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N為正整數(shù))，該P(yáng)N結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4分別與上述電感器的另一端并聯(lián)連接；該電容組CM2包括可變電容二極管等可變電容元件CV21和CV22、經(jīng)由耦合電容CAC5和CAC6而連接著的MOS電容CM211～CM21N和CM221～CM22N。CV21和CV22、CAC5和CAC6、以及CM211～CM21N和CM221～CM22N串聯(lián)連接，CV11和CV12、CM111～CM11N和CM121～CM12N(N為正整數(shù))進(jìn)行并聯(lián)連接。端子VB2被賦予固定的偏壓，端子VTRM、VTRM1N被賦予控制電壓。
負(fù)電導(dǎo)生成電路1，具有源極共用，經(jīng)由恒流源ICSM與第2恒壓端子V2連接的差動(dòng)對(duì)的NMOS晶體管NM1、NM2。晶體管NM1的柵極與晶體管NM2的漏極連接，晶體管NM2的柵極與晶體管NM1的漏極連接。晶體管NM1和晶體管NM2的漏極，與諧振電路10連接，從恒壓端子V1、V2向電路1供給電源。通過(guò)以上的結(jié)構(gòu)能夠控制KV的大小，結(jié)果是能夠抑制KV的變動(dòng)。進(jìn)而，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
圖27的振蕩器，與圖20的使用了雙極性晶體管的振蕩器相比，由于使用了MOS晶體管，例如，相對(duì)于圖20的振蕩器的工作所需要的電源電壓為3V，在MOS晶體管的閾值電壓Vth為0.4V的情況下，能夠?qū)㈦娫措妷航档椭链蠹s2.5V。
實(shí)施例18圖28表示本發(fā)明的第18實(shí)施例的振蕩器。本實(shí)施例與圖23所示的第15實(shí)施例同樣為使用了LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1的振蕩器的一例，但代替雙極性晶體管而使用MOS晶體管。
本實(shí)施例的振蕩器，包括LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1。LC諧振電路10，包括一端與恒壓端子V1連接的電感器L11和L12、電容組CM1、以及電容組CM2，其中，該電容組CM1包括經(jīng)由PN結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4而連接著的MOS電容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N為正整數(shù))，該P(yáng)N結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4分別與上述2個(gè)電感器的另一端并聯(lián)連接；該電容組CM2包括分別通過(guò)互感M與電感器L11、L12磁耦合的電感器L21和電感器L22；分別與電感器L21和電感器L22的一端串聯(lián)連接的PN結(jié)電容CV21和CV22；以及經(jīng)由分別與電感器L21和電感器L22的另一端串聯(lián)連接的耦合電容CAC5和CAC6而連接著的MOS電容CM211～CM21N和CM221～CM22N。端子VB2被賦予固定的偏壓，端子VTRM、VTRM1N被賦予控制電壓。
負(fù)電導(dǎo)生成電路1，具有源極共用，經(jīng)由恒流源ICSM與笫2恒壓端子V2連接的差動(dòng)對(duì)的NMOS晶體管NM1、NM2。晶體管NM1的柵極與晶體管NM2的漏極連接，晶體管NM2的柵極與晶體管NM1的漏極連接。晶體管NM1和晶體管NM2的漏極，與諧振電路10連接，從恒壓端子V1、V2向電路1供給電源，通過(guò)以上的結(jié)構(gòu)能夠控制KV的大小，結(jié)果是能夠抑制KV的變動(dòng)。進(jìn)而，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
圖28的振蕩器，與圖23的使用了雙極性晶體管的振蕩器相比，由于使用了MOS晶體管，例如，相對(duì)于圖20的振蕩器的工作所需要的電源電壓為3V，在MOS晶體管的閾值電壓Vth為0.4V的情況下，能夠?qū)㈦娫措妷航档椭链蠹s2.5V。
實(shí)施例19圖29表示本發(fā)明的第19實(shí)施例的振蕩器。本實(shí)施例與圖27所示的第17實(shí)施例同樣為使用了LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1的振蕩器的一例，但在本實(shí)施例中，不僅使用了NMOS晶體管，還使用了PMOS晶體管。
本實(shí)施例的振蕩器，包括LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1。LC諧振電路10，包括一端相互連接的電感器L11和L12、電容組CM1、以及電容組CM2，其中，該電容組CM1包括經(jīng)由PN結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4而連接著的MOS電容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N為正整數(shù))，該P(yáng)N結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4分別與上述2個(gè)電感器的另一端并聯(lián)連接；該電容組CM2包括可變電容二極管等可變電容元件CV21和CV22、經(jīng)由耦合電容CAC5和CAC6而連接著的MOS電容CM211～CM21N和CM221～CM22N。CV21和CV22、CAC5和CAC6、以及CM211～CM21N和CM221～CM22N串聯(lián)連接，CV11和CV12、CM111～CM11N和CM121～CM12N(N為正整數(shù))進(jìn)行并聯(lián)連接。端子VB2被賦予固定的偏壓，端子VTRM、VTRM1N被賦予控制電壓。
負(fù)電導(dǎo)生成電路1，具有源極共用，經(jīng)由恒流源ICSM與第2恒壓端子V2連接的差動(dòng)對(duì)的NMOS晶體管NM1、NM2；和源極共用、與第1恒壓端子V1進(jìn)行了連接的差動(dòng)對(duì)的PMOS晶體管PM1、PM2。晶體管NM1的柵極與晶體管NM2的漏極連接，晶體管NM2的柵極與晶體管NM1的漏極連接。晶體管PM1的柵極與晶體管PM2的漏極連接，晶體管PM2的柵極與晶體管PM1的漏極連接。晶體管NM1的漏極與晶體管PM1的漏極連接，晶體管NM2的漏極與晶體管PM2的漏極連接，分別與諧振電路10連接。從恒壓端子V1、V2供給電源。通過(guò)以上的結(jié)構(gòu)能夠控制KV的大小，結(jié)果是能夠抑制KV的變動(dòng)。進(jìn)而，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
圖29的振蕩器，與圖27的僅使用了NMOS晶體管的振蕩器相比，由于使用了NMOS晶體管和PMOS晶體管，能夠使負(fù)電導(dǎo)生成電路生成的負(fù)電導(dǎo)變大，因此，能夠使消耗電流變小。
實(shí)施例20圖30表示本發(fā)明的第20實(shí)施例的振蕩器。本實(shí)施例與圖28所示的第18實(shí)施例同樣為使用了LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1的振蕩器的一例，但在本實(shí)施例中，不僅使用了NMOS晶體管，還使用了PMOS晶體管。
本實(shí)施例的振蕩器，包括LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1。LC諧振電路10，包括一端相互連接的電感器L11和L12、電容組CM1、以及電容組CM2，其中，該電容組CM1包括經(jīng)由PN結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4而連接著的MOS電容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N為正整數(shù))，該P(yáng)N結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4分別與上述2個(gè)電感器的另一端并聯(lián)連接；該電容組CM2包括分別通過(guò)互感M與電感器L11、L12磁耦合的電感器L21和電感器L22；分別與電感器L21和電感器L22的一端串聯(lián)連接的PN結(jié)電容CV21和CV22；以及經(jīng)由分別與電感器L21和電感器L22的另一端串聯(lián)連接的耦合電容CAC5和CAC6而連接著的MOS電容CM211～CM21N和CM221～CM22N。端子VB2被賦予固定的偏壓，端子VTRM、VTRM1N被賦予控制電壓。
負(fù)電導(dǎo)生成電路1，具有源極共用、經(jīng)由恒流源ICSM與第2恒壓端子V2連接的差動(dòng)對(duì)的NMOS晶體管NM1、NM2；和源極共用、與第1恒壓端子V1進(jìn)行了連接的差動(dòng)對(duì)的PMOS晶體管PM1、PM2。晶體管NM1的柵極與晶體管NM2的漏極連接，晶體管NM2的柵極與晶體管NM1的漏極連接。晶體管PM1的柵極與晶體管PM2的漏極連接，晶體管PM2的柵極與晶體管PM1的漏極連接。晶體管NM1的漏極與晶體管PM1的漏極連接，晶體管NM2的漏極與晶體管PM2的漏極連接，分別與諧振電路10連接。從恒壓端子V1、V2供給電源。
另外，將本實(shí)施例的振蕩器構(gòu)成在半導(dǎo)體襯底上的半導(dǎo)體器件的結(jié)構(gòu)，如圖26所示的圖那樣。其中，電感器L11、L12沒(méi)有連接電壓端子，因此，圖26的電壓端子V1可以是開(kāi)路的。
通過(guò)以上的結(jié)構(gòu)，本實(shí)施例的振蕩器能夠控制KV的大小，結(jié)果是能夠抑制KV的變動(dòng)。進(jìn)而，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
圖30的振蕩器，與圖28的僅使用了NMOS晶體管的振蕩器相比，由于使用了NMOS晶體管和PMOS晶體管，能夠使負(fù)電導(dǎo)生成電路生成的負(fù)電導(dǎo)變大，因此，能夠使消耗電流變小。
實(shí)施例21圖31表示本發(fā)明的第21實(shí)施例的振蕩器。本實(shí)施例與圖29所示的第19實(shí)施例同樣為使用了LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1的振蕩器的一例，但代替NOMS晶體管而使用雙極性晶體管。
本實(shí)施例的振蕩器，包括LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1。LC諧振電路10，包括一端相互連接的電感器L11和L12、電容組CM1、以及電容組CM2，其中，該電容組CM1包括經(jīng)由PN結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4而連接著的MOS電容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N為正整數(shù))，該P(yáng)N結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4分別與上述2個(gè)電感器的另一端并聯(lián)連接；該電容組CM2包括可變電容二極管等可變電容元件CV21和CV22、經(jīng)由耦合電容CAC5和CAC6而連接著的MOS電容CM211～CM21N和CM221～CM22N。CV21和CV22、CAC5和CAC6、以及CM211～CM21N和CM221～CM22N進(jìn)行串聯(lián)連接，CV11和CV12、CM111～CM11N和CM121～CM12N(N為正整數(shù))進(jìn)行并聯(lián)連接。端子VB2被賦予固定的偏壓，端子VTRM、VTRM1N被賦予控制電壓。
負(fù)電導(dǎo)生成電路1，具有差動(dòng)對(duì)的雙極性晶體管Q1、Q2；電容CAC1、電容CAC2、以及差動(dòng)對(duì)的PMOS晶體管PM1、PM2，其中，該差動(dòng)對(duì)的雙極性晶體管Q1、Q2，其射極共用，經(jīng)由恒流源ICS與第2恒壓端子V2連接；該電容CAC1的一端與晶體管Q1的集電極連接，另一端與晶體管Q2的基極連接；該電容CAC2的一端與晶體管Q2的集電極連接，另一端與晶體管Q1的基極連接；該差動(dòng)對(duì)的PMOS晶體管PM1、PM2，其源極共用，與第1恒壓端子V1進(jìn)行了連接。晶體管Q1的集電極與晶體管PM1的漏極連接，晶體管Q2的集電極與晶體管PM2的漏極連接，分別與諧振電路10連接。從恒壓端子V1、V2供給電源。通過(guò)以上的結(jié)構(gòu)能夠控制KV的大小，結(jié)果是能夠抑制KV的變動(dòng)。
圖31的振蕩器，與圖29的使用了NMOS晶體管和PMOS晶體管的振蕩器相比，由于代替NMOS晶體管而使用了雙極性晶體管，能夠使負(fù)電導(dǎo)生成電路生成的負(fù)電導(dǎo)變大，因此，能夠使消耗電流變小。其結(jié)果，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
按照本實(shí)施例，能夠提供一種抑制KV的變動(dòng)，頻率可變范圍寬，并且相位噪聲惡化少的振蕩器。
實(shí)施例22圖32表示本發(fā)明的第22實(shí)施例的振蕩器。本實(shí)施例與圖30所示的第20實(shí)施例同樣為使用了LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1的振蕩器的一例，但代替NOMS晶體管而使用雙極性晶體管。
本實(shí)施例的振蕩器，包括LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1。LC諧振電路10，包括一端相互連接的電感器L11和L12、電容組CM1、以及電容組CM2，其中，該電容組CM1包括經(jīng)由PN結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4而連接著的MOS電容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N為正整數(shù))，該P(yáng)N結(jié)電容CV11、CV12和耦合電容CAC3、CAC4分別與上述2個(gè)電感器的另一端并聯(lián)連接；該電容組CM2包括分別通過(guò)互感M與電感器L11、L12磁耦合的電感器L21和電感器L22；分別與電感器L21和電感器L22的一端串聯(lián)連接的PN結(jié)電容CV21和CV22；以及經(jīng)由分別與電感器L21和電感器L22的另一端串聯(lián)連接的耦合電容CAC5和CAC6而連接著的MOS電容CM211～CM21N和CM221～CM22N。端子VB2被賦予固定的偏壓，端子VTRM、VTRM1N被賦予控制電壓。
負(fù)電導(dǎo)生成電路1，具有差動(dòng)對(duì)的雙極性晶體管Q1、Q2；電容CAC1、電容CAC2、以及差動(dòng)對(duì)的PMOS晶體管PM1、PM2，其中，該差動(dòng)對(duì)的雙極性晶體管Q1、Q2，其射極共用，經(jīng)由恒流源ICS與第2恒壓端子V2連接；該電容CAC1的一端與晶體管Q1的集電極連接，另一端與晶體管Q2的基極連接；該電容CAC2的一端與晶體管Q2的集電極連接，另一端與晶體管Q1的基極連接；該差動(dòng)對(duì)的PMOS晶體管PM1、PM2，其源極共用，與第1恒壓端子V1進(jìn)行了連接。晶體管Q1的集電極與晶體管PM1的漏極連接，晶體管Q2的集電極與晶體管PM2的漏極連接，分別與諧振電路10連接。從恒壓端子V1、V2供給電源。
另外，將本實(shí)施例的振蕩器構(gòu)成于半導(dǎo)體襯底上的半導(dǎo)體器件的結(jié)構(gòu)，如圖26所示的圖那樣。其中，電感器L11、L12沒(méi)有連接電壓端子，因此，圖26的電壓端子V1也可以是開(kāi)路的。
通過(guò)以上的結(jié)構(gòu)，本實(shí)施例的振蕩器能夠控制KV的大小。
圖32的振蕩器，與圖30的使用了NMOS晶體管和PMOS晶體管的振蕩器相比，由于代替NMOS晶體管而使用了雙極性晶體管，能夠使負(fù)電導(dǎo)生成電路生成的負(fù)電導(dǎo)變大，因此，能夠使消耗電流變小。
按照本實(shí)施例，能夠提供一種抑制KV的變動(dòng)，頻率可變范圍寬，并且相位噪聲惡化少的振蕩器。其結(jié)果，在電荷泵式PLL電路中使用了振蕩器時(shí)，能夠抑制電荷泵電流的增大，并能夠降低PLL電路整體的消耗電流。
實(shí)施例23圖33表示作為本發(fā)明的第23實(shí)施例，包括第14～第22實(shí)施例中的任一者的振蕩器的信息設(shè)備。本實(shí)施例的信息設(shè)備，為高速串行傳輸系統(tǒng)。該系統(tǒng)包括對(duì)多個(gè)低速的信號(hào)進(jìn)行多路復(fù)用，輸出串行的高速信號(hào)的發(fā)射機(jī)；和接收所發(fā)送的串行的高速信號(hào)將其進(jìn)行分離，輸出由分離所獲得的多個(gè)低速信號(hào)的接收機(jī)。
發(fā)射機(jī)，包括輸入多個(gè)低速信號(hào)，輸出串行的高速信號(hào)的多路復(fù)用部(MUX)，和對(duì)串行的高速信號(hào)進(jìn)行放大，驅(qū)動(dòng)傳輸線208的驅(qū)動(dòng)裝置(DRV)207。接收機(jī)，包括對(duì)經(jīng)由傳輸線208發(fā)送的高速信號(hào)進(jìn)行放大的放大器212、和將高速信號(hào)分離成多個(gè)低速信號(hào)將其進(jìn)行輸出的多路分離部(DEMUX)215。
多路復(fù)用部202，包括將輸入端子201的多個(gè)低速信號(hào)多路復(fù)用為串行的高速信號(hào)的MUX(Multiplexer)核(MUX CR)203、時(shí)鐘控制電路(CLK CONT)206、以及生成MUX核203的基準(zhǔn)信號(hào)的本發(fā)明的振蕩器205。
多路分離部215，包括將串行的高速信號(hào)分離成多個(gè)低速信號(hào)，將其輸出至端子217的DEMUX(Demultiplexer)核(DEMUX CR)216；時(shí)鐘控制電路214；以及生成DEMUX核216的基準(zhǔn)信號(hào)的本發(fā)明的振蕩器213。
即，作為振蕩器205、213，通過(guò)使用第14實(shí)施例～第22實(shí)施例中任一者的振蕩器，能夠使振蕩器205、213的振蕩頻率可變范圍變寬，并且使頻率轉(zhuǎn)換增益KV的變動(dòng)變小。為此，能夠允許的元件離差的范圍變大，可以提高成品率，降低高速串行傳輸系統(tǒng)的制造成本。而且，由于是KV變動(dòng)小的振蕩器，因此，能夠使由時(shí)鐘控制電路(CLK CONT)206、214和振蕩器205、213構(gòu)成的鎖相環(huán)(PLL)的環(huán)路增益的變動(dòng)變小，使環(huán)路增益變動(dòng)的補(bǔ)償所需要的電路的消耗電流變小，使高速串行傳輸系統(tǒng)的消耗電流變小。
實(shí)施例24圖34表示作為本發(fā)明的第24實(shí)施例，包括第14實(shí)施例～第22實(shí)施例中的任一者的振蕩器的信息設(shè)備。本實(shí)施例的信息設(shè)備，為外差(heterodyne)形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)。在圖34中，由天線301接收到的接收信號(hào)，在放大電路302中被放大后輸入混頻器303。通過(guò)將由振蕩器控制電路(SVNC_CONT)304控制的本發(fā)明的振蕩器305輸出的局部振蕩信號(hào)，取為混頻器303的輸入信號(hào)中的一者，在混頻器303的輸出中，接收信號(hào)的傳輸頻率下降，可以獲得中頻(IFIntermediate Frequency)的接收信號(hào)。IF接收信號(hào)，在由帶通濾波器306衰減無(wú)用頻率成分后，在IF放大電路307中被放大，由解調(diào)電路(DEMOD)308作為基帶信號(hào)取出?；鶐盘?hào)被發(fā)送至外部的基帶電路(未圖示)。另外，控制信號(hào)從基帶電路賦予振蕩器控制電路304。
通過(guò)將第14實(shí)施例～第22實(shí)施例中任一者的振蕩器用于振蕩器305，能夠使振蕩器305的振蕩頻率可變范圍變寬，并且使頻率轉(zhuǎn)換增益KV的變動(dòng)變小。為此，能夠允許的元件離差的范圍變大，可以提高成品率，而且能夠適應(yīng)多個(gè)應(yīng)用程序、通信方式，由此能夠降低外差形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的制造成本。此外，由于是KV變動(dòng)小的振蕩器，因此，能夠使由振蕩器控制電路(SVNC_CONT)304和振蕩器305構(gòu)成的鎖相環(huán)(PLL)的環(huán)路增益的變動(dòng)變小，使環(huán)路增益變動(dòng)的補(bǔ)償所需要的電路的消耗電流變小，能夠使外差形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的消耗電流變小。
實(shí)施例25圖35表示作為本發(fā)明的第25實(shí)施例，包括第14實(shí)施例～第22實(shí)施例中的任一者的振蕩器的信息設(shè)備。本實(shí)施例的信息設(shè)備，為直接轉(zhuǎn)換(direct conversion)形式的無(wú)線接收機(jī)。由天線301接收到的接收信號(hào)，在放大電路302中被放大，輸入2個(gè)混頻器303a、303b。由振蕩器控制電路(SVNC_CONT)304控制的本發(fā)明的振蕩器305輸出的局部振蕩信號(hào)被分為2支，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303a、303b。在放大電路302中被放大的接收信號(hào)，在2個(gè)混頻器303a、303b的輸出中其載波頻率下降至零頻率，在由帶通濾波器306a、306b衰減了無(wú)用頻率成分后，在放大電路307a、307b中被放大。由解調(diào)電路308從2個(gè)放大電路307a、307b的輸出信號(hào)中取出基帶信號(hào)。基帶信號(hào)被發(fā)送至外部的基帶電路(未圖示)。另外，控制信號(hào)從基帶電路賦予振蕩器控制電路304。
通過(guò)將第14實(shí)施例～第22實(shí)施例中任一者的振蕩器用于振蕩器305，能夠使振蕩器305的振蕩頻率可變范圍變寬，并且使頻率轉(zhuǎn)換增益KV的變動(dòng)變小。為此，能夠允許的元件離差的范圍變大，可以提高成品率，而且能夠適應(yīng)多個(gè)應(yīng)用程序、通信方式，由此可以降低直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線接收機(jī)的制造成本。此外，由于是KV變動(dòng)小的振蕩器，因此，能夠使由振蕩器控制電路(SVNC_CONT)304和振蕩器305構(gòu)成的鎖相環(huán)(PLL)的環(huán)路增益的變動(dòng)變小，使環(huán)路增益變動(dòng)的補(bǔ)償所需要的電路的消耗電流變小，使直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線接收機(jī)的消耗電流變小。
實(shí)施例26圖36表示作為第26實(shí)施例，包括本發(fā)明的第14實(shí)施例～第22實(shí)施例中的任一者的振蕩器的信息設(shè)備。本實(shí)施例的信息設(shè)備，為直接轉(zhuǎn)換(direct conversion)形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)。346表示RF-IC。在接收時(shí)，由天線301進(jìn)行接收，通過(guò)了開(kāi)關(guān)309(SW)的接收信號(hào)，由帶通濾波器330衰減了無(wú)用頻率成分后，在低噪聲放大電路302中被放大，輸入2個(gè)混頻器303a、303b。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器305輸出的RF(Radio Frequency)局部振蕩信號(hào)被分為2支，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303a、303b。在2個(gè)混頻器303a、303b的輸出中載波頻率下降至零頻率，由低通濾波器351a、351b衰減了無(wú)用頻率成分后，在自動(dòng)增益控制放大電路314a、314b中被放大。自動(dòng)增益控制放大電路314a、314b的輸出，被傳送至基帶電路(BBLK)316，在解調(diào)電路308中作為接收基帶信號(hào)取出。
在發(fā)送時(shí)，基帶電路316輸出的發(fā)送基帶信號(hào)，由調(diào)制電路(MOD)315進(jìn)行調(diào)制，被分離成相差90°相位的2個(gè)信號(hào)。被分離的2個(gè)信號(hào)，在自動(dòng)增益控制放大電路314c、314d中被放大，由低通濾波器351c、351d衰減了無(wú)用頻率成分后，分別被輸入混頻器303c、303d。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器305輸出的RF(Radio Frequency)局部振蕩信號(hào)被分為2支，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303c、303d。2個(gè)混頻器303c、303d的輸出在加法電路352中相加后成為RF正交調(diào)制信號(hào)。RF正交調(diào)制信號(hào)，在自動(dòng)增益控制放大電路314e中被放大，由帶通濾波器333衰減了無(wú)用頻率成分后，在高輸出放大器310中被放大，經(jīng)由開(kāi)關(guān)309(SW)被傳送至天線，然后被發(fā)送。
通過(guò)將第14實(shí)施例～第22實(shí)施例中任一者的振蕩器用于振蕩器305，能夠使振蕩器的振蕩頻率可變范圍變寬，并且使頻率轉(zhuǎn)換增益KV的變動(dòng)變小。為此，能夠允許的元件離差的范圍變大，可以提高成品率，而且能夠適應(yīng)多個(gè)應(yīng)用程序、通信方式，由此可以降低直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的制造成本。此外，由于是KV變動(dòng)小的振蕩器，因此，能夠使由振蕩器控制電路(SVNC_CONT)304和振蕩器305構(gòu)成的鎖相環(huán)(PLL)的環(huán)路增益的變動(dòng)變小，使環(huán)路增益變動(dòng)的補(bǔ)償所需要的電路的消耗電流變小，使直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的消耗電流變小。
而且，振蕩器305采用了適宜于集成化的本發(fā)明的LC諧振電路。因此，在圖36中，從低噪聲放大電路302到自動(dòng)增益控制放大電路314a、314b的接收側(cè)、從自動(dòng)增益控制放大電路314c、314d到自動(dòng)增益控制放大電路314e的發(fā)送側(cè)、以及振蕩器控制電路304和振蕩器305的收發(fā)電路，能夠容易地構(gòu)成為形成在相同的半導(dǎo)體襯底上的半導(dǎo)體器件、即RF-IC(Radio Frequency Integrated Circuit)。進(jìn)而，振蕩器305，振蕩頻率可變范圍寬，而且相位噪聲少。因此，上述RF-IC，優(yōu)選適用于例如以一臺(tái)信息設(shè)備應(yīng)對(duì)使用多個(gè)頻帶的多種通信方式的多頻帶·多模式無(wú)線收發(fā)機(jī)。
實(shí)施例27圖37表示作為第27實(shí)施例，包括本發(fā)明的第14～第22實(shí)施例中的任一者的振蕩器的信息設(shè)備。本實(shí)施例的信息設(shè)備，為直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)。在接收時(shí)，由天線301進(jìn)行接收，通過(guò)了開(kāi)關(guān)309的接收信號(hào)，由帶通濾波器330衰減了無(wú)用頻率成分后，在低噪聲放大電路302中被放大，之后輸入2個(gè)混頻器303a、303b。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器305輸出的局部振蕩信號(hào)被分為2支，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303a、303b。在2個(gè)混頻器303a、303b的輸出中載波頻率下降至零頻率，由低通濾波器351a、351b衰減了無(wú)用頻率成分后，在自動(dòng)增益控制放大電路314a、314b中被放大。自動(dòng)增益控制放大電路314a、314b的輸出，被傳送至基帶電路(BBLK)316，在解調(diào)電路308中作為接收基帶信號(hào)取出。
在發(fā)送時(shí)，發(fā)送基帶電路316輸出的基帶信號(hào)，使用調(diào)制電路315進(jìn)行調(diào)制，被分離成相差90°相位的2個(gè)信號(hào)。被分離的2個(gè)信號(hào)，分別被輸入混頻器303g、303h。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器317輸出的IF(Intermediate Frequency)局部振蕩信號(hào)被分為2支，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303g、303h。2個(gè)混頻器303g、303h的輸出，在加法電路352中相加后成為IF正交調(diào)制信號(hào)。IF正交調(diào)制信號(hào)，在相位比較器(PD)320中與混頻器335的輸出信號(hào)比較相位。相位比較器320的輸出信號(hào)，通過(guò)環(huán)路濾波器319輸入本發(fā)明的發(fā)送用振蕩器318的頻率控制端子。向混頻器335輸入振蕩器318的輸出信號(hào)和振蕩器305的RF局部振蕩信號(hào)，混頻器335的輸出信號(hào)，如上述那樣輸入相位比較器320。結(jié)果是從振蕩器318輸出RF正交調(diào)制信號(hào)。RF正交調(diào)制信號(hào)，在高輸出放大器310中被放大，由帶通濾波器334衰減了無(wú)用頻率成分后，經(jīng)由開(kāi)關(guān)309被傳送至天線，然后被發(fā)送。
通過(guò)將第14實(shí)施例～第22實(shí)施例中任一者的振蕩器用作振蕩器305、317、318，能夠使振蕩器的振蕩頻率可變范圍變寬，并且使頻率轉(zhuǎn)換增益KV的變動(dòng)變小。為此，能夠允許的元件離差的范圍變大，可以提高成品率，而且能夠適應(yīng)多個(gè)應(yīng)用程序、通信方式，由此可以降低直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的制造成本。此外，由于是KV變動(dòng)小的振蕩器，因此，能夠使由振蕩器控制電路(SVNC_CONT)304和振蕩器305、317構(gòu)成的鎖相環(huán)(PLL)的環(huán)路增益的變動(dòng)變小，使環(huán)路增益變動(dòng)的補(bǔ)償所需要的電路的消耗電流變小，能夠使直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的消耗電流變小。
而且，振蕩器305、317、318采用了適宜于集成化的本發(fā)明的LC諧振電路。因此，在圖37中，從低噪聲放大電路302到自動(dòng)增益控制放大電路314a、314b的接收方、從混頻器303g、303h到振蕩器318的除去環(huán)路濾波器319的發(fā)送方、以及振蕩器控制電路304和振蕩器305、317、318的收發(fā)電路，能夠容易地構(gòu)成為形成于相同的半導(dǎo)體襯底上的半導(dǎo)體器件、即RF-IC。進(jìn)而，振蕩器305、317、318，振蕩頻率可變范圍寬，而且相位噪聲少。因此，上述RF-IC，優(yōu)選適用于例如以一臺(tái)信息設(shè)備應(yīng)對(duì)使用多個(gè)頻帶的多種通信規(guī)格的多頻帶·多模式無(wú)線收發(fā)機(jī)。
實(shí)施例28圖38表示作為第28實(shí)施例，包括本發(fā)明的第14～第22實(shí)施例中的任一者的振蕩器的信息設(shè)備。本實(shí)施例的信息設(shè)備，為外差形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)。在接收時(shí)，由天線301進(jìn)行接收，通過(guò)了開(kāi)關(guān)309(SW)的接收信號(hào)，由帶通濾波器330衰減了無(wú)用頻率成分后，在低噪聲放大電路302中被放大，輸入混頻器303i。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器305輸出的RF(Radio Frequency)局部振蕩信號(hào)被輸入混頻器303i。在混頻器303i的輸出中接收信號(hào)的載波頻率下降，可以獲得中頻的接收信號(hào)?；祛l器303i的輸出信號(hào)，由帶通濾波器335衰減了無(wú)用頻率成分，在自動(dòng)增益控制放大電路314中被放大后，輸入2個(gè)混頻器303e、303f。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器317輸出的IF局部振蕩信號(hào)被分為2支，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303e、303f。2個(gè)混頻器303e、303f的輸出，被傳送至基帶電路(BBLK)316，在解調(diào)電路308中作為接收基帶信號(hào)取出。
在發(fā)送時(shí)，基帶電路316輸出的發(fā)送基帶信號(hào)，由調(diào)制電路(MOD)315進(jìn)行調(diào)制，被分離成相差90°相位的2個(gè)信號(hào)。所分離的2個(gè)信號(hào)，分別被輸入混頻器303g、303h。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器317輸出的IF局部振蕩信號(hào)被分為支2，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303g、303h。2個(gè)混頻器303g、303h的輸出在加法電路352中相加后成為IF正交調(diào)制信號(hào)。IF正交調(diào)制信號(hào)，在自動(dòng)增益控制放大電路314c中被放大，由帶通濾波器336衰減了無(wú)用頻率成分后，輸入混頻器303j。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器305輸出的RF局部振蕩信號(hào)，被輸入混頻器303j。混頻器303j的輸出，在自動(dòng)增益控制放大電路314c中被放大，由帶通濾波器333衰減了無(wú)用頻率成分后，在高輸出放大器310中被放大，經(jīng)由開(kāi)關(guān)309(SW)被傳送至天線，然后被發(fā)送。
通過(guò)將第14實(shí)施例～第22實(shí)施例中任一者的振蕩器用于振蕩器305、317，能夠使振蕩器的振蕩頻率可變范圍變寬，并且使頻率轉(zhuǎn)換增益KV的變動(dòng)變小。為此，能夠允許的元件離差的范圍變大，可以提高成品率，而且能夠適應(yīng)多個(gè)應(yīng)用程序、通信方式，由此可以降低外差形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的制造成本。此外，由于是KV變動(dòng)小的振蕩器，因此，能夠使由振蕩器控制電路(SVNC_CONT)304和振蕩器305、317構(gòu)成的鎖相環(huán)(PLL)的環(huán)路增益的變動(dòng)變小，使環(huán)路增益變動(dòng)的補(bǔ)償所需要的電路的消耗電流變小，能夠使直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的消耗電流變小。
而且，振蕩器305、317采用了適宜于集成化的本發(fā)明的LC諧振電路。因此，在圖38中，從低噪聲放大電路302到混頻器303e、303f的除去帶通濾波器335的接收側(cè)、從混頻器303g、303h到自動(dòng)增益控制放大電路314e的除去帶通濾波器336的發(fā)送側(cè)、以及振蕩器控制電路304和振蕩器305、317的收發(fā)電路，能夠容易地構(gòu)成為形成于相同的半導(dǎo)體襯底上的半導(dǎo)體器件、即RF-IC(Radio FrequencyIntegrated Circuit)。進(jìn)而，振蕩器305、317，振蕩頻率可變范圍寬，而且相位噪聲少。因此，上述RF-IC，優(yōu)選適用于例如以一臺(tái)信息設(shè)備應(yīng)對(duì)使用多個(gè)頻帶的多種通信方式的多頻帶·多模式無(wú)線收發(fā)機(jī)。
實(shí)施例29圖39表示作為第29實(shí)施例，包括本發(fā)明的第14實(shí)施例～第22實(shí)施例中的任一者的振蕩器的信息設(shè)備。本實(shí)施例的信息設(shè)備，為脈沖雷達(dá)形式的無(wú)線雷達(dá)收發(fā)機(jī)。在發(fā)送時(shí)，本發(fā)明的振蕩器318的輸出信號(hào)，在ON/OFF調(diào)制器(ON/OFF MOD)321中被調(diào)制，經(jīng)由開(kāi)關(guān)309(SW)傳送至天線301，該ON/OFF調(diào)制器(ON/OFF MOD)321利用鋸齒波發(fā)生器(SLWG)324的輸出進(jìn)行開(kāi)和關(guān)。
在接收時(shí)，由天線301進(jìn)行接收，通過(guò)了開(kāi)關(guān)309的接收信號(hào)，在低噪聲放大電路302中被放大，在檢波器(WDT)322中進(jìn)行檢波。被檢波的信號(hào)，在視頻放大器323中被放大，顯示在顯示裝置(MNT)325的畫(huà)面上。
通過(guò)將第14實(shí)施例～第22實(shí)施例中任一者的振蕩器用于振蕩器326，能夠使振蕩器的振蕩頻率可變范圍變寬，并且使頻率轉(zhuǎn)換增益KV的變動(dòng)變小。為此，能夠允許的元件離差的范圍變大，能夠提高成品率，由此能夠降低脈沖雷達(dá)形式的無(wú)線雷達(dá)收發(fā)機(jī)的制造成本。此外，由于是KV變動(dòng)小的振蕩器，因此，能夠使由振蕩器控制電路(SVNC_CONT)304和振蕩器318構(gòu)成的鎖相環(huán)(PLL)的環(huán)路增益的變動(dòng)變小，使環(huán)路增益變動(dòng)的補(bǔ)償所需要的電路的消耗電流變小，能夠使直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的消耗電流變小。
實(shí)施例30使用圖40說(shuō)明本發(fā)明的第30實(shí)施例的振蕩器。本實(shí)施例的振蕩器包括LC諧振電路10和負(fù)電導(dǎo)生成電路1。LC諧振電路10，由第1～第13實(shí)施例所述的任一者的LC諧振電路構(gòu)成。
在本實(shí)施例中，振蕩頻率通過(guò)LC諧振電路10的諧振頻率被大致確定。而且，由負(fù)電導(dǎo)生成電路1填補(bǔ)起因于LC諧振電路10具有的寄生電阻成分的能量損耗，這樣振蕩器的輸出信號(hào)的功率大致確定，基于該負(fù)電導(dǎo)發(fā)生電路1發(fā)生的負(fù)電導(dǎo)，振蕩的穩(wěn)定性大致確定。通過(guò)這些動(dòng)作，振蕩器獲得振蕩輸出。通過(guò)將第1實(shí)施例～第13實(shí)施例所述的任一者的LC諧振電路用于LC諧振電路10，能夠抑制KV的變動(dòng)。
實(shí)施例31使用圖41說(shuō)明本發(fā)明的第31實(shí)施例的振蕩器。本實(shí)施例的振蕩器，構(gòu)成為廣為人知的考畢茲(colpitts)振蕩器。在本實(shí)施例中，具有L1、C11、以及C12的LC諧振電路10，包括第1實(shí)施例～第13實(shí)施例所述的任一者的LC諧振電路。即，包括雙極性晶體管Q3、電容C11、電容C12、以及電感器L1，其中，該雙極性晶體管Q3的集電極與第1恒壓端子V1連接，射極經(jīng)由恒流源I11與第2恒壓端子V2連接；該電容C11的一端與晶體管Q3的基極連接，另一端與晶體管Q3的射極連接；該電容C12的一端與晶體管Q3的射極連接，另一端與第2恒壓端子V2連接；該電感器L1的一端與晶體管Q3的基極連接，另一端與笫1恒壓端子V1連接。
具有L1、C11、以及C12的LC諧振電路10，包括第1～第13實(shí)施例所述的任一者的LC諧振電路。因此，能夠抑制由電容組的電容值帶來(lái)的KV的變動(dòng)，或者能夠使KV不取決于電容組的電容值，而變得恒定。
在本實(shí)施例中，振蕩頻率由包括電感器L1、基于電容C11和電容C12的串聯(lián)連接的諧振電路的諧振頻率大致確定。而且利用對(duì)這種諧振電路的晶體管的作用形成負(fù)電導(dǎo)生成電路1。
本實(shí)施例的振蕩器為單相，因此，具有只需較小的消耗電流即可的優(yōu)點(diǎn)。
實(shí)施例32圖42表示本發(fā)明的第32實(shí)施例的振蕩器。本實(shí)施例的振蕩器，構(gòu)成為廣為人知的差動(dòng)式考畢茲振蕩器。在本實(shí)施例中，差動(dòng)式中的一者，包括雙極性晶體管Q31、電容C21、電容C22、以及電感器L11，其中，該雙極性晶體管Q31的集電極與第1恒壓端子V1連接，射極經(jīng)由恒流源I21與第2恒壓端子V2連接；該電容C21的一端與Q31的基極連接，另一端與晶體管Q31的射極連接；該電容C22的一端與晶體管Q31的射極連接，另一端與晶體管Q31的第2恒壓端子V2連接。
差動(dòng)式中的另一者，包括雙極性晶體管Q32、電容C31、電容C32、以及電感器L12，其中，該雙極性晶體管Q32的集電極與第1恒壓端子V1連接，射極經(jīng)由第2恒流源I22與第2恒壓端子V2連接，大小(size)等同于晶體管Q31；該電容C31的一端與晶體管Q32的基極連接，另一端與晶體管Q32的射極連接，電容值等同于電容C21；該電容C32的一端與晶體管Q32的射極連接，另一端與第2恒壓端子V2連接，電容值等同于電容C22；該電感器L12與晶體管Q32的基極連接，電感等同于L11。
一端分別與晶體管Q31、Q32的基極連接的電感器L11、L12的另一端進(jìn)行了公共連接，該公共點(diǎn)經(jīng)由電阻RB1與輸入固定的偏壓的端子VB4連接。
具有L11、C21、以及C22的LC諧振電路11，和具有L12、C31、以及C32的LC諧振電路12，包括第1～第13實(shí)施例所述的任一者的LC諧振電路。因此，能夠抑制由電容組的電容值帶來(lái)的KV的變動(dòng)，或者能夠使KV不取決于電容組的電容值，而變得恒定。圖42的振蕩器為差動(dòng)式，因此，與圖41的單相式考畢茲振蕩器相比，消耗電流變大，但對(duì)于電源電壓能夠獲得穩(wěn)定的振蕩頻率。
實(shí)施例33圖43表示本發(fā)明的第33實(shí)施例的振蕩器。本實(shí)施例與圖41所示的第31實(shí)施例同樣為考畢茲振蕩器的一例，但代替雙極性晶體管而使用MOS晶體管。本實(shí)施例，包括NMOS晶體管NM3、電容C11、電容C12、以及電感器L1，其中，該NMOS晶體管NM3的漏極與第1恒壓端子V1連接，源極經(jīng)由恒流源I11與第2恒壓端子V2連接；該電容C11的一端與晶體管NM3的柵極連接，另一端與晶體管NM3的源極連接；該電容C12的一端與晶體管NM3的源極連接，另一端與第2恒壓端子V2連接；該電感器L1的一端與晶體管NM3的柵極連接，另一端與第1恒壓端子V1連接。
具有L1、C11、以及C12的LC諧振電路，包括第1實(shí)施例～第13實(shí)施例所述的任一者的LC諧振電路。為此，能夠抑制由電容組的電容值帶來(lái)的KV的變動(dòng)，或者能夠使KV不取決于電容組的電容值而變得恒定。
在本實(shí)施例中，振蕩頻率由包括電感器L1、基于電容C11、以及電容C12的串聯(lián)連接的諧振電路的諧振頻率大致確定。而且，利用這種晶體管對(duì)諧振電路的作用形成負(fù)電導(dǎo)生成電路1。圖43的振蕩器為單相，因此，具有只需較小的消耗電流即可的優(yōu)點(diǎn)。而且，與圖41的使用了雙極性晶體管的振蕩器相比，由于使用了MOS晶體管，例如，相對(duì)于圖41的振蕩器的工作所需要的電源電壓為3V，在MOS晶體管的閾值電壓Vth為0.4V的情況下，能夠?qū)㈦娫措妷航档椭链蠹s2.5V。
實(shí)施例34圖44表示本發(fā)明的第34實(shí)施例的振蕩器。本實(shí)施例與圖42所示的第32實(shí)施例同樣為差動(dòng)式考畢茲振蕩器的一例，但代替雙極性晶體管而使用MOS晶體管。在本實(shí)施例中，差動(dòng)式中的一者，包括NMOS晶體管NM31、電容C21、電容C22、以及電感器L11，其中，該NMOS晶體管NM31的漏極與第1恒壓端子V1連接，源極經(jīng)由第1恒流源I21與第2恒壓端子V2連接；該電容C21的一端與晶體管NM31的柵極連接，另一端與晶體管NM31的源極連接；該電容C22的一端與晶體管NM31的源極連接，另一端與NM31的第2恒壓端子V2連接；該電感器L11與晶體管NM31的柵極連接。
差動(dòng)式中的另一者，包括NMOS晶體管NM32、電容C31、電容C32、以及電感器L12，其中，該NMOS晶體管NM32的漏極與第1恒壓端子V1連接，源極經(jīng)由恒流源I22與第2恒壓端子V2連接，大小(size)等同于晶體管NM31；該電容C31的一端與晶體管NM32的柵極連接，另一端與晶體管NM32的源極連接，電容值等同于電容C21；該電容C32的一端與晶體管NM32的源極連接，另一端與第2恒壓端子V2連接，電容值等同于電容C22；該電感器L12與晶體管NM32的基極連接。一端分別與晶體管NM31、NM32的柵極連接的電感器L11、L12的另一端進(jìn)行了公共連接，該公共點(diǎn)經(jīng)由電阻RB1與輸入固定的偏壓的端子VB4連接。
具有L11、C21、以及C22的LC諧振電路11，和具有L12、C31、以及C32的LC諧振電路12，包括第1實(shí)施例～第13實(shí)施例所述的任一者的LC諧振電路。為此，能夠抑制由電容組的電容值帶來(lái)的KV的變動(dòng)，或者能夠使KV不取決于電容組的電容值而變得恒定。圖44的振蕩器為差動(dòng)式，因此，與圖43的單相式考畢茲振蕩器相比，消耗電流變大，但對(duì)于電源電壓能夠獲得穩(wěn)定的振蕩頻率。而且，與圖42的使用了雙極性晶體管的振蕩器相比，由于使用了MOS晶體管，例如，相對(duì)于圖42的振蕩器的工作所需要的電源電壓為3V，在MOS晶體管的閾值電壓Vth為0.4V的情況下，能夠?qū)㈦娫措妷航档椭链蠹s2.5V。
實(shí)施例35顯然，通過(guò)第14實(shí)施例～第34實(shí)施例所獲得的本發(fā)明的效果，并不只是在將雙極性二極管用于其單元電路，和將MOS晶體管用于其基本電路的情況下才發(fā)生的效果，即便置換為場(chǎng)效應(yīng)晶體管、異質(zhì)結(jié)雙極性晶體管、高電子遷移率晶體管，也能獲得同樣的效果。而且即使交換設(shè)備的P型半導(dǎo)體和N型半導(dǎo)體，也能獲得同樣的效果。
以下，對(duì)以上說(shuō)明的本發(fā)明的代表性的內(nèi)容的一例作如下闡述。
本發(fā)明的LC諧振電路，包括具有第1電容組、和第1微調(diào)電容的并聯(lián)電容；具有第2電容組、和第2微調(diào)電容的串聯(lián)電容；以及電感器，其中，該第1電容組由電容值根據(jù)第1控制信號(hào)而大小變化的多個(gè)并聯(lián)連接的可變電容構(gòu)成，該第1微調(diào)電容為電容值根據(jù)第2控制信號(hào)而發(fā)生變化的可變電容，該第2電容組由電容值根據(jù)第3控制信號(hào)而大小變化的多個(gè)并聯(lián)連接的可變電容構(gòu)成，該第2微調(diào)電容為電容值根據(jù)上述第2控制信號(hào)而發(fā)生變化的可變電容。通過(guò)控制上述第2電容組的電容值，來(lái)控制諧振頻率對(duì)第2控制信號(hào)的變化率。能夠使用損耗少的電容元件來(lái)控制諧振頻率的變化率，與以往相比能夠獲得高的品質(zhì)因數(shù)。另外，電容元件在半導(dǎo)體器件中容易獲得，實(shí)用性高。
本發(fā)明的振蕩器，包括具有電感器和電容的LC諧振電路、以及與上述LC諧振電路連接，發(fā)生負(fù)電導(dǎo)的負(fù)電導(dǎo)發(fā)生電路，該振蕩器是輸出通過(guò)上述諧振電路的諧振頻率大致確定的頻率的信號(hào)的振蕩器，上述LC諧振電路，為上述本發(fā)明的LC諧振電路。通過(guò)使用品質(zhì)因數(shù)高的本發(fā)明的LC諧振電路，能夠獲得頻率轉(zhuǎn)換增益的變動(dòng)小，相位噪聲低的振蕩器。
本發(fā)明的半導(dǎo)體器件，為上述振蕩器形成在襯底上的半導(dǎo)體器件，LC諧振電路的電感器，包括通過(guò)互感與上述第1可變電容和上述第2可變電容磁耦合的一對(duì)電感器，上述一對(duì)電感器由第1電感器和第2電感器構(gòu)成，上述第1電感器，在形成于上述襯底上的絕緣層中，由中點(diǎn)與電壓端子連接的1卷電感層構(gòu)成，上述一對(duì)電感器在上述絕緣層中由1卷電感器構(gòu)成，上述第2電感器鄰接配置在上述一對(duì)電感器的內(nèi)側(cè)和外側(cè)，由向2個(gè)電感器進(jìn)行交流電流的通電所感應(yīng)的交流磁通量發(fā)生交鏈，發(fā)生互感M。
本發(fā)明的信息設(shè)備，包括低噪聲放大器、混頻器、振蕩器、解調(diào)電路、調(diào)制器、正交調(diào)制器、功率放大器、以及開(kāi)關(guān)，其中，該低噪聲放大器對(duì)由天線接收到的接收信號(hào)進(jìn)行放大；該混頻器對(duì)上述低噪聲放大器的輸出信號(hào)的頻率進(jìn)行轉(zhuǎn)換；該振蕩器生成用于進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換的局部振蕩信號(hào)，輸出至上述混頻器；該解調(diào)電路從上述混頻器的輸出信號(hào)取出接收的基帶信號(hào)；該調(diào)制電路對(duì)發(fā)送的基帶信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，輸出相互正交的2個(gè)信號(hào)；該正交調(diào)制器使用上述調(diào)制電路輸出的正交的2個(gè)信號(hào)和上述振蕩器輸出的上述局部振蕩信號(hào)，輸出正交調(diào)制信號(hào)；該功率放大器對(duì)上述正交調(diào)制信號(hào)進(jìn)行放大；該開(kāi)關(guān)在接收時(shí)將來(lái)自上述天線的上述接收信號(hào)提供給上述低噪聲放大器，在發(fā)送時(shí)將上述功率放大器輸出的上述正交調(diào)制信號(hào)提供給上述天線，上述振蕩器為使用了上述本發(fā)明的LC諧振電路的本發(fā)明的振蕩器。本發(fā)明的信息設(shè)備，通過(guò)使用相位噪聲低、頻率轉(zhuǎn)換增益的變動(dòng)小，并且頻率可變范圍寬的振蕩器，能夠應(yīng)對(duì)多種通信方式、多種應(yīng)用程序。
<用于實(shí)施第2技術(shù)的發(fā)明的的優(yōu)選實(shí)施方式>
以下，基于附圖詳細(xì)地說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)施方式。另外，在用于說(shuō)明實(shí)施方式的所有附圖中，原則上對(duì)于相同或者等效的部件賦予相同的標(biāo)號(hào)，省略重復(fù)的說(shuō)明。
以下，參照附圖所示的數(shù)個(gè)實(shí)施方式更詳細(xì)地說(shuō)明本發(fā)明的壓控振蕩器(以下簡(jiǎn)稱為“振蕩器”)和使用了該壓控振蕩器的信息設(shè)備。在以下的說(shuō)明中，第1～第12實(shí)施方式為本發(fā)明的振蕩器的技術(shù)(與振蕩頻率相對(duì)應(yīng)的負(fù)電導(dǎo)的控制)，第13～第24實(shí)施方式為本發(fā)明的振蕩器的其他技術(shù)(與振蕩頻率對(duì)應(yīng)的諧振電路的有效阻抗的控制)，第25～第31實(shí)施方式為使用了本發(fā)明的振蕩器信息設(shè)備的技術(shù)。
(第1實(shí)施方式)使用圖49說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第1實(shí)施方式。本實(shí)施方式的振蕩器，包括負(fù)電導(dǎo)生成電路(NGG)11、和諧振電路(RES)21。負(fù)電導(dǎo)生成電路11為包含在生成進(jìn)行振蕩所需要的增益的增益生成電路中，生成對(duì)交流電壓的負(fù)的電流增益、即負(fù)電導(dǎo)的電路。諧振電路21為能夠根據(jù)頻率控制信號(hào)組使諧振頻率發(fā)生變化的電路。
諧振電路21，包括由1個(gè)以上能夠控制諧振頻率的頻率控制端子構(gòu)成的頻率控制端子組fCONT，能夠根據(jù)輸入fCONT的控制信號(hào)，使振蕩頻率成為可變。負(fù)電導(dǎo)生成電路11，包括由1個(gè)以上用于控制負(fù)電導(dǎo)的負(fù)電導(dǎo)控制端子構(gòu)成的負(fù)電導(dǎo)控制端子組GCONT，能夠根據(jù)輸入GCONT的控制信號(hào)，使負(fù)電導(dǎo)生成電路11生成的負(fù)電導(dǎo)成為可變。
通過(guò)采用圖49的結(jié)構(gòu)，能夠抑制由頻率變化帶來(lái)的輸出端子OUT的振蕩振幅的變動(dòng)，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。
(第2實(shí)施方式)使用圖50說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第2實(shí)施方式。本實(shí)施方式的振蕩器，包括負(fù)電導(dǎo)生成電路11、諧振電路21、以及信號(hào)處理電路(LOG)31。諧振電路21包括頻率粗調(diào)端子組fCOARSE和頻率微調(diào)端子fFINE，能夠根據(jù)輸入fCOARSE的控制信號(hào)組，使振蕩頻率梯段地可變，能夠根據(jù)輸入fFINE的控制信號(hào)，使振蕩頻率連續(xù)地可變，其中，該頻率粗調(diào)端子組fCOARSE由1個(gè)以上能夠梯段地控制諧振頻率的頻率控制端子構(gòu)成；該頻率微調(diào)端子fFINE能夠連續(xù)地控制諧振頻率。負(fù)電導(dǎo)生成電路11，包括由1個(gè)以上用于控制負(fù)電導(dǎo)的負(fù)電導(dǎo)控制端子構(gòu)成的負(fù)電導(dǎo)控制端子組GCONT，能夠根據(jù)輸入GCONT的控制信號(hào)，使負(fù)電導(dǎo)生成電路11生成的負(fù)電導(dǎo)成為可變。輸入fCOARSE的控制信號(hào)組的1個(gè)以上的信號(hào)組被輸入信號(hào)處理電路31，轉(zhuǎn)換成1個(gè)以上用于控制負(fù)電導(dǎo)的信號(hào)組進(jìn)行輸出。信號(hào)處理電路31的輸出信號(hào)，被輸入到GCONT，控制負(fù)電導(dǎo)生成電路11的負(fù)電導(dǎo)。
通過(guò)采用圖50的結(jié)構(gòu)，能夠依照振蕩頻率的階段性變化來(lái)控制負(fù)電導(dǎo)，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。圖50的結(jié)構(gòu)，能夠處理頻率控制信號(hào)，自動(dòng)地與頻率聯(lián)動(dòng)來(lái)控制負(fù)電導(dǎo)，因此，與圖49相比能夠削減控制端子。
(第3實(shí)施方式)使用圖51說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第3實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第2實(shí)施方式的諧振電路21，包括電感器L1和L2的串聯(lián)電路；能夠根據(jù)輸入頻率粗調(diào)端子組fCOARSE的控制信號(hào)組梯段地控制諧振頻率的電容組CB1、CB2；以及能夠根據(jù)輸入頻率微調(diào)端子fFINE的控制信號(hào)連續(xù)地控制諧振頻率的頻率微調(diào)用電容CV1、CV2的并聯(lián)電路。
通過(guò)采用圖51的結(jié)構(gòu)，不僅通過(guò)使用電容組實(shí)現(xiàn)寬頻帶化，而且能夠依照振蕩頻率的階段性變化來(lái)控制負(fù)電導(dǎo)生成電路11生成的負(fù)電導(dǎo)，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。再者，通過(guò)以電感器和電容構(gòu)成諧振電路21，能夠?qū)⒅C振電路21和負(fù)電導(dǎo)生成電路11集成化在相同的襯底上。
(第4實(shí)施方式)使用圖52說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第4實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第2實(shí)施方式中的諧振電路21，包括能夠根據(jù)輸入頻率粗調(diào)端子組fCOARSE的控制信號(hào)組梯段地控制電感的可變電感器LV1和LV2的串聯(lián)電路；和能夠根據(jù)輸入頻率微調(diào)端子fFINE的控制信號(hào)連續(xù)地控制諧振頻率的頻率微調(diào)用電容CV1、CV2的并聯(lián)電路。
通過(guò)采用圖52的結(jié)構(gòu)，不僅通過(guò)使用可變電感器實(shí)現(xiàn)寬頻帶化，而且能夠依照振蕩頻率的階段性變化來(lái)控制負(fù)電導(dǎo)生成電路11生成的負(fù)電導(dǎo)，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。再者，通過(guò)以電感器和電容構(gòu)成諧振電路21，能夠?qū)⒅C振電路21和負(fù)電導(dǎo)生成電路11集成化在相同的襯底上。
(第5實(shí)施方式)使用圖53說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第5實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第2實(shí)施方式中的諧振電路21，包括能夠根據(jù)輸入頻率粗調(diào)端子組fCOARSE2的控制信號(hào)組梯段地控制電感的可變電感器LV1和LV2的串聯(lián)電路；能夠根據(jù)輸入頻率粗調(diào)端子組fCOARSE1的控制信號(hào)組梯段地控制電容值的電容組CB1、CB2；以及能夠根據(jù)輸入頻率微調(diào)端子組fFINE的控制信號(hào)連續(xù)地控制電容值的頻率微調(diào)用電容CV1、CV2的并聯(lián)電路。
通過(guò)采用圖53的結(jié)構(gòu)，不僅通過(guò)使用可變電感器和電容組實(shí)現(xiàn)寬頻帶化，而且能夠依照振蕩頻率的階段性變化來(lái)控制負(fù)電導(dǎo)生成電路11生成的負(fù)電導(dǎo)，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。在本實(shí)施方式中，通過(guò)一并使用電容組和可變電感器，與第3和第4實(shí)施方式相比能夠擴(kuò)大頻率可變范圍。而且，通過(guò)以電感器和電容構(gòu)成諧振電路21，能夠?qū)⒅C振電路21和負(fù)電導(dǎo)生成電路11集成化在相同的襯底上。
(第6實(shí)施方式)使用圖54說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第6實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第2～第5實(shí)施方式中的負(fù)電導(dǎo)生成電路11，由可變負(fù)電導(dǎo)生成部NGPM1和負(fù)電導(dǎo)生成部NGB1的并聯(lián)電路、和電流源電路的電流源CS1構(gòu)成，具有用于控制NGPM1生成的負(fù)電導(dǎo)的負(fù)電導(dǎo)控制端子組GCONT，其中，該可變負(fù)電導(dǎo)生成部NGPM1中的PMOS晶體管PM1、PM2進(jìn)行了交叉耦合，該負(fù)電導(dǎo)生成部NGB1中的雙極結(jié)型晶體管(BJT)的NPN晶體管QI、Q2經(jīng)由電容耦合用電容C1、C2進(jìn)行了交叉耦合。
在負(fù)電導(dǎo)生成電路11中，PMOS晶體管PM1和PM2的源極電極被共用，與電壓端子V1連接，PMOS晶體管PM1的漏極電極與PMOS晶體管PM2的柵極電極連接，PMOS晶體管PM2的漏極電極與PMOS晶體管PM1的柵極電極連接。NPN晶體管Q1和Q2的射極電極被共用，經(jīng)由電流源CS1與電壓端子V2連接，NPN晶體管Q1的集電極電極經(jīng)由電容C1與NPN晶體管Q2的基極電極連接，NPN晶體管Q2的集電極電極經(jīng)由電容C2與NPN晶體管Q1的基極電極連接。PMOS晶體管PM1的漏極電極與NPN晶體管Q1的集電極電極連接，并且與諧振電路21的電極(輸出端子OUTN側(cè))連接，PMOS晶體管PM2的漏極電極與NPN晶體管Q2的集電極電極連接，并且與諧振電路21的電極(輸出端子OUTP側(cè))連接。
通過(guò)采用圖54的結(jié)構(gòu)，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定為噪聲指數(shù)成為最小的電流附近的狀態(tài)下，依照振蕩頻率自動(dòng)地調(diào)整負(fù)電導(dǎo)生成電路11生成的負(fù)電導(dǎo)，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。
(第7實(shí)施方式)使用圖55說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第7實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第6實(shí)施方式中的負(fù)電導(dǎo)生成電路11的可變負(fù)電導(dǎo)生成部NGPM1，除PM1和PM2之外，還包括2×K個(gè)負(fù)電導(dǎo)控制用PMOS晶體管PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K，和用于對(duì)各自的負(fù)電導(dǎo)控制用PMOS晶體管的柵極偏壓進(jìn)行ON/OFF的開(kāi)關(guān)SW111～SW11K、SW121～SW12K、SW211～SW21K、SW221～SW22K。
在可變負(fù)電導(dǎo)生成部NGPM1中，負(fù)電導(dǎo)控制用PMOS晶體管PMS11～PMS1K連接在PMOS晶體管PM1的漏極電極與源極電極之間，開(kāi)關(guān)SW111～SW11K連接在負(fù)電導(dǎo)控制用PMOS晶體管PMS11～PMS1K的柵極電極與漏極電極之間，開(kāi)關(guān)SW121～SW12K連接在柵極電極與源極電極之間。負(fù)電導(dǎo)控制用PMOS晶體管PMS21～PMS2K連接在PMOS晶體管PM2的漏極電極與源極電極之間，開(kāi)關(guān)SW211～SW21K連接在負(fù)電導(dǎo)控制用PMOS晶體管PMS21～PMS2K的柵極電極與漏極電極之間，開(kāi)關(guān)SW221～SW22K連接在柵極電極與源極電極之間。各開(kāi)關(guān)SW111～SW11K、SW121～SW12K、SW211～SW21K、SW221～SW22K根據(jù)輸入負(fù)電導(dǎo)控制端子組GCONT的各控制信號(hào)進(jìn)行開(kāi)關(guān)。
以下說(shuō)明本實(shí)施方式的動(dòng)作。在打開(kāi)SW121～SW12K、SW221～SW22K，關(guān)閉SW111～SW11K、SW211～SW21K時(shí)，PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K的柵壓分別被PM2、PM1的柵壓所偏置，向PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K進(jìn)行交流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的交流電流的振幅減少。PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K沒(méi)有被交叉耦合，不生成負(fù)電導(dǎo)，因此，負(fù)電導(dǎo)由于向PM1和PM2通電的交流電流振幅減少而減少。反之，在關(guān)閉SW211～SW21K、SW221～SW22K，打開(kāi)SW111～SW11K、SW121～SW12K時(shí)，PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K的柵壓變成與源壓相等，因此，不向PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K進(jìn)行交流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的交流電流振幅增大。PM1、PM2生成的負(fù)電導(dǎo)增大。通過(guò)使開(kāi)關(guān)進(jìn)行開(kāi)和關(guān)，就能夠控制向PM1、PM2通電的交流電流，能夠控制負(fù)電導(dǎo)。
此外，在圖55中，通過(guò)使PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K的柵極長(zhǎng)度與PM1、PM2相等，能夠以柵極寬度的比來(lái)確定向PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K和PM1、PM2通電的交流電流值的比率，這是優(yōu)選的。而且，通過(guò)將PMS11～PMS1K和PMS21～PMS2K的柵寬，分別取為W1～W12K，就能夠生成2K組負(fù)電導(dǎo)，這是優(yōu)選的。
通過(guò)采用圖55的結(jié)構(gòu)，隨著振蕩頻率變高使負(fù)電導(dǎo)生成電路11生成的負(fù)電導(dǎo)減少，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定成噪聲指數(shù)變?yōu)樽钚〉碾娏鞲浇臓顟B(tài)下，依照振蕩頻率自動(dòng)地調(diào)整負(fù)電導(dǎo)生成電路11生成的負(fù)電導(dǎo)，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。
(第8實(shí)施方式)使用圖56說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第8實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第7實(shí)施方式中的開(kāi)關(guān)SW111～SW11K、SW121～SW12K、SW211～SW21K、SW221～SW22K，分別由PMOS晶體管SWPM111～SWPM11K、SWPM121～SWPM12K、SWPM211～SWPM21K、SWPM221～SWPM22K構(gòu)成。經(jīng)由轉(zhuǎn)換器(invertor)向SWPM211～SWPM21K、SWPM221～SWPM22K的柵極輸入分別輸入到SWPM111～SWPM11K、SWPM211～SWPM21K的柵極的電壓信號(hào)。
在向SWPM111～SWPM11K、SWPM211～SWPM21K的柵極輸入低(Low)電平的電壓信號(hào)時(shí)，SWPM111～SWPM11K、SWPM211～SWPM21K變成ON，PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K的柵壓分別被PM2、PM1的柵壓所偏置，向PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K進(jìn)行交流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的電流減少。PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K沒(méi)有被交叉耦合，不生成負(fù)電導(dǎo)，因此，負(fù)電導(dǎo)由于向PM1和PM2通電的電流減少而減少。反之，在向SWPM111～SWPM11K、SWPM211～SWPM21K的柵極輸入高(High)電平的電壓信號(hào)時(shí)，SWPM111～SWPM11K、SWPM211～SWPM21K變成OFF，SWPM121～SWPM12K、SWPM221～SWPM22K變成ON，PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K的柵電壓變成與源電壓相等，不向PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K進(jìn)行交流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的電流增大，PM1、PM2生成的負(fù)電導(dǎo)增大。通過(guò)使開(kāi)關(guān)用PMOS晶體管進(jìn)行開(kāi)關(guān)，就能夠控制向PM1、PM2通電的交流電流，能夠控制負(fù)電導(dǎo)。
在圖56中，通過(guò)使PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K的柵極長(zhǎng)度與PM1、PM2相等，能夠以柵極寬度的比來(lái)確定向PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K和PM1、PM2通電的交流電流值的比率，這是優(yōu)選的。而且，通過(guò)將PMS11～PMS1K和PMS21～PMS2K的柵寬，分別取為W1～W12K，就能夠生成2K組負(fù)電導(dǎo)，這是優(yōu)選的。
通過(guò)采用圖56的結(jié)構(gòu)，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定為噪聲指數(shù)成為最小的電流附近的狀態(tài)下，依照振蕩頻率自動(dòng)地調(diào)整負(fù)電導(dǎo)生成電路11生成的負(fù)電導(dǎo)，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。而且，通過(guò)將PMOS晶體管用作開(kāi)關(guān)，能夠?qū)⑵渑c振蕩器集成化在相同的襯底上。
(第9實(shí)施方式)使用圖57說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第9實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第6實(shí)施方式中的負(fù)電導(dǎo)生成電路11的可變負(fù)電導(dǎo)生成部NGPM1，除包括PM1和PM2之外，還包括2×K個(gè)負(fù)電導(dǎo)控制用二極管D11～D1K、D21～D2K，和用于對(duì)各自的負(fù)電導(dǎo)控制用二極管進(jìn)行ON/OFF的開(kāi)關(guān)SW311～SW31K、SW411～SW41K。
在可變負(fù)電導(dǎo)生成部NGPM1中，負(fù)電導(dǎo)控制用二極管D11～D1K和開(kāi)關(guān)SW311～SW31K的串聯(lián)電路并聯(lián)連接在PMOS晶體管PM1的漏極電極與源極電極之間。負(fù)電導(dǎo)控制用二極管D21～D2K和開(kāi)關(guān)SW411～SW41K的串聯(lián)電路并聯(lián)連接在PMOS晶體管PM2的漏極電極與源極電極之間。各開(kāi)關(guān)SW311～SW31K、SW411～SW41K由輸入負(fù)電導(dǎo)控制端子組GCONT的各控制信號(hào)進(jìn)行開(kāi)關(guān)。
以下說(shuō)明本實(shí)施方式的動(dòng)作。在關(guān)閉SW311～SW31K、SW411～SW41K時(shí)，D11～D1K、D21～D2K的陰極電壓分別被PM2、PM1的柵壓所偏置，向D11～D1K、D21～D2K進(jìn)行交流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的電流減少。D11～D1K、D21～D2K不生成負(fù)電導(dǎo)，因此，負(fù)電導(dǎo)由于向PM1和PM2通電的電流減少而減少。反之，在打開(kāi)SW311～SW31K、SW411～SW41K時(shí)，D11～D1K、D21～D2K的陰極電壓被開(kāi)路，因此，不向D11～D1K、D21～D2K進(jìn)行交流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的交流電流增大。PM1、PM2生成的負(fù)電導(dǎo)增大。通過(guò)對(duì)開(kāi)關(guān)進(jìn)行開(kāi)和關(guān)，就能夠控制向PM1、PM2通電的交流電流，能夠控制負(fù)電導(dǎo)。
在圖57中，通過(guò)將D11～D1K和D21～D2K的pn耦合面積，分別取為S1～S1×2K，就能夠生成2K組負(fù)電導(dǎo)，這是優(yōu)選的。
通過(guò)采用圖57的結(jié)構(gòu)，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定為噪聲指數(shù)成為最小的電流附近的狀態(tài)下，依照振蕩頻率自動(dòng)地調(diào)整負(fù)電導(dǎo)生成電路11生成的負(fù)電導(dǎo)，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。
(第10實(shí)施方式)使用圖58說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第10實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第9實(shí)施方式中的開(kāi)關(guān)SW311～SW31K、SW411～SW41K，分別由PMOS晶體管SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K構(gòu)成。
在向SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K的柵極輸入低(Low)電平的電壓信號(hào)時(shí)，SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K變成ON，D11～D1K、D21～D2K的陰極電壓分別被PM2、PM1的柵壓所偏置，向D11～D1K、D21～D2K進(jìn)行交流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的電流減少。D11～D1K、D21～D2K不生成負(fù)電導(dǎo)，因此，負(fù)電導(dǎo)由于向PM1和PM2通電的電流減少而減少。反之，在向SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K的柵極輸入高(High)電平的電壓信號(hào)時(shí)，SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K變成OFF，因此，D11～D1K、D21～D2K的陰極電壓被開(kāi)路，不向D11～D1K、D21～D2K進(jìn)行交流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的電流增大。PM1、PM2生成的負(fù)電導(dǎo)增大。通過(guò)對(duì)開(kāi)關(guān)用PMOS晶體管進(jìn)行ON/OFF，就能夠控制向PM1、PM2通電的交流電流，能夠控制負(fù)電導(dǎo)。
在圖58中，通過(guò)將D11～D1K和D21～D2K的pn耦合面積，分別取為S1～S1×2K，就能夠生成2K組負(fù)電導(dǎo)，這是優(yōu)選的。
通過(guò)采用圖58的結(jié)構(gòu)，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定成噪聲指數(shù)變?yōu)樽钚〉碾娏鞲浇臓顟B(tài)下，依照振蕩頻率自動(dòng)地調(diào)整負(fù)電導(dǎo)生成電路11生成的負(fù)電導(dǎo)，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。而且，通過(guò)將PMOS晶體管用作開(kāi)關(guān)，能夠?qū)⑵渑c振蕩器集成化在相同的襯底上。
(第11實(shí)施方式)使用圖59說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第11實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第6實(shí)施方式中的負(fù)電導(dǎo)生成電路11的可變負(fù)電導(dǎo)生成部NGPM1，除PM1和PM2之外，還包括2×K個(gè)負(fù)電導(dǎo)控制用電阻R11～R1K、R21～R2K，和用于對(duì)各自的負(fù)電導(dǎo)控制用電阻進(jìn)行ON/OFF的開(kāi)關(guān)SW311～SW31K、SW411～SW41K。
在可變負(fù)電導(dǎo)生成部NGPM1中，負(fù)電導(dǎo)控制用電阻R11～R1K和開(kāi)關(guān)SW311～SW31K的串聯(lián)電路并聯(lián)連接在PMOS晶體管PM1的漏極電極與源極電極之間。負(fù)電導(dǎo)控制用電阻R21～R2K和開(kāi)關(guān)SW411～SW41K的串聯(lián)電路并聯(lián)連接在PMOS晶體管PM2的漏極電極與源極電極之間。各開(kāi)關(guān)SW311～SW31K、SW411～SW41K由輸入負(fù)電導(dǎo)控制端子組GCONT的各控制信號(hào)進(jìn)行開(kāi)關(guān)。
以下說(shuō)明本實(shí)施方式的動(dòng)作。在關(guān)閉SW311～SW31K、SW411～SW41K時(shí)，R11～R1K、R21～R2K的沒(méi)有連接V1的端子的電壓分別被PM2、PM1的柵壓所偏置，向R11～R1K、R21～R2K進(jìn)行交流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的電流減少。R11～R1K、R21～R2K不生成負(fù)電導(dǎo)，因此，負(fù)電導(dǎo)由于向PM1和PM2通電的電流減少而減少。反之，在打開(kāi)SW311～SW31K、SW411～SW41K時(shí)，R11～R1K、R21～R2K的沒(méi)有連接V1的端子的電壓變成與V1的電壓相等，因此，不向R11～R1K、R21～R2K進(jìn)行交流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的交流電流增大。PM1、PM2生成的負(fù)電導(dǎo)增大。通過(guò)對(duì)開(kāi)關(guān)進(jìn)行開(kāi)和關(guān)，就能夠控制向PM1、PM2通電的交流電流，能夠控制負(fù)電導(dǎo)。
在圖59中，通過(guò)將R11～R1K和R21～R2K的電阻值，分別取為R1～R1×2K，就能夠生成2K組負(fù)電導(dǎo)，這是優(yōu)選的。
通過(guò)采用圖59的結(jié)構(gòu)，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定為噪聲指數(shù)成為最小的電流附近的狀態(tài)下，依照振蕩頻率自動(dòng)地調(diào)整負(fù)電導(dǎo)生成電路11生成的負(fù)電導(dǎo)，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。
(第12實(shí)施方式)使用圖60說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第12實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第11實(shí)施方式中的開(kāi)關(guān)SW311～SW31K、SW411～SW41K，分別由PMOS晶體管SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K構(gòu)成。
在向SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K的柵極輸入低(Low)電平的電壓信號(hào)時(shí)，SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K變成ON，R11～R1K、R21～R2K的沒(méi)有連接V1的端子的電壓分別被PM2、PM1的柵壓所偏置，向R11～R1K、R21～R2K進(jìn)行交流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的電流減少。R11～R1K、R21～R2K不生成負(fù)電導(dǎo)，因此，負(fù)電導(dǎo)由于向PM1和PM2通電的電流減少而減少。反之，在向SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K的柵極輸入高(High)電平的電壓信號(hào)時(shí)，SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K變成OFF，因此，R11～R1K、R21～R2K的沒(méi)有連接V1的端子的電壓變成與V1的電壓相等，不向PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K進(jìn)行交流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的電流增大。PM1、PM2生成的負(fù)電導(dǎo)增大。通過(guò)對(duì)開(kāi)關(guān)用PMOS晶體管進(jìn)行ON/OFF，就能夠控制向PM1、PM2通電的交流電流，能夠控制負(fù)電導(dǎo)。
在圖60中，通過(guò)將R11～R1K和R21～R2K的電阻值，分別取為R1～R1×2K，就能夠生成2K組負(fù)電導(dǎo)，這是優(yōu)選的。
通過(guò)采用圖60的結(jié)構(gòu)，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定為噪聲指數(shù)成為最小的電流附近的狀態(tài)下，依照振蕩頻率自動(dòng)地調(diào)整負(fù)電導(dǎo)生成電路11生成的負(fù)電導(dǎo)，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。而且，通過(guò)將PMOS晶體管用作開(kāi)關(guān)，能夠?qū)⑵渑c振蕩器集成化在相同的襯底上。
(第13實(shí)施方式)使用圖61說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第13實(shí)施方式。本實(shí)施方式的振蕩器，包括負(fù)電導(dǎo)生成電路(NGG)12、諧振電路(RES)22、以及阻抗控制電路(ZCONT)40。負(fù)電導(dǎo)生成電路12為包含在生成進(jìn)行振蕩所需要的增益的增益生成電路中，生成對(duì)交流電壓的負(fù)的電流增益、即負(fù)電導(dǎo)的電路。諧振電路22為能夠根據(jù)頻率控制信號(hào)組使諧振頻率發(fā)生變化的電路。阻抗控制電路40為這樣的電路，即具有輸入控制諧振電路的阻抗的阻抗控制信號(hào)組的阻抗控制端子組，輸出端子與諧振電路連接。
諧振電路22，包括由1個(gè)以上能夠控制諧振頻率的頻率控制端子構(gòu)成的頻率控制端子組fCONT，能夠根據(jù)輸入fCONT的控制信號(hào)，使振蕩頻率成為可變。阻抗控制電路40，包括由1個(gè)以上用于控制諧振電路22的阻抗的阻抗控制端子構(gòu)成的阻抗控制端子組ZTUNE，能夠根據(jù)輸入ZTUNE的控制信號(hào)，在不使諧振電路22的諧振頻率發(fā)生變化的情況下使有效阻抗成為可變。
通過(guò)采用圖61的結(jié)構(gòu)，能夠抑制由頻率變化帶來(lái)的輸出端子OUT的振蕩振幅的變動(dòng)，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。
(第14實(shí)施方式)使用圖62說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第14實(shí)施方式。本實(shí)施方式的振蕩器，包括負(fù)電導(dǎo)生成電路12、諧振電路22、阻抗控制電路40、以及信號(hào)處理電路(LOG)32。諧振電路22包括頻率粗調(diào)端子組fCOARSE和頻率微調(diào)端子fFINE，能夠根據(jù)輸入fCOARSE的控制信號(hào)組，使振蕩頻率梯段地可變，能夠根據(jù)輸入fFINE的控制信號(hào)，使振蕩頻率連續(xù)地可變，其中，該頻率粗調(diào)端子組fCOARSE由1個(gè)以上能夠梯段地控制諧振頻率的頻率控制端子構(gòu)成，該頻率微調(diào)端子fFINE能夠連續(xù)地控制諧振頻率。阻抗控制電路40，包括由1個(gè)以上用于控制諧振電路22的阻抗的阻抗控制端子構(gòu)成的阻抗控制端子組ZTUNE，能夠根據(jù)輸入ZTUNE的控制信號(hào)，在不使諧振電路22的諧振頻率發(fā)生變化的情況下使有效阻抗成為可變。輸入fCOARSE的控制信號(hào)組的1個(gè)以上的信號(hào)組被輸入信號(hào)處理電路32，轉(zhuǎn)換成1個(gè)以上用于控制諧振電路的阻抗的信號(hào)組并進(jìn)行輸出。信號(hào)處理電路32的輸出信號(hào)，被輸入ZTUNE，控制諧振電路22的阻抗。
通過(guò)采用圖62的結(jié)構(gòu)，能夠依照振蕩頻率的階段性變化來(lái)控制諧振電路22的阻抗，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。圖62的結(jié)構(gòu)，能夠處理頻率控制信號(hào)，并自動(dòng)地與頻率聯(lián)動(dòng)來(lái)控制諧振電路22的有效阻抗，因此，與圖61相比能夠削減控制端子。
(第15實(shí)施方式)使用圖63，說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第15實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第14實(shí)施方式中的諧振電路22，包括電感器L1和L2的串聯(lián)電路；能夠根據(jù)輸入頻率粗調(diào)端子組fCOARSE的控制信號(hào)組梯段地控制諧振頻率的電容組CB1、CB2；能夠根據(jù)輸入頻率微調(diào)端子fFINE的控制信號(hào)連續(xù)地控制諧振頻率的頻率微調(diào)用電容CV1、CV2的并聯(lián)電路，電感器L1和L2的接點(diǎn)為阻抗控制端子ZTUNE，根據(jù)輸入ZTUNE的控制信號(hào)控制諧振電路22的有效阻抗。
通過(guò)采用圖63的結(jié)構(gòu)，不僅通過(guò)使用電容組實(shí)現(xiàn)寬頻帶化，而且能夠依照振蕩頻率的階段性變化來(lái)控制諧振電路22的阻抗，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。再者，通過(guò)以電感器和電容構(gòu)成諧振電路22，能夠?qū)⒅C振電路22和負(fù)電導(dǎo)生成電路12集成化在相同的襯底上。
(第16實(shí)施方式)使用圖64，說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第16實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第14實(shí)施方式中的諧振電路22，包括能夠根據(jù)輸入頻率粗調(diào)端子組fCOARSE的控制信號(hào)組梯段地控制電感的可變電感器LV1和LV2的串聯(lián)電路；和能夠根據(jù)輸入頻率微調(diào)端子fFINE的控制信號(hào)連續(xù)地控制諧振頻率的頻率微調(diào)用電容CV1、CV2的并聯(lián)電路，可變電感器LV1和LV2的接點(diǎn)為阻抗控制端子ZTUNE，根據(jù)輸入ZTUNE的控制信號(hào)控制諧振電路22的有效阻抗。
通過(guò)采用圖64的結(jié)構(gòu)，不僅通過(guò)使用可變電感器實(shí)現(xiàn)寬頻帶化，而且能夠依照振蕩頻率的階段性變化來(lái)控制諧振電路22的阻抗，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。再者，通過(guò)以電感器和電容構(gòu)成諧振電路22，能夠?qū)⒅C振電路22和負(fù)電導(dǎo)生成電路12集成化在相同的襯底上。
(第17實(shí)施方式)使用圖65說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第17實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第14實(shí)施方式中的諧振電路22，包括能夠根據(jù)輸入頻率粗調(diào)端子組fCOARSE2的控制信號(hào)組梯段地控制電感的可變電感器LV1和LV2的串聯(lián)電路；能夠根據(jù)輸入頻率粗調(diào)端子組fCOARSE1的控制信號(hào)組梯段地控制電容值的電容組CB1、CB2；以及能夠根據(jù)輸入頻率微調(diào)端子組fFINE的控制信號(hào)連續(xù)地控制電容值的頻率微調(diào)用電容CV1、CV2的并聯(lián)電路，可變電感器LV1和LV2的接點(diǎn)為阻抗控制端子ZTUNE，根據(jù)輸入ZTUNE的控制信號(hào)控制諧振電路的有效阻抗。
通過(guò)采用圖65的結(jié)構(gòu)，不僅通過(guò)使用可變電感器和電容組實(shí)現(xiàn)寬頻帶化，而且能夠依照振蕩頻率的階段性變化來(lái)控制諧振電路22的阻抗，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。在本實(shí)施方式中，通過(guò)一并使用電容組和可變電感器，與第15和第16實(shí)施方式相比能夠擴(kuò)大頻率可變范圍。而且，通過(guò)以電感器和電容構(gòu)成諧振電路22，能夠?qū)⒅C振電路22和負(fù)電導(dǎo)生成電路12集成化在相同的襯底上。
(第18實(shí)施方式)使用圖66說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第18實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第15～第17實(shí)施方式中的負(fù)電導(dǎo)生成電路12，包括第1負(fù)電導(dǎo)生成部NGPM2和負(fù)電導(dǎo)生成部NGB1的并聯(lián)電路、和電流源電路的電流源CS1。該第1負(fù)電導(dǎo)生成部NGPM2中PMOS晶體管PM1、PM2進(jìn)行了交叉耦合，該負(fù)電導(dǎo)生成部NGB1中雙極結(jié)型晶體管(BJT)的NPN晶體管Q1、Q2經(jīng)由電容耦合用電容C1、C2進(jìn)行了交叉耦合輸入fCOARSE的控制信號(hào)組的1個(gè)以上的信號(hào)組被輸入信號(hào)處理電路32，轉(zhuǎn)換成1個(gè)以上用于控制諧振電路22的有效阻抗的信號(hào)組進(jìn)行輸出。信號(hào)處理電路32的輸出信號(hào)，被輸入ZTUNE，控制諧振電路22的有效阻抗。諧振電路22，包括電感器L1、L2(或者也可以是可變電感器)，和頻率微調(diào)用電容CV1、CV2(或者也可以是固定電容)。
在負(fù)電導(dǎo)生成電路NGPM2中，PMOS晶體管PM1和PM2的源極電極被共用，并且與電壓端子V1連接，PMOS晶體管PM1的漏極電極與PMOS晶體管PM2的柵極電極連接，PMOS晶體管PM2的漏極電極與PMOS晶體管PM1的柵極電極連接。NPN晶體管Q1和Q2的射極電極被共用，并經(jīng)由電流源CS1與電壓端子V2連接，NPN晶體管Q1的集電極電極經(jīng)由電容C1與NPN晶體管Q2的基極電極連接，NPN晶體管Q2的集電極電極經(jīng)由電容C2與NPN晶體管Q1的基極電極連接。PMOS晶體管PM1的漏極電極與NPN晶體管Q1的集電極電極連接，并且與諧振電路22的電極(輸出端子OUTP側(cè))連接，PMOS晶體管PM2的漏極電極與NPN晶體管Q2的集電極電極連接，并且與諧振電路22的電極(輸出端子OUTN側(cè))連接。
通過(guò)采用圖66的結(jié)構(gòu)，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定成噪聲指數(shù)變?yōu)樽钚〉碾娏鞲浇臓顟B(tài)下，依照振蕩頻率的階段性變化自動(dòng)地調(diào)整諧振電路22的阻抗，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。此外，在為了使振蕩振幅的變動(dòng)變少的本實(shí)施方式中，用于控制諧振電路22的阻抗的信號(hào)連接在交流地設(shè)置的電感器L1和L2的中點(diǎn)上，因此，與第1～第12實(shí)施方式相比，能夠削減寄生電容，能夠?qū)崿F(xiàn)更寬的頻帶，這是優(yōu)選的。
(第19實(shí)施方式)使用圖67，說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第19實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第18實(shí)施方式中的阻抗控制電路40，包括K個(gè)阻抗控制用PMOS晶體管PMS31～PMS3K，和用于對(duì)各自的阻抗控制用PMOS晶體管的柵極偏壓進(jìn)行ON/OFF的開(kāi)關(guān)SW511～SW51K、SW521～SW52K。
在阻抗控制電路40中，阻抗控制用PMOS晶體管PMS31～PMS3K的源極電極被共用并與電壓端子V1連接，漏極電極被共用并與諧振電路22的阻抗控制端子連接。開(kāi)關(guān)SW511～SW51K連接在阻抗控制用PMOS晶體管PMS31～PMS3K的各自的柵極電極與漏極電極之間，開(kāi)關(guān)SW521～SW52K連接在柵極電極與源極電極之間。各開(kāi)關(guān)SW511～SW51K、SW521～SW52K由輸入到阻抗控制端子ZTUNE的各控制信號(hào)進(jìn)行開(kāi)關(guān)。
以下詳細(xì)說(shuō)明本實(shí)施方式的動(dòng)作。為了便于說(shuō)明，假設(shè)K＝2的情況。在關(guān)閉SW511、SW512，并打開(kāi)SW521、SW522時(shí)，PMS31、PMS3K的漏極開(kāi)路。電感器L1、L2的接點(diǎn)交流接地，阻抗控制電路40不影響諧振電路22，因此，進(jìn)行與以往的PMOS/BJT振蕩器同樣的動(dòng)作。在將電流源CS1的電流值取為ICS，將諧振電路22的阻抗取為ZRES時(shí)，振蕩振幅為ZRES×ICS...(表達(dá)式1)。
反之，在打開(kāi)SW511、SW512，關(guān)閉SW521、SW522時(shí)，PMS31、PMS3K的柵極電壓，分別經(jīng)由諧振電路22的電感器L1、L2被PM2、PM1的直流柵極電壓所偏置。電感器L1、L2的接點(diǎn)交流接地，因此，向PMS31、PMS32進(jìn)行對(duì)應(yīng)于柵極偏壓的直流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的交流電流減少。在將電流源CS1的電流值取為ICS，PM2的柵壓為最大值時(shí)，在向PM1通電的電流值、和向PMS31通電的電流值，與向PMS32通電的電流值相等時(shí)，分別向PM1、PMS31、PMS32通過(guò)ICS/3的電流。結(jié)果是向諧振電路22的L1通過(guò)ICS/3的電流，向L2通過(guò)ICS的電流。因此，在將諧振電路22的阻抗取為ZRES時(shí)，振蕩振幅為(ZRES/2)×(ICS/3)+(ZRES/2)×(ICS)＝2/3×ZRES×ICS...(表達(dá)式2)，能夠減少到表達(dá)式1的2/3。
此時(shí)，能夠?qū)⒅C振電路22的有效阻抗視作2/3×ZRES。即，通過(guò)對(duì)開(kāi)關(guān)進(jìn)行開(kāi)和關(guān)來(lái)控制向PMS31、PMS32通電的直流電流，就能夠控制諧振電路22的有效阻抗。
在圖67中，通過(guò)使PMS31～PMS3K的柵極長(zhǎng)度與PM1、PM2相等，能夠以柵極寬度的比來(lái)確定向PMS31～PMS3K和PM1、PM2通電的交流電流值的比率，這是優(yōu)選的。而且，通過(guò)將PMS31～PMS3K的柵寬，分別取為W1～W1×2K，就能夠設(shè)定2K組諧振電路22的有效阻抗，這是優(yōu)選的。
通過(guò)采用圖67的結(jié)構(gòu)，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定成噪聲指數(shù)變?yōu)樽钚〉碾娏鞲浇臓顟B(tài)下，依照振蕩頻率的階段性變化來(lái)控制諧振電路22的阻抗，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。圖87表示本實(shí)施方式的振蕩器的相位噪聲的電流依賴性。與以往的振蕩器的相位噪聲特性(圖84、圖85)比較，在所有的頻率都表現(xiàn)低相位噪聲特性，能夠確認(rèn)本實(shí)施方式的效果。
(第20實(shí)施方式)使用圖68說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第20實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第19實(shí)施方式中的阻抗控制電路40的開(kāi)關(guān)SW511～SW51K、SW521～SW52K，分別由PMOS晶體管SWPM511～SWPM51K、SWPM521～SWPM52K構(gòu)成。經(jīng)由轉(zhuǎn)換器(invertor)向SWPM521～SWPM52K的柵極輸入分別輸入到SWPM511～SWPM51K的柵極的電壓信號(hào)。
通過(guò)采用圖68的結(jié)構(gòu)，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定為噪聲指數(shù)成為最小的電流附近的狀態(tài)下，依照振蕩頻率自動(dòng)地調(diào)整諧振電路22的有效阻抗，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。而且，通過(guò)將PMOS晶體管用作開(kāi)關(guān)，能夠?qū)⑵渑c振蕩器集成化在相同的襯底上。
(第21實(shí)施方式)使用圖69，說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第21實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第18實(shí)施方式中的阻抗控制電路40，包括K個(gè)阻抗控制用二極管D31～D3K、和用于對(duì)各自的阻抗控制用二極管進(jìn)行ON/OFF的開(kāi)關(guān)SW611～SW61K。
在阻抗控制電路40中，阻抗控制用二極管D31～D3K的陽(yáng)極被共用，與電壓端子V1連接，陰極經(jīng)由開(kāi)關(guān)SW611～SW61K被共用，與諧振電路22的阻抗控制端子連接。阻抗控制用二極管D31～D3K與開(kāi)關(guān)SW611～SW61K的串聯(lián)電路進(jìn)行了并聯(lián)連接。各開(kāi)關(guān)SW611～SW61K由輸入到阻抗控制端子ZTUNE的各控制信號(hào)進(jìn)行開(kāi)和關(guān)。
以下說(shuō)明本實(shí)施方式的動(dòng)作。在關(guān)閉SW611～SW61K時(shí)，D31～D3K的陰極電壓分別經(jīng)由電感器L1、L2被PM2、PM1的柵壓所偏置，向D31～D3K進(jìn)行直流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的電流減少。D31～D3K不生成負(fù)電導(dǎo)，因此，諧振電路22的有效阻抗連同負(fù)電導(dǎo)由于向PM1和PM2通電的電流減少而減少。反之，在打開(kāi)SW611～SW61K時(shí)，D31～D3K的陰極電壓被開(kāi)路，因此，不向D31～D3K進(jìn)行直流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的交流電流增大，諧振電路22的有效阻抗連同PM1、PM2生成的負(fù)電導(dǎo)一并增大。即，通過(guò)對(duì)開(kāi)關(guān)進(jìn)行開(kāi)和關(guān)，就能夠控制向D31～D3K通電的直流電流，能夠控制諧振電路22的有效阻抗。
在圖69中，通過(guò)將D31～D3K的pn耦合面積，分別取為S1～S1×2K，就能夠設(shè)定2K組諧振電路22的有效阻抗，這是優(yōu)選的。
通過(guò)采用圖69的結(jié)構(gòu)，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定成噪聲指數(shù)變?yōu)樽钚〉碾娏鞲浇臓顟B(tài)下，依照振蕩頻率自動(dòng)地調(diào)整諧振電路22的有效阻抗，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。
(第22實(shí)施方式)使用圖70說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第22實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第21實(shí)施方式中的阻抗控制電路40的開(kāi)關(guān)SW611～SW61K，分別由PMOS晶體管SWPM611～SWPM61K構(gòu)成。
通過(guò)采用圖70的結(jié)構(gòu)，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定為噪聲指數(shù)成為最小的電流附近的狀態(tài)下，依照振蕩頻率自動(dòng)地調(diào)整諧振電路22的有效阻抗，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。而且，通過(guò)將PMOS晶體管用作開(kāi)關(guān)，能夠?qū)⑵渑c振蕩器集成化在相同的襯底上。
(第23實(shí)施方式)使用圖71說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第23實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第18實(shí)施方式中的阻抗控制電路40，包括K個(gè)(K為正整數(shù))阻抗控制用電阻R31～R3K，和用于對(duì)各自的阻抗控制用電阻進(jìn)行ON/OFF的開(kāi)關(guān)SW611～SW61K。
在阻抗控制電路40中，阻抗控制用電阻R31～R3K的一端被共用，并且與電壓端子V1連接，另一端經(jīng)由開(kāi)關(guān)SW611～SW61K被共用，并且與諧振電路22的阻抗控制端子連接。阻抗控制用電阻R31～R3K與開(kāi)關(guān)SW611～SW61K的串聯(lián)電路進(jìn)行了并聯(lián)連接。各開(kāi)關(guān)SW611～SW61K由輸入阻抗控制端子ZTUNE的各控制信號(hào)進(jìn)行開(kāi)和關(guān)。
以下說(shuō)明本實(shí)施方式的動(dòng)作。在關(guān)閉SW611～SW61K時(shí)，R31～R3K的沒(méi)有連接V1的電極，分別經(jīng)由電感器L1、L2被PM2、PM1的柵壓所偏置，向R31～R3K進(jìn)行直流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的電流減少。R31～R3K不生成負(fù)電導(dǎo)，因此，負(fù)電導(dǎo)諧振電路22的有效阻抗連同負(fù)電導(dǎo)由于向PM1和PM2通電的電流減少而減少。反之，在打開(kāi)SW611～SW61K時(shí)，R31～R3K的沒(méi)有連接V1的電極被開(kāi)路，因此，不向R31～R3K進(jìn)行直流電流的通電。結(jié)果是向PM1和PM2通電的交流電流增大，諧振電路22的有效阻抗連同PM1、PM2生成的負(fù)電導(dǎo)一并增大。即，通過(guò)使開(kāi)關(guān)進(jìn)行開(kāi)關(guān)來(lái)控制向R31～R3K通電的直流電流，能夠控制諧振電路22的有效阻抗。
在圖71中，通過(guò)將R31～R3K的電阻值分別取為R1～R1×2K，就能夠設(shè)定2K組諧振電路22的有效阻抗，這是優(yōu)選的。
通過(guò)采用圖71的結(jié)構(gòu)，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定成噪聲指數(shù)變?yōu)樽钚〉碾娏鞲浇臓顟B(tài)下，依照振蕩頻率自動(dòng)地調(diào)整諧振電路22的有效阻抗，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。
(第24實(shí)施方式)使用圖72說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的在低電流下表現(xiàn)寬頻帶、低相位噪聲特性的振蕩器的第24實(shí)施方式。在本實(shí)施方式的振蕩器中，第23實(shí)施方式中的阻抗控制電路40的開(kāi)關(guān)SW611～SW61K，分別由PMOS晶體管SWPM611～SWPM61K構(gòu)成。
通過(guò)采用圖72的結(jié)構(gòu)，能夠在對(duì)BJT通電的偏流設(shè)定為噪聲指數(shù)成為最小的電流附近的狀態(tài)下，依照振蕩頻率自動(dòng)地調(diào)整諧振電路22的有效阻抗，因此，能夠使振蕩振幅的變動(dòng)變少，能夠?qū)崿F(xiàn)在寬頻帶中表現(xiàn)低相位噪聲特性的振蕩器。而且，通過(guò)將PMOS晶體管用作開(kāi)關(guān)，能夠?qū)⑵渑c振蕩器集成化在相同的襯底上。
(第25實(shí)施方式)圖73表示包括本發(fā)明的振蕩器而構(gòu)成的信息設(shè)備的第25實(shí)施方式。本實(shí)施方式的信息設(shè)備為高速串行傳輸系統(tǒng)。該高速串行傳輸系統(tǒng)包括對(duì)多個(gè)低速的信號(hào)進(jìn)行多路復(fù)用、輸出串行的高速信號(hào)的發(fā)射機(jī)；和接收所發(fā)送的串行的高速信號(hào)使其分離，輸出由分離所獲得的多個(gè)低速信號(hào)的接收機(jī)。
發(fā)射機(jī)，包括輸入多個(gè)低速信號(hào)、輸出串行的高速信號(hào)的多路復(fù)用部(MUX)202，和對(duì)串行的高速信號(hào)進(jìn)行放大、驅(qū)動(dòng)傳輸線208的驅(qū)動(dòng)裝置(DRV)207。接收機(jī)，包括對(duì)經(jīng)由傳輸線208發(fā)送的高速信號(hào)進(jìn)行放大的放大器(AMP)212、和將高速信號(hào)分離成多個(gè)低速信號(hào)使其輸出的多路分離部(DEMUX)215。
多路復(fù)用部202，包括將輸入到端子201的多個(gè)低速信號(hào)(InputData)多路復(fù)用為串行的高速信號(hào)的MUX核電路(MUX core)203、時(shí)鐘控制電路(CLK CONT)206、以及生成MUX核203的基準(zhǔn)信號(hào)(LO)的本發(fā)明的振蕩器205。
多路分離部215，包括將串行的高速信號(hào)分離成多個(gè)低速信號(hào)(Output Data)、輸出至端子217的DEMUX核電路(DEMUX core)216；時(shí)鐘控制電路(CLK CONT)214；以及生成DEMUX核電路216的基準(zhǔn)信號(hào)(LO)的本發(fā)明的振蕩器213。
在本實(shí)施方式中，通過(guò)將第1～第24實(shí)施方式中任一者的振蕩器用于振蕩器205、213，能夠使振蕩器205、213的振蕩頻率可變范圍變寬，并且在低電流下使相位噪聲變低。為此，通過(guò)實(shí)現(xiàn)寬頻帶化使得能夠允許的元件離差的范圍變大，因此，不僅能夠提高成品率，降低高速串行傳輸系統(tǒng)的制造成本，而且，通過(guò)實(shí)現(xiàn)低相位噪聲化，能夠降低時(shí)鐘的不穩(wěn)定性(jitter)，因此，能夠降低數(shù)據(jù)傳輸?shù)牟铄e(cuò)。進(jìn)而，由于是消耗電流小的振蕩器，因此，能夠使高速串行傳輸系統(tǒng)的消耗電流變小。
(第26實(shí)施方式)圖74表示包括本發(fā)明的振蕩器而構(gòu)成的信息設(shè)備的第26實(shí)施方式。本實(shí)施方式的信息設(shè)備，為外差形式的無(wú)線接收機(jī)。在圖74中，由天線(ANT)301接收到的接收信號(hào)(fRF)，在低噪聲放大電路(AMP)302中被放大后輸入混頻器(MIX)303。通過(guò)將由振蕩器控制電路(Sync_cont)304控制的本發(fā)明的振蕩器(LO)305輸出的局部振蕩信號(hào)(fLO)，取為混頻器303的輸入信號(hào)中的一者，在混頻器303的輸出中，接收信號(hào)的傳輸頻率下降，可以獲得中頻(IFIntermediate Frequency)的接收信號(hào)。IF接收信號(hào)，在由帶通濾波器(BPF)306衰減了無(wú)用頻率成分后(fIF)，在IF放大電路(IF-AMP)307中被放大，由解調(diào)電路(DEMOD)308作為基帶信號(hào)取出?；鶐盘?hào)被發(fā)送至外部的基帶電路(Baseband block未圖示)。另外，控制信號(hào)從基帶電路賦予給振蕩器控制電路304。
在本實(shí)施方式中，通過(guò)將第1～第24實(shí)施方式中任一者的振蕩器用于振蕩器305，能夠使振蕩器305的振蕩頻率可變范圍變寬，并且在低電流下使相位噪聲變低。為此，通過(guò)實(shí)現(xiàn)寬頻帶化使得能夠允許的元件離差的范圍變大，可以提高成品率，并且能夠適應(yīng)多個(gè)應(yīng)用程序、通信方式，由此不僅可以降低外差形式的無(wú)線接收機(jī)的制造成本，而且通過(guò)實(shí)現(xiàn)低相位噪聲化從而能夠降低接收的EVM(Error VectorMagnitude)。進(jìn)而，由于是消耗電流小的振蕩器，因此，能夠使外差形式的無(wú)線接收機(jī)的消耗電流變小。
(第27實(shí)施方式)圖75表示包括本發(fā)明的振蕩器而構(gòu)成的信息設(shè)備的第27實(shí)施方式。本實(shí)施方式的信息設(shè)備，為直接轉(zhuǎn)換(direct conversion)形式的無(wú)線接收機(jī)。由天線301接收到的接收信號(hào)，在低噪聲放大電路302中被放大，輸入2個(gè)混頻器303a、303b。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器305輸出的局部振蕩信號(hào)被分為2支，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303a、303b。在放大電路302中被放大的接收信號(hào)，在2個(gè)混頻器303a、303b的輸出中載波頻率下降至零頻率，在由帶通濾波器306a、306b衰減了無(wú)用頻率成分后，在IF放大電路307a、307b中被放大，由解調(diào)電路308從2個(gè)IF放大電路307a、307b的輸出信號(hào)中取出基帶信號(hào)?；鶐盘?hào)被發(fā)送至外部的基帶電路(未圖示)。另外，控制信號(hào)從基帶電路賦予振蕩器控制電路304。
在本實(shí)施方式中，通過(guò)將第1～第24實(shí)施方式中任一者的振蕩器用于振蕩器305，能夠使振蕩器305的振蕩頻率可變范圍變寬，并且在低電流下使相位噪聲變低。為此，通過(guò)實(shí)現(xiàn)寬頻帶化使得能夠允許的元件離差的范圍變大，能夠提高成品率，并且能夠適應(yīng)多個(gè)應(yīng)用程序、通信方式，由此不僅能夠降低直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線接收機(jī)的制造成本，而且通過(guò)實(shí)現(xiàn)低相位噪聲化能夠降低接收的EVM。進(jìn)而，由于是消耗電流小的振蕩器，因此，能夠使直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線接收機(jī)的消耗電流變小。
(第28實(shí)施方式)圖76表示包括本發(fā)明的振蕩器而構(gòu)成的信息設(shè)備的第28實(shí)施方式。本實(shí)施方式的信息設(shè)備，為直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)。在接收時(shí)，由天線301進(jìn)行接收，通過(guò)了天線電路(在GSM時(shí)為開(kāi)關(guān)、在W-CDMA時(shí)為雙工器(duplexer))341的接收信號(hào)，由帶通濾波器330衰減了無(wú)用頻率成分后，在低噪聲放大電路302中被放大，輸入2個(gè)混頻器303a、303b。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器317輸出的RF(Radio Frequency)局部振蕩信號(hào)被分為2支，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303a、303b。在2個(gè)混頻器303a、303b的輸出中載波頻率下降至零頻率，由低通濾波器351a、351b衰減了無(wú)用頻率成分后，在自動(dòng)增益控制放大電路314a、314b中被放大，自動(dòng)增益控制放大電路314a、314b的輸出，被傳送至基帶電路(BBLK)316，在解調(diào)電路308中作為接收基帶信號(hào)取出。
在發(fā)送時(shí)，基帶電路316輸出的發(fā)送基帶信號(hào)，由調(diào)制電路(MOD)315進(jìn)行調(diào)制，被分離成相差90°相位的2個(gè)信號(hào)。被分離的2個(gè)信號(hào)，在自動(dòng)增益控制放大電路314c、314d中被放大，由低通濾波器351c、351d衰減了無(wú)用頻率成分后，分別被輸入構(gòu)成正交調(diào)制器的混頻器303c、303d。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器305輸出的RF局部振蕩信號(hào)被分為2支，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303c、303d。2個(gè)混頻器303c、303d的輸出在加法電路352中相加后成為RF正交調(diào)制信號(hào)。RF正交調(diào)制信號(hào)，在自動(dòng)增益控制放大電路314e中被放大。由帶通濾波器333衰減了無(wú)用頻率成分后，在作為功率放大器的高輸出放大器310中被放大，經(jīng)由天線電路341被傳送至天線301，然后被發(fā)送。
在本實(shí)施方式中，通過(guò)將第1～第24實(shí)施方式中任一者的振蕩器用于振蕩器305、317，能夠使振蕩器的振蕩頻率可變范圍變寬，并且在低電流下使相位噪聲變低。為此，通過(guò)實(shí)現(xiàn)寬頻帶化使得能夠允許的元件離差的范圍變大，可以提高成品率，并且能夠適應(yīng)多個(gè)應(yīng)用程序、通信方式，由此不僅可以降低直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的制造成本，而且通過(guò)實(shí)現(xiàn)低相位噪聲化從而能夠降低發(fā)送和接收的EVM。進(jìn)而，由于是消耗電流小的振蕩器，因此，能夠使直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的消耗電流變小。
而且，振蕩器305采用了適宜于集成化的本發(fā)明的LC諧振電路。因此，在圖76中，從低噪聲放大電路302到自動(dòng)增益控制放大電路314a、314b的接收方、從自動(dòng)增益控制放大電路314c、314d到自動(dòng)增益控制放大電路314e的發(fā)送方、以及振蕩器控制電路304和振蕩器305的收發(fā)電路，能夠容易地構(gòu)成為形成于相同的半導(dǎo)體襯底上的半導(dǎo)體器件、即RF-IC(Radio Frequency Integrated Circuit)346。進(jìn)而，振蕩器305，振蕩頻率可變范圍寬，而且相位噪聲少。因此，上述RF-IC346，例如適用于以一臺(tái)信息設(shè)備應(yīng)對(duì)使用多個(gè)頻帶的多種通信方式的多頻帶·多模式無(wú)線收發(fā)機(jī)，是適當(dāng)?shù)摹?br> (第29實(shí)施方式)圖77表示包括本發(fā)明的振蕩器而構(gòu)成的信息設(shè)備的第29實(shí)施方式。本實(shí)施方式的信息設(shè)備，為直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)。在接收時(shí)，由天線301進(jìn)行接收，通過(guò)了天線電路341的接收信號(hào)，由帶通濾波器330衰減了無(wú)用頻率成分后，在低噪聲放大電路302中被放大，之后輸入2個(gè)混頻器303a、303b。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器305輸出的局部振蕩信號(hào)被分為2支，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303a、303b。在2個(gè)混頻器303a、303b的輸出中載波頻率下降至零頻率，由低通濾波器351a、351b衰減了無(wú)用頻率成分后，在自動(dòng)增益控制放大電路314a、314b中被放大。自動(dòng)增益控制放大電路314a、314b的輸出，被傳送至基帶電路316，在解調(diào)電路308中作為接收基帶信號(hào)取出。
在發(fā)送時(shí)，發(fā)送基帶電路輸出的基帶信號(hào)，使用調(diào)制電路315進(jìn)行調(diào)制，被分離成相差90°相位的2個(gè)信號(hào)。被分離的2個(gè)信號(hào)，分別被輸入混頻器303g、303h。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器317輸出的IF局部振蕩信號(hào)被分為2支，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303g、303h。2個(gè)混頻器303g、303h的輸出，在加法電路352中相加后成為IF正交調(diào)制信號(hào)。IF正交調(diào)制信號(hào)，在相位比較器(PD)320中與混頻器303k的輸出信號(hào)比較相位。相位比較器320的輸出信號(hào)，通過(guò)環(huán)路濾波器319輸入本發(fā)明的發(fā)送用振蕩器318的頻率控制端子。向混頻器303k輸入振蕩器318的輸出信號(hào)和振蕩器305的RF局部振蕩信號(hào)，混頻器303k的輸出信號(hào)，如上述那樣輸入相位比較器320。結(jié)果是從振蕩器318輸出RF正交調(diào)制信號(hào)。RF正交調(diào)制信號(hào)，在高輸出放大器310中被放大，由帶通濾波器334衰減了無(wú)用頻率成分后，經(jīng)由天線電路341被傳送至天線，然后被發(fā)送。
在本實(shí)施方式中，通過(guò)將第1～第24實(shí)施方式中任一者的振蕩器用于振蕩器305、317、318，能夠使振蕩器的振蕩頻率可變范圍變寬，并且在低電流下使相位噪聲變低。為此，通過(guò)實(shí)現(xiàn)寬頻帶化使得能夠允許的元件離差的范圍變大，能夠提高成品率，并且能夠適應(yīng)多個(gè)應(yīng)用程序、通信方式，由此不僅能夠降低直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的制造成本，而且通過(guò)實(shí)現(xiàn)低相位噪聲化從而能夠降低發(fā)送和接收的EVM。進(jìn)而，由于是消耗電流小的振蕩器，因此，能夠使直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的消耗電流變小。
而且，振蕩器305、317、318采用了適宜于集成化的本發(fā)明的LC諧振電路。因此，在圖77中，從低噪聲放大電路302到自動(dòng)增益控制放大電路314a、314b的接收方、從混頻器303g、303h到振蕩器318的除去環(huán)路濾波器319的發(fā)送方、以及振蕩器控制電路304和振蕩器305、317、318的收發(fā)電路，能夠容易地構(gòu)成為形成于相同的半導(dǎo)體襯底上的半導(dǎo)體器件、即RF-IC347。進(jìn)而，振蕩器305、317、318，振蕩頻率可變范圍寬，而且相位噪聲少。因此，上述RF-IC347，優(yōu)選適用于例如以一臺(tái)信息設(shè)備應(yīng)對(duì)使用多個(gè)頻帶的多種通信規(guī)格的多頻帶·多模式無(wú)線收發(fā)機(jī)。
(第30實(shí)施方式)圖78表示包括本發(fā)明的振蕩器而構(gòu)成的信息設(shè)備的第30實(shí)施方式。本實(shí)施方式的信息設(shè)備，為外差形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)。在接收時(shí)，由天線301進(jìn)行接收，通過(guò)了開(kāi)關(guān)309的接收信號(hào)，由帶通濾波器330衰減了無(wú)用頻率成分后，在低噪聲放大電路302中被放大，輸入混頻器303i。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器305輸出的RF局部振蕩信號(hào)被輸入混頻器303i。在混頻器303i的輸出中接收信號(hào)的載波頻率下降，可以獲得中頻的接收信號(hào)?；祛l器303i的輸出信號(hào)，由帶通濾波器335衰減了無(wú)用頻率成分，在自動(dòng)增益控制放大電路314中被放大后，輸入2個(gè)混頻器303e、303f。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器317輸出的IF局部振蕩信號(hào)被分為2支，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303e、303f。2個(gè)混頻器303e、303f的輸出，被傳送至基帶電路316，在解調(diào)電路308中作為接收基帶信號(hào)取出。
在發(fā)送時(shí)，基帶電路316輸出的發(fā)送基帶信號(hào)，由調(diào)制電路315進(jìn)行調(diào)制，被分離成相差90°相位的2個(gè)信號(hào)。所分離的2個(gè)信號(hào)，分別被輸入混頻器303g、303h。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器317輸出的IF局部振蕩信號(hào)被分為2支，被添加90°(π/2)的相位差后分別被輸入混頻器303g、303h。2個(gè)混頻器303g、303h的輸出在加法電路352中相加后成為IF正交調(diào)制信號(hào)。IF正交調(diào)制信號(hào)，在自動(dòng)增益控制放大電路314c中被放大，由帶通濾波器336衰減了無(wú)用頻率成分后，輸入混頻器303j。由振蕩器控制電路304控制的本發(fā)明的振蕩器305輸出的RF局部振蕩信號(hào)，被輸入混頻器303j。混頻器303j的輸出，在自動(dòng)增益控制放大電路314c中被放大，由帶通濾波器333衰減了無(wú)用頻率成分后，在高輸出放大器310中被放大，經(jīng)由開(kāi)關(guān)309被傳送至天線301，然后被發(fā)送。
在本實(shí)施方式中，通過(guò)將第1～第24實(shí)施方式中任一者的振蕩器用于振蕩器305、317，能夠使振蕩器的振蕩頻率可變范圍變寬，并且在低電流下使相位噪聲變低。為此，通過(guò)實(shí)現(xiàn)寬頻帶化使得能夠允許的元件離差的范圍變大，可以提高成品率，并且能夠適應(yīng)多個(gè)應(yīng)用程序、通信方式，由此不僅可以降低外差形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的制造成本，而且通過(guò)實(shí)現(xiàn)低相位噪聲化從而能夠降低發(fā)送和接收的EVM。進(jìn)而，由于是消耗電流小的振蕩器，因此，能夠使直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)的消耗電流變小。
而且，振蕩器305、317采用了適宜于集成化的本發(fā)明的LC諧振電路。因此，在圖78中，從低噪聲放大電路302到混頻器303e、303f的除去帶通濾波器335的接收方、從混頻器303g、303h到自動(dòng)增益控制放大電路314e的除去帶通濾波器336的發(fā)送方、以及振蕩器控制電路304和振蕩器305、317的收發(fā)電路，能夠容易地構(gòu)成為形成于相同的半導(dǎo)體襯底上的半導(dǎo)體器件、即RF-IC348。進(jìn)而，振蕩器305、317，振蕩頻率可變范圍寬，而且相位噪聲少。因此，上述RF-IC348，優(yōu)選適用于例如以一臺(tái)信息設(shè)備應(yīng)對(duì)使用多個(gè)頻帶的多種通信方式的多頻帶·多模式無(wú)線收發(fā)機(jī)。
(第31實(shí)施方式)圖79表示包括本發(fā)明的振蕩器而構(gòu)成的信息設(shè)備的第31實(shí)施方式。本實(shí)施方式的信息設(shè)備，為脈沖雷達(dá)形式的無(wú)線雷達(dá)收發(fā)機(jī)。在發(fā)送時(shí)，本發(fā)明的振蕩器(VCO)318的輸出信號(hào)，在ON/OFF調(diào)制器(ON/OFF MOD)321中被調(diào)制，經(jīng)由開(kāi)關(guān)(SW)309被傳送至天線(ANT)301，其中，該ON/OFF調(diào)制器(ON/OFF MOD)321利用鋸齒波發(fā)生器(SLWG)324的輸出進(jìn)行開(kāi)關(guān)。
在接收時(shí)，由天線301進(jìn)行接收，通過(guò)了開(kāi)關(guān)309的接收信號(hào)，在低噪聲放大電路302中被放大，在檢波器(WDT)322中進(jìn)行檢波。被檢波的信號(hào)，在視頻放大器(VAMP)323中被放大，顯示在顯示裝置(MNT)325的畫(huà)面。
在本實(shí)施方式中，通過(guò)將第1實(shí)施方式～第24實(shí)施方式中任一者的振蕩器用于振蕩器318，能夠使振蕩器的振蕩頻率可變范圍變寬，并且在低電流下使相位噪聲變低。為此，通過(guò)實(shí)現(xiàn)寬頻帶化使得能夠允許的元件離差的范圍變大，能夠提高成品率，并且能夠適應(yīng)多個(gè)應(yīng)用程序、通信方式，由此不僅能夠降低脈沖雷達(dá)形式的無(wú)線雷達(dá)收發(fā)機(jī)的制造成本，而且通過(guò)實(shí)現(xiàn)低相位噪聲化從而能夠提高發(fā)送信號(hào)的純度，還能夠提高接收的靈敏度。進(jìn)而，由于是消耗電流小的振蕩器，因此，能夠使脈沖雷達(dá)形式的無(wú)線雷達(dá)收發(fā)機(jī)的消耗電流變小。
顯然，通過(guò)第1實(shí)施方式～第31實(shí)施方式所獲得的本發(fā)明的效果，并不只是在將雙極性二極管用于其單元電路，和將MOS晶體管用于其單元電路的情況下才發(fā)生的效果，即便置換為場(chǎng)效應(yīng)晶體管、異質(zhì)結(jié)雙極性晶體管、高電子遷移率晶體管，也能獲得同樣的效果，而且即使交換設(shè)備的P型半導(dǎo)體和N型半導(dǎo)體，也能獲得同樣的效果。
以上，基于實(shí)施方式對(duì)本發(fā)明者所實(shí)施的發(fā)明進(jìn)行了具體的說(shuō)明，顯然本發(fā)明不限于上述實(shí)施方式，在不脫離其中心思想的范圍內(nèi)可以進(jìn)行各種各樣的變更。
本發(fā)明能夠有效地使用于用來(lái)在低電流下寬頻帶中獲得低相位噪聲的壓控振蕩器，以及使用了這種振蕩器的高速串口傳輸系統(tǒng)、外差形式的無(wú)線接收機(jī)、直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線接收機(jī)、直接轉(zhuǎn)換形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)、外差形式的無(wú)線收發(fā)機(jī)、脈沖雷達(dá)形式的無(wú)線雷達(dá)收發(fā)機(jī)等信息設(shè)備。
權(quán)利要求
1.一種振蕩器，其特征在于包括第1并聯(lián)電容電源電壓端子和第2并聯(lián)電容電源電壓端子；第1串聯(lián)電容電源電壓端子和第2串聯(lián)電容電源電壓端子；電感器，連接在上述第1并聯(lián)電容電源電壓端子與上述第2并聯(lián)電容電源電壓端子之間；并聯(lián)電容，由第1電容組和第1微調(diào)電容在上述第1并聯(lián)電容電源電壓端子與上述第2并聯(lián)電容電源電壓端子之間相互并聯(lián)連接而成，其中，上述第1電容組包括電容值根據(jù)第1控制信號(hào)組而大小變化、進(jìn)行了并聯(lián)連接的可變電容，上述第1微調(diào)電容的電容值根據(jù)第2控制信號(hào)而發(fā)生變化；以及串聯(lián)電容，由第2電容組和第2微調(diào)電容在上述第1串聯(lián)電容電源電壓端子與上述第2串聯(lián)電容電源電壓端子之間相互串聯(lián)連接而成，其中，上述第2電容組包括電容值根據(jù)第3控制信號(hào)組而大小變化、進(jìn)行了并聯(lián)連接的可變電容，上述第2微調(diào)電容的電容值根據(jù)上述第2控制信號(hào)而發(fā)生變化。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器，其特征在于上述并聯(lián)電容這樣構(gòu)成，即隨著上述第1電容組的電容值變大，上述第1微調(diào)電容的電容值占作為上述并聯(lián)電容和上述串聯(lián)電容的電容值的合計(jì)的總電容的比率降低，上述總電容對(duì)上述第2控制信號(hào)的變化率減少；上述串聯(lián)電容這樣構(gòu)成，即隨著上述第2電容組的電容值變大，上述第2微調(diào)電容占上述總電容的比率增大，上述總電容對(duì)上述第2控制信號(hào)的變化率增大。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器，其特征在于在將上述第2微調(diào)電容的電容值取為CV2，將上述第1電容組的電容值取為CM1時(shí)，作為包括上述并聯(lián)電容和上述串聯(lián)電容的全部的電容值的總電容CTOTAL，以CV2+CM1來(lái)近似。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器，其特征在于上述并聯(lián)電容、上述串聯(lián)電容、以及上述電感器并聯(lián)連接，具有一端交流接地、另一端輸入交流信號(hào)的端子。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器，其特征在于上述第3控制信號(hào)組，與上述第1控制信號(hào)組同步，上述第1電容組的電容值和上述第2電容組的電容值，根據(jù)上述第1控制信號(hào)和上述第3控制信號(hào)同時(shí)發(fā)生變化。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器，其特征在于上述并聯(lián)電容與上述電感器并聯(lián)連接，具有一端交流接地、另一端輸入交流信號(hào)的輸入端子，上述串聯(lián)電容與第2電感器串聯(lián)連接，該第2電感器通過(guò)互感與上述電感器磁耦合。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器，其特征在于上述第1微調(diào)電容和上述第2微調(diào)電容為半導(dǎo)體的pn結(jié)電容，上述第2控制信號(hào)施加于上述pn結(jié)電容的兩端。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器，其特征在于上述第1微調(diào)電容和上述第2微調(diào)電容為MOS晶體管的MOS電容，上述第2控制信號(hào)施加于上述MOS晶體管的柵極與源極·漏極之間。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器，其特征在于構(gòu)成上述第1電容組和第2電容組的上述多個(gè)可變電容的每一個(gè)，為MOS晶體管的MOS電容，獨(dú)立地賦予上述多個(gè)MOS電容的每一個(gè)的上述第1控制信號(hào)組和上述第3控制信號(hào)組，施加于上述MOS晶體管的柵極與源極·漏極之間。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器，其特征在于上述多個(gè)可變電容的每一個(gè)，包括固定電容和與該固定電容串聯(lián)連接的開(kāi)關(guān)，上述開(kāi)關(guān)，由獨(dú)立地賦予上述多個(gè)可變電容的每一個(gè)的上述第1控制信號(hào)組、上述第3控制信號(hào)組控制開(kāi)和關(guān)，上述多個(gè)可變電容的每一個(gè)的電容值，通過(guò)上述開(kāi)關(guān)的開(kāi)和關(guān)而大小變化。
11.一種振蕩器，其特征在于包括可變電容和電感器，上述可變電容，具有第1可變電容和第2可變電容，其中，上述第1可變電容，包括電容值根據(jù)控制信號(hào)而發(fā)生變化的第1電容組，頻率轉(zhuǎn)換增益隨著使上述第1電容組的電容值增大而增大；上述第2可變電容，包括與上述第1可變電容并聯(lián)連接、電容值根據(jù)控制信號(hào)而發(fā)生變化的第2電容組，頻率轉(zhuǎn)換增益隨著使上述第2電容組的電容值增大而減少。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的振蕩器，其特征在于上述第1可變電容，包括具有上述第1電容組和第1微調(diào)電容的并聯(lián)電容，上述第2可變電容，包括具有上述第2電容組和第2微調(diào)電容的串聯(lián)電容，伴隨諧振頻率的降低的上述串聯(lián)電容的電容值變化率，大于伴隨振蕩頻率的降低的上述并聯(lián)電容的電容值變化率。
13.根據(jù)權(quán)利要求11所述的振蕩器，其特征在于上述電感器，包括通過(guò)互感與上述第1可變電容和上述第2可變電容磁耦合的一對(duì)電感器。
14.根據(jù)權(quán)利要求1所述的振蕩器，其特征在于還具有與諧振電路連接、發(fā)生負(fù)電導(dǎo)的負(fù)電導(dǎo)發(fā)生電路，上述諧振電路包括上述電感器、上述并聯(lián)電容、以及上述串聯(lián)電容，將要輸出的信號(hào)的頻率基于上述諧振電路的諧振頻率來(lái)確定，振蕩的穩(wěn)定性基于上述負(fù)電導(dǎo)發(fā)生電路發(fā)生的負(fù)電導(dǎo)來(lái)確定。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的振蕩器，其特征在于上述并聯(lián)電容這樣構(gòu)成，即隨著上述第1電容組的電容值變大，上述第1微調(diào)電容的電容值占作為上述并聯(lián)電容和上述串聯(lián)電容的電容值的合計(jì)的總電容的比率降低，上述總電容對(duì)上述第2控制信號(hào)的變化率減少；上述串聯(lián)電容這樣構(gòu)成，即隨著上述第2電容組的電容值變大，上述第2微調(diào)電容占上述總電容的比率增大，上述總電容對(duì)上述第2控制信號(hào)的變化率增大。
16.根據(jù)權(quán)利要求14所述的振蕩器，其特征在于第1電容連接在晶體管的第1電極與第2電極之間，第2電容連接在上述晶體管的第3電極與上述第2電極之間，電感器連接在上述第3電極與上述第2電極之間，上述負(fù)電導(dǎo)發(fā)生電路形成在上述第3電極與上述第2電極之間。
17.根據(jù)權(quán)利要求14所述的振蕩器，其特征在于上述負(fù)電導(dǎo)發(fā)生電路這樣構(gòu)成，即2個(gè)晶體管中一個(gè)晶體管的輸入端子與另一個(gè)晶體管的輸出端子相互耦合，上述一個(gè)晶體管與上述另一個(gè)晶體管的接地端子相互連接，恒流源與上述接地端子的連接點(diǎn)連接。
18.一種信息設(shè)備，包括低噪聲放大器，對(duì)由天線接收到的接收信號(hào)進(jìn)行放大；調(diào)制器，對(duì)發(fā)送的基帶信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，輸出相互正交的2個(gè)信號(hào)；正交調(diào)制器，使用上述調(diào)制器輸出的正交的2個(gè)信號(hào)和上述振蕩器輸出的局部振蕩信號(hào)，輸出正交調(diào)制信號(hào)；功率放大器，對(duì)上述正交調(diào)制信號(hào)進(jìn)行放大；以及開(kāi)關(guān)，在接收時(shí)將來(lái)自上述天線的上述接收信號(hào)提供給上述低噪聲放大器，在發(fā)送時(shí)將上述功率放大器輸出的上述正交調(diào)制信號(hào)提供給上述天線，所述信息設(shè)備的特征在于上述振蕩器，包括第1并聯(lián)電容電源電壓端子和第2并聯(lián)電容電源電壓端子；第1串聯(lián)電容電源電壓端子和第2串聯(lián)電容電源電壓端子；連接在上述第1并聯(lián)電容電源電壓端子與上述第2并聯(lián)電容電源電壓端子之間的電感器；并聯(lián)電容，由第1電容組和第1微調(diào)電容在上述第1并聯(lián)電容電源電壓端子與上述第2并聯(lián)電容電源電壓端子之間相互并聯(lián)連接而成，其中，上述第1電容組包括電容值根據(jù)第1控制信號(hào)組而大小變化、進(jìn)行了并聯(lián)連接的可變電容；上述第1微調(diào)電容的電容值根據(jù)第2控制信號(hào)而發(fā)生變化；以及串聯(lián)電容，由第2電容組和第2微調(diào)電容在上述第1串聯(lián)電容電源電壓端子與上述第2串聯(lián)電容電源電壓端子之間相互串聯(lián)連接而成，其中，上述第2電容組包括電容值根據(jù)第3控制信號(hào)組而大小變化、進(jìn)行了并聯(lián)連接的可變電容；上述第2微調(diào)電容的電容值根據(jù)上述第2控制信號(hào)而發(fā)生變化。
19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的信息設(shè)備，其特征在于上述并聯(lián)電容這樣構(gòu)成，即隨著上述第1電容組的電容值變大，上述第1微調(diào)電容的電容值占作為上述并聯(lián)電容和上述串聯(lián)電容的電容值的合計(jì)的總電容的比率降低，上述總電容對(duì)上述第2控制信號(hào)的變化率減少；上述串聯(lián)電容這樣構(gòu)成，即隨著上述第2電容組的電容值變大，上述第2微調(diào)電容占上述總電容的比率增大，上述總電容對(duì)上述第2控制信號(hào)的變化率增大。
20.根據(jù)權(quán)利要求18所述的信息設(shè)備，其特征在于上述振蕩器、上述低噪聲放大器、上述調(diào)制器、以及上述正交調(diào)制器一并形成在單一的半導(dǎo)體元件上。
21.一種壓控振蕩器，其特征在于包括諧振增益生成電路，生成進(jìn)行振蕩所需要的增益；諧振電路，能夠根據(jù)第1頻率控制信號(hào)組，使諧振頻率發(fā)生變化，上述增益生成電路，包括負(fù)電導(dǎo)生成電路，生成作為對(duì)交流電壓的負(fù)電流增益的負(fù)電導(dǎo)；K個(gè)端子，用于根據(jù)負(fù)電導(dǎo)控制信號(hào)組來(lái)控制上述生成的負(fù)電導(dǎo)，其中K為正整數(shù)。
22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的壓控振蕩器，其特征在于上述第1頻率控制信號(hào)組，包括第2頻率控制信號(hào)組，用于使上述諧振電路的諧振頻率連續(xù)地發(fā)生變化；第3頻率控制信號(hào)組，用于使上述諧振電路的諧振頻率梯段地發(fā)生變化。
23.根據(jù)權(quán)利要求22所述的壓控振蕩器，其特征在于上述諧振電路，為由電感器和電容構(gòu)成的LC諧振電路，根據(jù)上述第2頻率控制信號(hào)組，使上述電感器的電感、上述電容的電容值、或者上述兩者連續(xù)地發(fā)生變化；根據(jù)上述第3頻率控制信號(hào)組，使上述電感器的電感、上述電容的電容值、或者上述兩者梯段地發(fā)生變化。
24.根據(jù)權(quán)利要求23所述的壓控振蕩器，其特征在于輸入到上述負(fù)電導(dǎo)控制信號(hào)組的控制信號(hào)，為通過(guò)了被輸入上述第3頻率控制信號(hào)組的一部分或者全部的信號(hào)處理電路的控制信號(hào)；上述控制信號(hào)，依照頻率的階段性的變化來(lái)控制上述負(fù)電導(dǎo)生成電路生成的負(fù)電導(dǎo)。
25.根據(jù)權(quán)利要求24所述的壓控振蕩器，其特征在于上述負(fù)電導(dǎo)生成電路，包括第1負(fù)電導(dǎo)生成部，具有第1PMOS晶體管和第2PMOS晶體管；第2負(fù)電導(dǎo)生成部，具有第1NPN晶體管和第2NPN晶體管；以及電流源電路，上述第1PMOS晶體管和上述第2PMOS晶體管，其源極電極被共用并與第1電壓端子連接，上述第1PMOS晶體管的漏極電極與上述第2PMOS晶體管的柵極電極連接，上述第2PMOS晶體管的漏極電極與上述第1PMOS晶體管的柵極電極連接，上述第1NPN晶體管和上述第2NPN晶體管的射極電極被共用，且該射極電極經(jīng)由上述電流源電路與第2電壓端子連接，上述第1NPN晶體管的集電極電極，經(jīng)由第1電容耦合用電容與上述第2NPN晶體管的基極電極連接，上述第2NPN晶體管的集電極電極，經(jīng)由第2電容耦合用電容與上述第1NPN晶體管的基極電極連接，上述第1PMOS晶體管的漏極電極，與上述第1NPN晶體管的集電極電極連接，并且與上述諧振電路的第1電極連接，上述第2PMOS晶體管的漏極電極，與上述第2NPN晶體管的集電極電極連接，并且與上述諧振電路的第2電極連接，通過(guò)輸入到上述負(fù)電導(dǎo)控制信號(hào)組的控制信號(hào)，控制上述第1負(fù)電導(dǎo)生成部生成的負(fù)電導(dǎo)。
26.根據(jù)權(quán)利要求25所述的壓控振蕩器，其特征在于上述第1負(fù)電導(dǎo)生成部，K個(gè)第1負(fù)電導(dǎo)控制用PMOS晶體管連接在上述第1PMOS晶體管的漏極電極與源極電極之間，其中K為正整數(shù)，第1開(kāi)關(guān)連接在上述K個(gè)第1負(fù)電導(dǎo)控制用PMOS晶體管的柵極電極與漏極電極之間，第2開(kāi)關(guān)連接在上述K個(gè)第1負(fù)電導(dǎo)控制用PMOS晶體管的柵極電極與源極電極之間，K個(gè)第2負(fù)電導(dǎo)控制用PMOS晶體管連接在上述第2PMOS晶體管的漏極電極與源極電極之間，其中K為正整數(shù)，第3開(kāi)關(guān)連接在上述K個(gè)第2負(fù)電導(dǎo)控制用PMOS晶體管的柵極電極與漏極電極之間，第4開(kāi)關(guān)連接在上述K個(gè)第2負(fù)電導(dǎo)控制用PMOS晶體管的柵極電極與源極電極之間，上述第1至第4開(kāi)關(guān)根據(jù)上述負(fù)電導(dǎo)控制信號(hào)組進(jìn)行開(kāi)和關(guān)。
27.根據(jù)權(quán)利要求26所述的壓控振蕩器，其特征在于上述第1至第4開(kāi)關(guān)根據(jù)PMOS晶體管構(gòu)成。
28.根據(jù)權(quán)利要求25所述的壓控振蕩器，其特征在于上述第1負(fù)電導(dǎo)生成部，K個(gè)由第1負(fù)電導(dǎo)控制用二極管和第5開(kāi)關(guān)構(gòu)成的串聯(lián)電路并聯(lián)連接在上述第1PMOS晶體管的漏極電極與源極電極之間，其中K為正整數(shù)，K個(gè)由第2負(fù)電導(dǎo)控制用二極管和第6開(kāi)關(guān)構(gòu)成的串聯(lián)電路并聯(lián)連接在上述第2PMOS晶體管的漏極電極與源極電極之間，其中K為正整數(shù)，上述第5開(kāi)關(guān)和上述第6開(kāi)關(guān)根據(jù)上述負(fù)電導(dǎo)控制信號(hào)組進(jìn)行開(kāi)和關(guān)。
29.根據(jù)權(quán)利要求25所述的壓控振蕩器，其特征在于上述第1負(fù)電導(dǎo)生成部，K個(gè)由第1負(fù)電導(dǎo)控制用電阻和第7開(kāi)關(guān)構(gòu)成的串聯(lián)電路并聯(lián)連接在上述第1PMOS晶體管的漏極電極與源極電極之間，其中K為正整數(shù)，K個(gè)由第2負(fù)電導(dǎo)控制用電阻和第8開(kāi)關(guān)構(gòu)成的串聯(lián)電路并聯(lián)連接在上述第2PMOS晶體管的漏極電極與源極電極之間，其中K為正整數(shù)，上述第7開(kāi)關(guān)和上述第8開(kāi)關(guān)通過(guò)上述負(fù)電導(dǎo)控制信號(hào)組進(jìn)行開(kāi)和關(guān)。
30.一種壓控振蕩器，其特征在于包括諧振增益生成電路，生成進(jìn)行振蕩所需要的增益；諧振電路，能夠根據(jù)第4頻率控制信號(hào)組，使諧振頻率發(fā)生變化；以及阻抗控制電路，具有阻抗控制端子組，其輸出端子與上述諧振電路連接，根據(jù)輸入到上述阻抗控制端子組的阻抗控制信號(hào)組，控制上述諧振電路的阻抗。
31.根據(jù)權(quán)利要求30所述的壓控振蕩器，其特征在于上述第4頻率控制信號(hào)組，包括第5頻率控制信號(hào)組，用于使上述諧振電路的諧振頻率連續(xù)地發(fā)生變化；第6頻率控制信號(hào)組，用于使上述諧振電路的諧振頻率梯段地發(fā)生變化。
32.根據(jù)權(quán)利要求31所述的壓控振蕩器，其特征在于上述諧振電路，為由電感器和電容構(gòu)成的LC諧振電路，根據(jù)上述第5頻率控制信號(hào)組，使上述電感器的電感、上述電容的電容值、或者上述兩者連續(xù)地發(fā)生變化；根據(jù)上述第6頻率控制信號(hào)組，使上述電感器的電感、上述電容的電容值、或者上述兩者梯段地發(fā)生變化。
33.根據(jù)權(quán)利要求31所述的壓控振蕩器，其特征在于上述阻抗控制信號(hào)組，為通過(guò)了被輸入上述第6頻率控制信號(hào)組的一部分或者全部的信號(hào)處理電路的控制信號(hào)；上述阻抗控制信號(hào)組，依照頻率的階段性變化來(lái)控制上述諧振電路的阻抗。
34.根據(jù)權(quán)利要求32所述的壓控振蕩器，其特征在于上述負(fù)電導(dǎo)生成電路，包括第3負(fù)電導(dǎo)生成部，具有第3PMOS晶體管和第4PMOS晶體管；第4負(fù)電導(dǎo)生成部，具有第3NPN晶體管和第4NPN晶體管；以及電流源電路，上述第3PMOS晶體管和上述第4PMOS晶體管，其源極電極被共用并與第1電壓端子連接，上述第3PMOS晶體管的漏極電極與上述第4PMOS晶體管的柵極電極連接，上述第4PMOS晶體管的漏極電極與上述第3PMOS晶體管的柵極電極連接，上述第3NPN晶體管和上述第4NPN晶體管的射極電極被共用，且該射極電極經(jīng)由上述電流源電路與第2電壓端子連接，上述第3NPN晶體管的集電極電極經(jīng)由第3電容耦合用電容與上述第4NPN晶體管的基極電極連接，上述第4NPN晶體管的集電極電極經(jīng)由第4電容耦合用電容與上述第3NPN晶體管的基極電極連接，上述第3PMOS晶體管的漏極電極，與上述第3NPN晶體管的集電極電極連接，并且與上述諧振電路的第3電極連接，上述第4PMOS晶體管的漏極電極，與上述第4NPN晶體管的集電極電極連接，并且與上述諧振電路的第4電極連接。
35.根據(jù)權(quán)利要求34所述的壓控振蕩器，其特征在于上述阻抗控制電路，包括K個(gè)阻抗控制用PMOS晶體管，上述K個(gè)阻抗控制用PMOS晶體管的源極電極被共用并與第1電壓端子連接，漏極電極被共用并與上述諧振電路的第5電極連接，其中K為正整數(shù)，第9開(kāi)關(guān)連接在上述K個(gè)阻抗控制用PMOS晶體管的每一個(gè)的柵極電極與漏極電極之間，第10開(kāi)關(guān)連接在上述K個(gè)阻抗控制用PMOS晶體管的每一個(gè)的柵極電極與源極電極之間，上述第9開(kāi)關(guān)和上述第10開(kāi)關(guān)，根據(jù)上述阻抗控制信號(hào)組進(jìn)行開(kāi)和關(guān)。
36.根據(jù)權(quán)利要求35所述的壓控振蕩器，其特征在于上述第9開(kāi)關(guān)和上述第10開(kāi)關(guān)由PMOS晶體管構(gòu)成。
37.根據(jù)權(quán)利要求34所述的壓控振蕩器，其特征在于上述阻抗控制電路，K個(gè)由第1阻抗控制用二極管和第11開(kāi)關(guān)構(gòu)成的串聯(lián)電路進(jìn)行了并聯(lián)連接，其中K為正整數(shù)，上述第11開(kāi)關(guān)根據(jù)上述阻抗控制信號(hào)組進(jìn)行開(kāi)和關(guān)。
38.根據(jù)權(quán)利要求34所述的壓控振蕩器，其特征在于上述阻抗控制電路，K個(gè)由第1阻抗控制用電阻和第12開(kāi)關(guān)構(gòu)成的串聯(lián)電路進(jìn)行了并聯(lián)連接，其中K為正整數(shù)，上述第12開(kāi)關(guān)根據(jù)上述阻抗控制信號(hào)組進(jìn)行開(kāi)和關(guān)。
39.一種信息設(shè)備，其特征在于包括低噪聲放大器，對(duì)由天線接收到的接收信號(hào)進(jìn)行放大；混頻器，對(duì)上述低噪聲放大器的輸出信號(hào)的頻率進(jìn)行轉(zhuǎn)換；振蕩器，生成用于進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換的局部振蕩信號(hào)，輸出至上述混頻器；解調(diào)電路，從上述混頻器的輸出信號(hào)取出接收的基帶信號(hào)；調(diào)制電路，對(duì)發(fā)送的基帶信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，輸出相互正交的2個(gè)信號(hào)；正交調(diào)制器，使用上述調(diào)制電路輸出的正交的2個(gè)信號(hào)和上述振蕩器輸出的上述局部振蕩信號(hào)，輸出正交調(diào)制信號(hào)；功率放大器，對(duì)上述正交調(diào)制信號(hào)進(jìn)行放大；以及開(kāi)關(guān)，在接收時(shí)將來(lái)自上述天線的上述接收信號(hào)提供給上述低噪聲放大器，在發(fā)送時(shí)將上述功率放大器輸出的上述正交調(diào)制信號(hào)提供給上述天線，上述振蕩器，包括諧振增益生成電路，生成進(jìn)行振蕩所需要的增益；諧振電路，能夠根據(jù)頻率控制信號(hào)組，使諧振頻率發(fā)生變化；以及阻抗控制電路，具有阻抗控制端子組，其輸出端子與上述諧振電路連接，根據(jù)輸入到上述阻抗控制端子組的阻抗控制信號(hào)組，控制上述諧振電路的阻抗。
40.根據(jù)權(quán)利要求39所述的信息設(shè)備，其特征在于包括上述低噪聲放大器、上述混頻器、上述振蕩器、上述解調(diào)電路、上述調(diào)制電路、以及上述正交調(diào)制器的收發(fā)電路，構(gòu)成為半導(dǎo)體器件。
全文摘要
本發(fā)明提供一種用于頻率轉(zhuǎn)換增益的變動(dòng)少的振蕩器的LC諧振電路、使用了該LC諧振電路的振蕩器、以及信息設(shè)備。振蕩器的LC諧振電路，包括電感器(L1)、具有第1微調(diào)電容和第1電容組的并聯(lián)電容、以及具有第2微調(diào)電容和第2電容組的串聯(lián)電容。振蕩器的頻率轉(zhuǎn)換增益，為基于隨著第1電容組的電容值變大而降低的第1微調(diào)電容的頻率轉(zhuǎn)換增益，與基于隨著第2電容組的電容值變大而增大的第2微調(diào)電容的頻率轉(zhuǎn)換增益之和。
文檔編號(hào)H03L7/00GK1964183SQ200610144470
公開(kāi)日2007年5月16日 申請(qǐng)日期2006年11月8日 優(yōu)先權(quán)日2005年11月9日
發(fā)明者中村寶弘, 增田徹, 北村智滿, 林范雄, 森博志 申請(qǐng)人:株式會(huì)社瑞薩科技