專利名稱：可變增益放大裝置和無線電通信裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及有增益控制功能的可變增益放大裝置和無線電通信裝置。
背景技術：
無線電系統(tǒng)中接收設備，典型的蜂窩電話，其前級放大電路假如接收非常微弱的信號，則需要低噪聲和高增益特性；假如接收強大信號則前置放大器需要低失真和低增益特性。
尤其是，在現(xiàn)行的移動通信中，因為電場強度在接收期間依賴于基站和移動站之間距離而發(fā)生顯著的變化，所以接收裝置需要一個大的動態(tài)范圍，從而接收設備的前置放大電路需要具有增益控制功能。
圖21顯示一個蜂窩電話終端主要部分的電路結構，其中使用了帶有此增益控制功能的傳統(tǒng)可變增益放大裝置。圖21的蜂窩電話終端用于使用調制系統(tǒng)例如QPSK(正交相移鍵控)的數(shù)字無線通信中。
在圖21中，蜂窩電話終端包含一付天線1、一個天線轉換開關2、一個發(fā)射電路部分3、一個可變增益放大裝置4、一個混合器7、一個濾波器8、混合器9、10、一個本地振蕩器11和一個移相器12。可變增益放大裝置4、混合器7、濾波器8、混合器9、10、本地振蕩器11和移相器12組成一個接收電路部分?；旌掀?、10、本地振蕩器11和移相器12組成一個正交解調器。
天線1發(fā)送一個作為發(fā)送波的發(fā)送信號，并接收一個作為接收信號的接收波。天線轉換開關2引導發(fā)送信號從發(fā)射電路3輸出到天線1，并引導天線1接收的接收波到可變增益放大裝置4?？勺冊鲆娣糯笱b置4是一個放大接收信號的電路，作為接收電路部分的前置放大器?；旌掀?是一個電路，其它將來自振蕩器(未示出)的輸入信號與由可變增益放大裝置4放大的接收信號組合，從而把放大信號轉變成一個中頻信號。濾波器8是一個削弱轉變成中頻信號的信號中的不需要頻率成分的電路。混合器10是一個將從濾波器8輸出的信號和從本地振蕩器11輸入的信號一起組合，從而解調基帶I信號的電路?；旌掀?是一個將從濾波器8輸出的信號和一個被移相器12相移90度的信號一起組合，從而解調基帶Q信號的電路。移相器12是一個把由本地振蕩器振蕩的信號相位移相90度的電路。
可變增益放大裝置4包含一個放大器5和一個開關單元6。
現(xiàn)描述此傳統(tǒng)蜂窩電話終端的運行。
天線1接收的接收信號被可變增益放大裝置4經(jīng)天線轉換開關2放大?；旌掀?把可變增益放大裝置4放大的接收信號變換成中頻信號，濾波器8削減此已變換的中頻信號的不需要頻率成分。
另一方面，來自本地振蕩器11的信號被輸出到混合器10和移相器12?；旌掀?0將來自濾波器8輸出信號和從本地振蕩器11輸入的信號一起組合，從而解調基帶I信號。
移相器12將來自本地振蕩器11的信號進行90度相移，并將此信號輸出到混合器9，混合器9將來自濾波器8的輸出信號和來自移相器12的信號一起組合，從而解調基帶Q信號。
已解調的基帶I信號和基帶Q信號被輸入到基帶部分(未顯示)，在此他們被存儲成數(shù)字語音數(shù)據(jù)。
假如蜂窩電話終端存在于基站的封閉區(qū)域等等，則天線1接收的接收信號振幅是大的。在這種情況，一個大接收信號被輸入到可變增益放大裝置4。在這種情況，停止對用于使放大電路5工作的可變增益放大裝置4的電源電壓的供給，且控制開關單元6以使其啟用。從而，從天線轉換開關2輸入的大接收信號通過開關單元6，沒有被放大器5放大，輸出到混合器7。那就是，可變增益放大裝置4運行在一個低增益模式。這樣，當接收信號振幅大時，可變增益放大裝置4運行在一個低增益模式。
另一方面，假如蜂窩電話終端存在于離基站有很大的距離等等，則天線1接收的接收信號強度非常低。在這種情況，一個非常微弱信號輸入到可變增益放大裝置4。在這種情況，提供給可變增益放大裝置4電源電壓來運行放大電路5，且控制開關單元6以使它禁用。從而，從天線轉換開關2輸入的非常微弱接收信號被放大器5放大且不通過開關單元6，并隨后輸出到混合器7。那就是，可變增益放大裝置4運行在一個高增益模式。這樣，當接收信號強度非常低時，可變增益放大裝置5運行在高增益模式。
這樣，當接收信號振幅大時，可變增益放大裝置4運行在低增益模式，當接收信號強度非常低時，運行在高增益模式，從而可變增益放大裝置4可以擁有一個寬的動態(tài)范圍。
然而，發(fā)明者發(fā)現(xiàn)當可變增益放大裝置4運行在低增益模式時，通過可變增益放大裝置4的接收信號的相移數(shù)量不同于當可變增益放大裝置4運行在高增益模式時，通過可變增益放大裝置4接收信號的相移數(shù)量。
因此，當可變增益放大裝置4從低增益模式切換到高增益模式，或從高增益模式切換到低增益模式時，從可變增益放大裝置4輸出信號的相位以不連續(xù)方式被偏移，從而導致不可能在由混合器9、混合器10、本地振蕩器11和移相器12組成的正交解調器中提供同步。因此，基帶I信號和基帶Q信號不能在正交解調器中被正常解調，直到能提供同步為止。
所述情況將更具體地描述。首先，描述正交解調器正常解調基帶I信號和基帶Q信號的情況。
假設輸入到正交調制器的信號用式1表達。
S(t)＝I(t)·cosωt+Q(t)sinωt其中I(t)表示取+1或-1值的數(shù)字信號，Q(t)表示取+1或-1值的數(shù)字信號。
在這種情況，本地振蕩器11可以被輸入到正交調制器的信號S(t)同步，從而本地振蕩器11輸出一個振蕩在cosωt的信號到混合器10。從而，在混合器10中，從本地振蕩器信號1輸出的信號和輸入到正交解調器的信號一起組合，這樣從混合器10輸出信號由下面的式2表達。
S(t)·cosωt＝I(t)·(1/2)·(cos2ωt+1)+Q(t)·(1/2)·sin2ωt此輸出信號通過低通濾波器(在圖21中未顯示)，由下式3表示的基帶I信號被解調。
(1/2)·I(t)另一方面，從本地振蕩器11輸出信號cosωt輸入到移相器12，且移相器12把該相位移相90度，從而輸出信號sinωt到混合器9。在混合器9中，從移相器12輸出的信號和輸入到正交解調器的信號一起組合，這樣從混合器9輸出信號由下式4表達。
S(t)·sinωt＝I(t)·(1/2)·sin2ωt+Q(t)·(1/2)·(1-cos2ωt)輸出信號通過低通濾波器(在圖21中未顯示)，由下式5表示的基帶Q信號被解調。
(1/2)·Q(t)這樣，在這種情況，從正交解調器輸入信號S(t)可以被本地振蕩器11振蕩的信號同步，基帶I信號和基帶Q信號可被正交解調器正常地解調。
由式3和5表示的已解調的基帶I信號和基帶Q信號值的例子，分別示于在圖22(A)中。那就是，在圖22(B)中，I(t)和Q(t)的值彼此一樣，隨著時間變化從+1到-1到+1…。圖22(B)顯示一個曲線，對于給定值I(t)和Q(t)基帶I信號在水平軸，基帶Q信號在垂直軸。在圖22(A)中顯示一對基帶I信號和基帶Q信號被繪制在圖22(B)中的第一和第三象限。當直線沿著繪制點描繪時，線關于水平軸傾斜45度角。
這里，假設天線1接收的接收信號振幅改變，結果可變增益放大裝置4從低增益模式切換到高增益模式，或從高增益模式切換到低增益模式。在這種情況，如上所述，當可變增益放大裝置4運行在低增益模式時，通過可變增益放大裝置4接收信號的相移量不同于當可變增益放大裝置4運行在高增益模式時，通過可變增益放大裝置4接收信號的相移數(shù)量。從而，輸入信號S(t)的相位對正交解調器來說被移相。
這樣，輸入信號S(t)到正交調制器，由下式6表達。
S(t)＝I(t)·cos(ωt+)+Q(t)·sin(ωt+)其中I(t)表示取+1或-1值的數(shù)字信號，Q(t)表示取+1或-1值的數(shù)字信號。
在這種情況，本地振蕩器11輸出一個振蕩在cosωt的信號到混合器10。從而，在混合器10中，從本地振蕩器信號1輸出的信號和輸入到正交解調器的信號一起組合，這樣從混合器10輸出信號由下式7表達。
S(t)·cosωt＝I(t)·(1/2)·(cos+cos2ωt)+Q(t)·(1/2)·(-sin+sin2ωt)此輸出信號通過低通濾波器(在圖21中未顯示)，由下式8表示的基帶I信號被解調。
(1/2)·(I(t)·cos-Q(t)·sin)另一方面，從本地振蕩器11輸出信號cosωt輸入到移相器12，且其相位被移相器12進行90度相移，從而輸出信號sinωt到混合器9。在混合器9中，從移相器12輸出的信號和輸入到正交解調器的信號一起組合，這樣從混合器9輸出信號由下式9表達。
S(t)·sinωt＝I(t)·(1/2)·(sin+sin2ωt)+Q(t)·(1/2)·(cos-cos2ωt)此輸出信號通過低通濾波器(在圖21中未顯示)，由下式10表示的基帶Q信號被解調。
(1/2)·(I(t)·sin+Q(t)·cos)這樣，當可變增益放大裝置4的模式被切換時，其結果輸入到正交調制的信號S(t)的相位被移相，已解調的基帶I信號和基帶Q信號被改變成如圖23所示那樣。即圖22(A)所示情況改變?yōu)閳D23(A)所示情況，且在圖22(B)顯示的相關曲線改變?yōu)槿鐖D23(B)。特別是，圖23(A)顯示的一對基帶I信號和基帶Q信號繪制在圖23(B)的第一和第三象限，但當沿直線沿著繪制點描繪時，該直線關于水平軸傾斜45度角。
這樣，倘若一對已解調的基帶I信號和基帶Q信號值在圖22(A)中用(1，1)表示，當可變增益放大裝置4的模式被切換時，這對值可能被移位到第二象限。在某些情況，這對值可能被移位到第三象限。
這樣，當可變增益放大裝置4的模式被切換時，基帶I信號和基帶Q信號可以被正常解調，直到可變增益放大裝置4的模式被切換后，本地振蕩器11被輸入到正交解調器的信號同步，從而，語音數(shù)據(jù)信號可以被正常存儲，其可以導致蜂窩電話終端的接收語音斷開和噪音的產(chǎn)生。
換句話說，當可變增益放大裝置的增益被切換時，存在諸如從可變增益放大裝置4輸出信號的相位以不連續(xù)方式被移相這種問題。

發(fā)明內容
考慮到這個問題，本發(fā)明的目的是提供一種可變增益放大裝置和無線電通信裝置。此種可變增益放大裝置能夠充分減少從可變增益放大裝置輸出的相位被以不連續(xù)方式被移相的情況，即使在可變增益放大裝置的增益被切換時。
本發(fā)明的第一方面是一種可變增益放大裝置，包含一個放大器；一個或多個與所述放大器并聯(lián)的第一開關單元；和一個與所述第一開關單元串聯(lián)的移相器；其中，所述移相器包括使用多個無源單元的多級電路，每個所述無源單元具有從輸入端向輸出端的單調增加或單調減少的阻抗；假如輸入信號或輸出信號電平高于預設電平，則所述第一開關單元啟用；假如所述輸入信號或輸出信號電平等于或低于所述預設電平，則所述第一開關單元禁用；當所述第一開關單元啟用時，所述放大器不運行，當所述第一開關單元禁用時，所述放大器運行；且當所述輸入信號通過所述放大器時的相移量基本上等于當所述輸入信號通過所述第一開關單元和所述移相器時的相移量。
本發(fā)明的第二方面是根據(jù)第一方面所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述第一開關單元包含一個或多個第三開關單元和一個或多個第四開關單元；所述第三開關單元的一端與所述放大器的輸入連接；所述第三開關單元的另一端與所述移相器的一端連接；所述移相器的另一端與所述第四開關單元的一端連接，且所述第四開關單元的另一端與所述放大器的輸出連接。
本發(fā)明的第三方面是一種可變增益放大裝置，包含一個放大器；一個或多個與所述放大器并聯(lián)的開關單元；和一個與所述放大器串聯(lián)的移相器；
其中，所述移相器包括使用多個無源單元的多級電路，每個所述無源單元具有從輸入端向輸出端的單調增加或單調減少的阻抗；假如輸入信號或輸出信號電平高于預設電平，則所述開關單元啟用，假如輸入信號或輸出信號電平等于或低于所述預設電平，則所述開關單元禁用；當所述開關單元啟用時，所述放大器不運行，當所述開關單元禁用時，所述放大器運行；且當所述輸入信號通過所述放大器時的相移量基本上等于當所述輸入信號通過所述第一開關單元和移相器時的相移量。
本發(fā)明的第四方面是根據(jù)第一到第三方面任一所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述移相器包含一個或多個串聯(lián)電容器和一個或多個并聯(lián)電阻器。
本發(fā)明的第五方面是根據(jù)第一到第三方面任一所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述移相器包含一個或多個串聯(lián)的電阻器和一個或多個并聯(lián)電容器。
本發(fā)明的第六方面是根據(jù)第一到第三方面任一所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述移相器包含一個或多個帶狀傳輸線，所述帶狀傳輸線連接得使特征阻抗單調增加或單調減少。
本發(fā)明的第七方面是根據(jù)第一到第三方面任一所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述移相器包含一個或多個并行雙線傳輸線，所述并行雙線傳輸線連接得使特征阻抗單調增加或單調減少。
本發(fā)明的第八方面是根據(jù)第一到第三方面任一所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述移相器包含一個或多個串聯(lián)的電容器和一個或多個并聯(lián)電感器。
本發(fā)明的第九方面是根據(jù)第一到第三方面任一所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述移相器包含一個或多個串聯(lián)的電感器和一個或多個并聯(lián)電容器。
本發(fā)明的第十方面是根據(jù)第一到第三方面任一所述的可變增益放大裝置，其特征在于，通過電阻器或電感器，所述開關單元的一端或兩端都接地。
本發(fā)明的第十一方面是一種無線電通信裝置，包含根據(jù)第一到第三方面任一所述的可變增益放大裝置，并使用相位調制信號作為發(fā)送/接收信號。
本發(fā)明的第十二方面是一種無線電通信裝置，包含根據(jù)第一到第三方面任一所述的可變增益放大裝置；一個電平檢測電路用于檢測所述可變增益放大裝置后部中的接收信號電平；和一個控制電路用于切換所述可變增益放大裝置的增益；其中假如所述電平檢測電路檢測到的電平高于預設電平，則所述可變增益放大裝置被切換到一個低增益狀態(tài)；和假如所述電平檢測電路檢測到的電平等于或低于預設電平，則所述可變增益放大裝置被切換到一個高增益狀態(tài)。
本發(fā)明的第十三方面是一種無線電通信裝置，包含根據(jù)第一到第三方面任一所述的可變增益放大裝置；一個信道選擇濾波器；一個第一電平檢測電路用于檢測信道選擇濾波器前級中的接收信號電平；一個第二電平檢測電路用于檢測信道選擇濾波器后級中的接收信號電平；和一個控制電路用于切換所述可變增益放大裝置的增益；其中所述可變增益放大裝置的輸出輸入到所述信道選擇濾波器；假如所述第二電平檢測電路檢測到的電平高于第一預設電平，則所述可變增益放大裝置被切換到一個低增益狀態(tài)；和假如所述第二電平檢測電路檢測到的電平等于或低于所述第一預設電平，且所述第一電平檢測電路檢測到的電平等于或低于第二預設電平，則所述可變增益放大裝置被切換到一個高增益低電流狀態(tài)且假如所述第二電平檢測電路檢測到的電平等于或低于所述第一預設電平，且所述第一電平檢測電路檢測到的電平等于或低于所述第二預設電平，則所述可變增益放大裝置被切換到一個高增益高電流狀態(tài)。


圖1顯示本發(fā)明第一實施例中可變增益放大裝置的結構。
圖2顯示本發(fā)明第一實施例中可變增益放大裝置的另一種結構。
圖3顯示本發(fā)明第一實施例中可變增益放大裝置的另外一種結構。
圖4顯示本發(fā)明第二實施例中可變增益放大裝置的一種結構。
圖5顯示本發(fā)明第二實施例中可變增益放大裝置的另一種結構。
圖6顯示本發(fā)明第三實施例中可變增益放大裝置的電路圖。
圖7顯示本發(fā)明第三實施例中具有平衡電路的可變增益放大裝置的電路圖。
圖8顯示本發(fā)明第三實施例中另一種結構的可變增益放大裝置的電路圖。
圖9顯示本發(fā)明第三實施例中另一種結構的可變增益放大裝置的電路圖。
圖10顯示本發(fā)明第三實施例中另外一種結構的可變增益放大裝置的電路圖。
圖11顯示了高頻開關單元的剖視結構的示意圖，此高頻開關單元用于本發(fā)明第三實施例中可變增益放大裝置中。
圖12顯示本發(fā)明第四實施例中使用帶狀傳輸線的可變增益放大裝置的電路圖。
圖13顯示本發(fā)明第四實施例中使用帶狀傳輸線的另一種結構的可變增益放大裝置的電路圖。
圖14顯示本發(fā)明第五實施例中使用并行雙線的可變增益放大裝置的電路圖。
圖15顯示本發(fā)明第五實施例中使用并行雙線的另一種結構的可變增益放大裝置的電路圖。
圖16顯示本發(fā)明第六實施例中可變增益放大裝置的電路圖。
圖17顯示本發(fā)明第六實施例中通過平衡電路構成的可變增益放大裝置的電路圖。
圖18顯示本發(fā)明第六實施例中另一結構的可變增益放大裝置的電路圖。
圖19顯示本發(fā)明第六實施例中另外一種結構的可變增益放大裝置的電路圖。
圖20顯示本發(fā)明第六實施例中另外一種結構的可變增益放大裝置的電路圖。
圖21顯示使用可變增益放大裝置的蜂窩電話終端的結構。
圖22(A)顯示當信號同步時，通過正交解調器解調的基帶I信號和基帶Q信號對值的曲線。
圖22(B)顯示當信號同步時，通過正交解調器解調的基帶I信號和基帶Q信號對值的信號波形。
圖23(A)顯示當信號不同步時，通過正交解調器解調的基帶I信號和基帶Q信號對值的曲線。
圖23(B)顯示當信號不同步時，通過正交解調器解調的基帶I信號和基帶Q信號對值的信號波形。
圖24是微帶狀傳輸線的方塊圖。
圖25(A)顯示本發(fā)明第一實施例中另一種結構的可變增益放大裝置的結構。
圖25(B)顯示本發(fā)明第一實施例中另一種結構的可變增益放大裝置的結構。
圖26顯示本發(fā)明第四實施例中另一種結構的可變增益放大裝置的電路圖。
圖27顯示本發(fā)明第七實施例中無線電通信裝置的方塊圖。
圖28顯示本發(fā)明第七實施例中無線電通信裝置結構的方塊圖。
圖29顯示本發(fā)明第七實施例中無線電通信裝置結構的方塊圖。
圖30顯示本發(fā)明第七實施例中無線電通信裝置結構的方塊圖。
符號描述13放大器14開關單元15移相器16輸入終端17輸出終端18可變增益放大裝置19可變增益放大裝置20開關單元21可變增益放大裝置22反饋電路23開關單元24可變增益放大裝置25可變增益放大裝置30可變增益放大裝置
31開關單元電源供應終端32可變增益放大裝置33可變增益放大裝置34可變增益放大裝置35可變增益放大裝置36可變增益放大裝置37可變增益放大裝置101、101a、101b晶體管102、102a、102b晶體管103、103a、103b電感器104、104a、104b電阻器105、105a、105b負反饋側電容器106 旁路電容器107 偏置電源電路108 偏置電源電路111、112、113電阻器114、114a、114b、115、115a、115b、116、116a、116b電容器121、121a、121b、122、122a、122b、123、123a、123b開關單元124、124a、124b反相器131、131a、131b輸入側電容器132、132a、132b扼流圈133、133a、133b輸出側電容器311、312、313電阻器314、315、316電容器411、412、413電容器414、415、416電阻器511、512、513電容器514、515、516電阻器601 半導體基底602 n-型井603 p-型井
604 柵極絕緣薄膜605 柵極電極606 漏極層607 源極層608 溝道部分609 溝道部分610、611、612電阻器P3 電壓控制終端P10輸入節(jié)點P20輸出節(jié)點711、712、713帶狀傳輸線811、812、813帶狀傳輸線911a、911b 傳輸線912a、912b 傳輸線913a、913b 傳輸線1011a、1011b 傳輸線1012a、1012b 傳輸線1013a、1013b 傳輸線具體實施方式
接下來本發(fā)明的實施例將參照附圖描述。
(第一實施例)首先描述第一實施例。
圖1顯示了此實施例的可變增益放大裝置18。例如，可變增益放大裝置18作為如圖21中的蜂窩電話終端的可變增益放大裝置4那樣使用。
可變增益放大裝置18包含一個放大器13、一個開關單元14和一個移相器15。
放大器13的輸入與輸入終端16連接，它的輸出與輸出終端17連接。開關單元14的一端與放大器13的輸入連接，另一端與移相器15的一端連接。移相器15的另一端與放大器13的輸出連接。輸入終端16是一個終端，向其輸入從圖21中天線轉換開關2的前級輸出的接收信號；輸出終端17是一個終端，用于輸出在可變增益放大裝置18中放大的信號到圖21的混合器7和類似的混合器的后級。
這樣，此實施例的可變增益放大裝置18有這樣一種結構，即開關單元14與放大器13并聯(lián)，移相器15與開關單元14串聯(lián)。
現(xiàn)在描述此實施例的運行。
此實施例的可變增益放大裝置18依照控制電路(未顯示)的控制運行?；谠谔炀€1接收的接收信號電平，控制電路控制可變增益放大裝置18的運行。
這就是，執(zhí)行控制以使假如輸入信號電平高于預設電平時開關單元14啟用，假如輸入信號電平等于或低于預設電平時開關單元14禁用。
同樣，執(zhí)行控制以使當開關單元14啟用時，放大器13不運行，當開關單元14禁用時，放大器13運行。例如，通過當放大器13將被運行時，提供運行放大器13的電源電壓，當放大器13的運行將被終止時，終止提供運行放大器13的電源電壓來執(zhí)行控制。
從而，假如接收信號電平高于預設電平，則可變增益放大裝置18運行在低增益模式。那就是，因為開關單元啟用和放大器13終止它的運行，所以接收信號從輸入終端16輸入，通過開關單元14和移相器15，從輸出終端17輸出。
另一方面，假如接收信號電平等于或低于預設電平，則可變增益放大裝置18運行在高增益模式。那就是，因為開關單元禁用和放大器13運行，所以接收信號從輸入終端16輸入，通過放大器13放大，并從輸出終端17輸出。
移相器15對輸入移相器15的接收信號的相位移相，以使當接收信號通過放大器時的相移量基本上等于當接收信號通過開關單元14和移相器15時的移相量。
從而，即使接收信號的信號電平改變，結果可變增益放大裝置18從高增益模式切換到低增益模式，或從低增益模式切換到高增益模式，從輸出終端17輸出的信號相位沒有以不連續(xù)方式移相。
那就是，即使可變增益放大裝置18的模式被切換，輸入圖21的正交解調器的輸入信號相位沒有以不連續(xù)方式移相，因此使防止接收語音從蜂窩電話終端的斷開和有關模式切換噪音的產(chǎn)生成為可能。因此，通過在典型蜂窩電話的無線電系統(tǒng)的接收裝置的前置放大電路中，使用此實施例的可變增益放大裝置18，可提供蜂窩電話終端和類似產(chǎn)品的高品質接收語音。
此外，在此實施例中，開關單元14與放大器13的輸入連接，移相器15與放大器13的輸出連接。但本發(fā)明不局限于此種結構。
圖2顯示的可變增益放大裝置19擁有不同于圖1顯示的結構。在可變增益放大裝置19中，開關單元14與放大器13的輸出連接，移相器15與放大器13的輸入連接。在可變增益放大裝置19中，開關單元14和移相器15與在可變增益放大裝置18中的位置彼此互換。那就是，移相器15的一端與放大器13的輸入連接，移相器15的另一端與開關單元14的一端連接，開關單元14的另一端與放大器13的輸出連接?？勺冊鲆娣糯笱b置19的使用，使獲得如上所述的相同有效程度成為可能。
圖3顯示的可變增益放大裝置21擁有不同于圖1顯示的結構。不像圖1的可變增益放大裝置18，可變增益放大裝置21包含二個開關單元。特別是，在可變增益放大裝置21中，開關單元14的一端與放大器13的輸入連接，開關單元14的另一端與移相器15連接，移相器15的另一端與開關單元20的一端連接，開關單元20的另一端與放大器13的輸出連接。
假如從輸入終端16輸入的接收信號電平高于預設電平，則開關單元14、20啟用，假如從輸入終端16輸入的接收信號電平等于或低于預設電平，則開關單元14、20禁用。如在所述實施例的情況一樣，控制運行放大器13的電源電壓，以使當開關單元14、20啟用時，放大器13不運行，當開關單元14、20禁用時，放大器13運行。
移相器15對輸入移相器15的接收信號相位移相，以使當從輸入終端16輸入的接收信號通過放大器13時的相移量基本上等于當從輸入終端16輸入的接收信號通過開關單元14、移相器15和開關單元20時的相移量。
在圖1的可變增益放大裝置18中，假如輸入到輸入終端16的接收信號電平等于或低于預設電平，開關單元14禁用，但移相器15的另一端仍然與放大器13的輸出連接。因此，由于移相器15與放大器13的輸出連接的事實，放大器13的品質或多或少地被犧牲了。
同樣，在圖2的可變增益放大裝置19中，假如輸入到輸入終端16的接收信號電平等于或低于預設電平，開關單元14禁用，但移相器15的另一端仍然與放大器13的輸入連接。因此，由于移相器15與放大器13的輸入連接的事實，放大器13的品質或多或少地被犧牲了。
另一方面，在圖3的放大器13中，假如輸入到輸入終端16的接收信號電平等于或低于預設電平，開關單元14和20都禁用，因此移相器15與放大器13的輸入和輸出斷開。因此，在圖3的可變增益放大裝置21中，除獲取此實施例的效率外，還可預防由移相器15導致的放大器13的某種降質。
圖25(A)顯示的可變增益放大裝置61擁有不同于圖1顯示的結構。不像圖1的可變增益放大裝置18，可變增益放大裝置61擁有與放大器13串聯(lián)的移相器15a。特別是，在可變增益放大裝置61中，開關單元14的一端與放大器13的輸入連接，開關單元14的另一端與移相器15a的一端連接，移相器15a的另一端與放大器13的輸出連接。移相器15a與圖1可變增益放大裝置18的移相器15不同。那就是，移相器15a對輸入移相器15a的接收信號相位移相，以使當接收信號通過放大器13和移相器15a時的相移量基本上等于當接收信號通過開關單元14時接收信號的相移數(shù)量。
移相器15a的位置和可變增益放大裝置61的放大器13的位置可以彼此交換。圖25(B)顯示了由這些位置變換而產(chǎn)生的可變增益放大裝置62?？勺冊鲆娣糯笱b置62中，移相器15a的一端與放大器13的輸入連接，移相器15a的另一端與開關單元14的一端連接。放大器13的輸出與開關單元14的另一端連接。這樣，即使移相器15a與放大器13的位置彼此交換，也可以獲得與此實施例相同的有效程度。如圖25(A)和25(B)所示，放大器13也可以與移相器15a串聯(lián)。
(第二實施例)現(xiàn)在描述第二實施例。
圖4顯示此實施例的可變增益放大裝置24。例如，可變增益放大裝置24像圖21的蜂窩電話終端的可變增益放大裝置4一樣使用。此外，與第一實施例同樣的部分使用相同的符號，在此就不再描述。
可變增益放大裝置24包含放大器13、開關單元14、移相器15、開關單元20、反饋電路22和開關單元23。
放大器13的輸入與終端16的輸入連接，其輸出與終端17的輸出連接。開關單元14一端與放大器13的輸入連接，另一端與移相器15的一端連接。移相器15的另一端與開關單元20的一端連接，開關單元20的另一端與放大器13的輸出連接。開關單元23的一端與放大器13的輸出連接，開關單元23的另一端與反饋電路22的一端連接，反饋電路22的另一端與放大器12的輸入連接。
現(xiàn)在描述此實施例的運行。
此實施例的可變增益放大裝置24依照如第一實施例情況的控制電路(未顯示)的控制運行。基于在天線1接收的接收信號電平，控制電路控制可變增益放大裝置18的運行。
這就是，執(zhí)行控制以使假如輸入信號電平高于預設電平時開關單元14和20啟用，假如輸入信號電平等于或低于預設電平時開關單元14和20禁用。
執(zhí)行控制以使當開關單元14啟用時，放大器13不運行，當開關單元14禁用時，放大器13運行。例如，通過當放大器13將被運行時，提供運行放大器13的電源電壓，當放大器13的運行將被終止時，終止提供運行放大器13的電源電壓來執(zhí)行控制。另外，當開關單元14和20啟用時，開關單元23禁用，當開關單元14和20禁用時，開關單元23啟用。
從而，假如接收信號電平高于預設電平，則可變增益放大裝置24運行在低增益模式。那就是，因為開關單元14和20啟用，放大器13終止運行且開關單元23禁用，所以接收信號從輸入終端16輸入，通過開關單元14、移相器15和開關單元20，從輸出終端17輸出。
另一方面，假如接收信號電平等于或低于預設電平，則可變增益放大裝置18運行在高增益模式。那就是，因為開關單元14和20禁用，放大器13運行且開關單元23啟用，所以接收信號從輸入終端16輸入，通過放大器13放大，從輸出終端17輸出，且對來自放大器13的某些輸出信號，通過開關單元23和反饋電路22，對放大器13的輸入應用負反饋。
移相器15移相輸入移相器15的接收信號相位，以使當接收信號通過放大器13時的相移量基本上等于當接收信號通過開關單元14、移相器15和開關單元20時的移相量。
從而，即使接收信號的信號電平改變，結果可變增益放大裝置24從高增益模式切換到低增益模式，或從低增益模式切換到高增益模式，從輸出終端17輸出的信號相位沒有以不連續(xù)方式被移。
那就是，即使可變增益放大裝置24的模式被切換，輸入圖21的正交解調器的輸入信號相位也沒有以不連續(xù)方式被移相，因此使防止了從蜂窩電話終端接收語音的斷開和有關模式切換產(chǎn)生噪音成為可能。因此，通過在典型蜂窩電話的無線電系統(tǒng)的接收裝置的前置放大電路中，使用此實施例的可變增益放大裝置24，可提供蜂窩電話終端和類似產(chǎn)品的高品質接收語音。
圖5顯示可變增益放大裝置25，是圖4中可變增益放大裝置24的開關單元23和反饋電路22的位置彼此互換。那就是，在可變增益放大裝置25中，開關單元23的一端與放大器13的輸入連接，開關單元23的另一端與反饋電路22的一端連接，反饋電路22的另一端與放大器13的輸出連接?？勺冊鲆娣糯笱b置25的使用，使獲得與此實施例相同的有效程度成為可能。
(第三實施例)現(xiàn)在描述第三實施例。
圖6是此實施例的可變增益放大裝置電路圖。
在圖6顯示的可變增益放大裝置30中，輸入終端P1與用于阻隔直流的輸入側電容器131的一端連接，輸入側電容器131的另一端與開關單元121的一端和晶體管101的基極連接。偏置電源電路107與晶體管101的基極連接，晶體管101的發(fā)射極通過用于擴大輸入動態(tài)范圍的電感103來接地，且晶體管101的集電極與晶體管102的發(fā)射極連接。晶體管102的基極與偏置電源電路108和旁路電容器106連接，所述旁路電容器接地。晶體管102的集電極與用于阻隔直流的輸出側電容器133的一端和用于阻隔直流的負反饋側電容器105的一端連接，且晶體管102的集電極也通過用于高頻截止的扼流圈與一個用于放大器Vcc的電源供應端連接。輸出側電容器133的另一端與輸出端P2連接。
負反饋側電容器105的另一端與開關單元123的一端和開關單元122的一端連接。開關單元123的另一端與用于施加負反饋的電阻器104的一端連接，且電阻器104的另一端與晶體管101的基極連接。
開關單元122的另一端與電容器116的一端連接，電容器116的另一端與接地電阻器113和電容器115的一端連接。電容器115的另一端與接地電阻器112和電容器114的一端連接。電容器114的另一端與接地電阻器111和開關單元121的另一端連接。
開關單元電源供應終端31與用于控制開關單元121和開關單元122的端頭連接。另外，開關單元電源供應端31與轉換器124的一端連接，且轉換器124的另一端與用于控制開關單元123的終端連接。
此實施例的可變增益放大裝置30相當于圖4第二實施例的可變增益放大裝置24。
特別是，輸入終端P1相當于圖4的輸入終端16，終端P2相當于圖4的輸出終端17，電阻器104相當于圖4的反饋電路22，轉換器124和開關單元123相當于圖4的開關單元23，且晶體管101和102、電容器106、電感103、偏置電源電路107和108相當于圖4的放大器13。電容器114、115和116及電阻器111、112和113相當于圖4的移相器15，開關單元121相當于圖4的開關單元14，開關單元122相當于圖4的開關單元20。
開關單元電源供應終端31是用于為改變開關單元121、122和123從啟用狀態(tài)到禁用狀態(tài)相反而提供電源電壓的終端。
偏置電源電路107是用于為晶體管101基極提供偏置電壓的電路，偏置電源電路108是用于為晶體管102基極提供偏置電壓的電路，且能夠使用控制電路(未顯示)來終止和啟動工作電壓的供應。
用于放大器Vcc的電源供應終端是用于為晶體管102和101提供工作電壓的終端。
開關單元電源供應終端21是用于改變開關單元121、122和123狀態(tài)的終端。通過對開關單元121、122和123的各控制終端供應控制電源電壓或終止電源電壓的供應來使其狀態(tài)從啟用狀態(tài)到禁用狀態(tài)和相反地改變。
此外，如輸入終端P1和輸出終端P2之類的此實施例終端也包括了作為連線中的元件接頭點的襯墊電極和模式。
電阻器111、112和113之類由多晶硅制成及電容器114、115和116之類由MOS電容器構成。此外，電容器114、115和116可以由MIM電容器構成。
現(xiàn)在描述此實施例的運作。
在此情況，可變增益放大裝置30用于高增益模式，接收信號被如晶體管101和102的單元放大，但這些單元，即相當于圖4放大器13的單元導致從輸出終端P2輸出的接收信號相位遠遠比輸入到輸入終端P1的接收信號相位超前。晶體管101基極的輸入阻抗比晶體管102集電極的輸出阻抗小。
首先，描述可變增益放大裝置30運行在高增益模式的操作。
當從輸入終端P1輸入的接收信號電平等于或低于預設電平時可變增益放大裝置30運行在高增益模式。那就是，當檢測到接收信號電平低于預設電平時，控制電路(未顯示)提供一個電壓(例如0V電壓)，使開關單元122和121變?yōu)榻?，此電壓作為提供給開關單元電源供應終端31的控制電壓。控制電路(未顯示)從偏置電路107和108提供一個電壓，使晶體管101和102運行。因此，晶體管101和102變?yōu)閱⒂谩?br> 此時，從輸入終端P1輸入的接收信號通過輸入側電容器131，然后輸入到晶體管101的基極。由于開關單元121禁用，接收信號沒有流向電容器114。偏置電源電路107提供一個偏置電壓給晶體管101的基極，偏置電源電路108提供一個偏置電壓給晶體管102的基極。輸入晶體管101基極的接收信號被晶體管101和102放大，然后從晶體管102的集電極輸出。
從晶體管102集電極輸出的某些信號通過電容器133，然后從輸出終端P2輸出到例如混合器7的后級。其他從晶體管102集電極輸出的信號通過負反饋側的電容器105被傳送。通過負反饋側電容器105的信號再通過開關單元123，在電阻器104中調整到一個預設電平，再輸入到晶體管101的基極。由于開關單元122禁用，通過負反饋側電容器105的信號沒有流向電容器116。
這樣，在高增益模式的情況下，當晶體管101、102接收一個負反饋時，從輸入終端P1輸入的接收信號被放大，然后從輸出終端P2輸出到后級。
此時，從輸出終端P2輸出的接收信號相位遠遠提前于從輸入信號P1輸入的接收信號相位。且晶體管101基極的輸入阻抗|Zi(high)|小于晶體管102集電極的輸出阻抗|Zo(high)|。然而，Zi(high)和Zo(high)都是復數(shù)。
現(xiàn)在描述可變增益放大裝置30運行在低增益模式的操作。
當從輸入終端P1輸入的接收信號電平高于預設電平時可變增益放大裝置30運行在低增益模式。那就是，當檢測到接收信號電平高于預設電平時，為了防止晶體管101和102處于飽和狀態(tài)，控制電路(未顯示)轉向低增益模式。
那就是，當檢測到接收信號電平高于預設電平時，控制電路(未顯示)提供一個電壓(例如3V電壓)，使開關單元122和121變?yōu)閱⒂茫穗妷鹤鳛樘峁┙o開關單元電源供應終端31的控制電壓?？刂齐娐?未顯示)終止一個允許晶體管101和102從來自放大器Vcc的電源供應終端提供的電壓。因此，晶體管101和102終止它們的運行。
此時，從輸入終端P1輸入的接收信號通過輸入側電容器131，開關單元121、電容器114、115和116及包含電容器114、115和116和電阻器111、112和113的電路部分。電路部分的功能類似于上面描述的圖4中的移相器15。進行調整以使從輸入終端P1輸入的接收信號相位在此電路部分中被超前。
特別是，電阻器111的阻抗值和電阻器112的阻抗值及電阻器113的阻抗值之間的比率是1∶a∶a2。電容器114的電容值和電容器115的電容值及電容器116的電容值之間的比率是a2∶a∶1。在此，進行調整以2代表的預設值大于1。
功能如圖4移相器15的電路部分，擁有偏置單元電路，每個包含一個電阻器和一個電容器組合在三個級中。功能如圖4移相器15的電路部分也扮演像阻抗轉換器的角色。
給定由電阻器111和電容器114組成的第一級基本單元電路的輸入阻抗值等于Z1，則此電路的輸出阻抗值可以使用上面描述的預設數(shù)字值a來表示為a|Z1|。在此，Z1是一個復數(shù)。因此，由電阻器112和電容器115組成的第二級基本單元電路的輸入阻抗值等于a|Z1|，則此電路的輸出阻抗值可以使用上面描述的預設數(shù)字值a來表示為a2|Z1|。因此，由電阻器113和電容器116組成的第三級基本單元電路的輸入阻抗值等于a2|Z1|，從而此電路的輸出阻抗值可以使用上面描述的預設數(shù)字值a來表示為a3|Z1|。這樣，在某一級的基本單元電路的輸出阻抗值與接下一級中基本單元的輸出阻抗值相當接近，從而級間的損耗被減少。此外，級間的通過相位的頻率特性彼此相當接近。
另一方面，如上所述在高增益模式，晶體管101基極的輸入阻抗等于|Zi(high)|，晶體管102集電極的輸出阻抗等于|Zo(high)|，且|Zi(high)|小于晶體管102集電極的輸出阻抗|Zo(high)|。
因此，a的值用滿足下式11的值來定義。
|Zo(high)|/|Zi(high)|＝a3此外，使阻抗Z1和Zi(high)彼此接近，從而在高增益模式下的輸出阻抗值與在低增益模式輸出阻抗值相當接近。在這種情況，因為功能如圖4移相器15的電路部分的通過相位被唯一確定，通過增加/減少包含電阻器和電容器的基本單元電路的級數(shù)來使通過相位值接近于在高增益模式的通過相位值。此外，功能如圖4移相器15的電路部分由n個基本單元電路組成(n是一個大于1的整數(shù))，在這種情況，作為滿足下式12的值來定義a。
|Zo(high)|/|Zi(high)|＝an從而，通過此電路部分，從輸出終端P2輸出的接收信號作為一個信號，其相位超前量基本上等于在高增益模式情況下通過相位的超前量。
那就是，通過此電路部分的信號通過開關單元122。因為開關單元124禁用，此信號不流向電阻器104。因此，通過開關單元122的信號通過負反饋側電容105，然后通過輸出側電容器133從輸出終端P2輸出。
如上所述，在對應于圖4移相器15的部分調整通過信號的相位，從而即使可變增益放大裝置從高增益模式切換到低增益模式，從輸出終端P2輸出的信號相位被以不連續(xù)方式移位的情況可以充分地被減少。
此外，本實施例的可變增益放大裝置30可以有如圖26所示這樣的結構，其在開關單元122和地之間插入電阻器2641，在開關單元123和地之間插入電阻器2642，在晶體管101基極和電阻器104之間插入電容器2643。從而，開關單元121、122和123至少在一端占用0電位，從而開關單元可靠地啟用/禁用，改善了當開關單元啟用時的插入損耗。
電感四分之一波長線可替代電阻器2641、2642使用。
此外，本實施例可變增益放大裝置30以作為不平衡電路被描述，但也可作為平衡電路實現(xiàn)。
那就是，圖7顯示了通過修改本實施例可變增益放大裝置30的作為平衡電路實現(xiàn)的可變增益放大裝置32。
圖6的輸入終端P1由圖7中輸入終端P1a和P1b替代，圖6的輸入側電容器131由圖7中輸入側電容器131a、131b替代，圖6開關單元121由圖7中開關單元121a、121b替代，圖6的晶體管101由圖7中晶體管101a、101b替代，圖6的晶體管102由圖7中晶體管102a、102b替代，圖6的電感器103由圖7中電感器103a、103b替代，圖6的電阻器104由圖7中電阻器104a、104b替代，圖6的輸出側電容器133由圖7中輸出側電容器133a、133b替代，圖6中扼流圈132由圖7中扼流圈132a、132b替代，圖6負反饋側電容器105由圖7中負反饋側電容器105a、105b替代，圖6反相器124和開關單元123分別由圖7中反相器124a、124b和開關單元123a、123b替代，圖6開關單元122由圖7中的開關單元122a、122b替代，圖6電容器114、115和116由圖7電容器114a、114b、電容器115a、115b、電容器116a、116b分別替代，圖6輸出終端P2由圖7輸出終端P2a、P2b替代。結構的其他方面與本實施例可變增益放大裝置30的一樣，從而在此不再描述。
此外，可變增益放大裝置32也可以有這樣的結構，其開關單元121、122、123a和123b至少有一端采取0電位，像在可變增益放大裝置30的情況一樣。這種結構，開關單元可靠地啟用/禁用，且改善了當開關單元啟用時的插入損耗。
這樣，本實施例可變增益放大裝置30可以像例如可變增益放大裝置32一樣作為平衡電路實現(xiàn)。
此外，在圖6可變增益放大裝置30中，當可變增益放大裝置用于高增益模式時，接收信號通過相應于圖4放大器13的電路部分，由此從輸出終端P2輸出的接收信號相位遠超前于輸入到輸入終端P1的接收信號相位，且晶體管101基極的輸入阻抗小于晶體管102集電極輸出阻抗，但假如對應于圖4放大器13的電路部分具有不同于所述的特性，則對應于圖4移位器15的電路部分應作改變。
首先，圖8顯示了可變增益放大裝置33的電路圖，其對應于移位器15電路部分改變了。對可變增益放大裝置33來說，在高增益模式下的通過相移超前了，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗大于相同部分的輸出阻抗。
對于在可變增益放大裝置33中對應于移相器15的部分來說，電容器314的一端與開關單元121的一端連接，電容器314的另一端與接地電阻器311和電容器315的一端連接。電容器315的另一端與接地電阻器312和電容器316的一端連接。電容器316的另一端與接地電阻器313和開關單元122的一端連接。
在可變增益放大裝置33中功能如圖4移相器15的電路部分以第三實施例一樣的方法調整相位。
特別是，電阻器311阻抗值和電阻器312阻抗值及電阻器313阻抗值之間的比率是1∶a∶a2。電容器314的電容值和電容器315的電容值及電容器316的電容值之間的比率是a2∶a∶1。在此，作出調整以使a的值等于一個小于1的預設值。那就是，預先設定a的值，以使提供的相位超前量在高增益模式情況下等于從輸出終端P2輸出的接收信號相位相對于從輸入終端P1輸入的接收信號相位的超前量。a的值可以用如所述同樣的方法確定。
從而，依靠通過此電路部分，相位超前量基本上等于在高增益模式情況下通過相位的超前量的接收信號從輸出終端P2輸出。
這樣，即使在高增益模式情況下接收信號的通過相位被超前，且對應于放大電路13的部分輸入阻抗大于同樣部分的輸出阻抗時，充分地減少了當從高增益模式切換到低增益模式，或從低增益模式切換到高增益模式時，從輸出終端P2輸出的信號相位被以不連續(xù)方式移相的情況是可能的。
此外，本實施例可變增益放大裝置33可以有這樣的結構，開關單元121、122、123像在本實施例中可變增益放大裝置30的情況一樣，至少在一端采取0電位。從而，開關單元可靠地啟用/禁用，且改善了當開關單元啟用時的插入損耗。
此外，本實施例的可變增益放大裝置33也可以包含在本實施例中描述的平衡電路。
圖9顯示了另一個可變增益放大裝置34的電路圖，其對應于移位器15的電路部分被改變了。對圖9的可變增益放大裝置34來說，延遲了在高增益模式下接收信號的通過相移，且對應于放大電路13部分的輸入阻抗小于相同部分的輸出阻抗。
特別是，對于對應于圖4移相器15的部分來說，電阻器414的一端與開關單元121的一端連接，接地電容器411的一端與電阻器414的一端連接。電阻器414的另一端與電阻器415的一端及接地電容器412連接。接地電容器413與電阻器415的另一端連接，電阻器415的另一端與電阻器416的一端連接。電阻器416的另一端與開關單元122的一端連接。
功能如圖4移相器15的電路部分以本實施例一樣的方法調整相位。
特別是，電阻器414阻抗值和電阻器415阻抗值及電阻器416阻抗值之間的比率是1∶a∶a2。電容器411的電容值和電容器412的電容值及電容器413的電容值之間的比率是a2∶a∶1。在此，作出調整以使a的值等于一個小于1的預設值。那就是，預先設定a的值，以使提供的相位延遲量在高增益模式情況下等于從輸出終端P2輸出的接收信號相位相對于從輸入終端P1輸入的接收信號相位的延遲量。a的值可以用如所述同樣的方法確定。
從而，依靠通過此電路部分，相位延遲量基本等于在高增益模式情況下通過相位的延遲量的接收信號從輸出終端P2輸出。
這樣，即使在高增益模式情況下接收信號的通過相位被延遲，且對應于放大電路13的部分輸入阻抗小于同樣部分的輸出阻抗時，充分減少當從高增益模式切換到低增益模式，或從低增益模式切換到高增益模式時，從輸出終端P2輸出的信號相位被以不連續(xù)方式移相的情況是可能的。
此外，本實施例可變增益放大裝置34可以有這樣的結構，開關單元121、122、123像在本實施例中可變增益放大裝置30的情況一樣，至少在一端占采取0電位。從而，開關單元可靠地啟用/禁用，且改善了當開關單元啟用時的插入損耗。
此外，本實施例的可變增益放大裝置34也可以包含在本實施例中描述的平衡電路。
圖10顯示了另一個可變增益放大裝置35的電路圖，其對應于移位器15電路部分改變了。對圖10的可變增益放大裝置35來說，延遲了在高增益模式下接收信號的通過相移，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗大于相同部分的輸出阻抗。
對于對應于圖4移相器15的部分來說，電阻器514的一端與開關單元121的一端連接，接地電容器511的一端與電阻器514的另一端連接。電阻器515的一端與電阻器514的另一端連接，接地電容器512與電阻器515的另一端連接。電容器515的另一端與電阻器516的一端連接。接地電容器513與電阻器516的另一端連接，開關單元122的一端與電阻器516的另一端連接。
功能如圖4移相器15的電路部分以本實施例一樣的方法調整相位。
特別是，電阻器514阻抗值和電阻器515阻抗值及電阻器516阻抗值之間的比率是1∶a∶a2。電容器511的電容值和電容器512的電容值及電容器513的電容值之間的比率是a2∶a∶1。在此，作出調整以使a的值等于一個小于1的預設值。那就是，預先設定a的值，以使提供的相位延遲量在高增益模式情況下等于從輸出終端P2輸出的接收信號相位相對于從輸入終端P1輸入的接收信號相位的延遲量。a的值可以用如所述同樣的方法確定。
從而，依靠通過此電路部分，相位延遲量基本上等于在高增益模式情況下通過相位的延遲量的接收信號從輸出終端P2輸出。
這樣，即使在高增益模式情況下接收信號的通過相位被延遲，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗大于同樣部分的輸出阻抗時，充分減少當從高增益模式切換到低增益模式，或從低增益模式切換到高增益模式時，從輸出終端P2輸出的信號相位被以不連續(xù)方式移相的情況是可能的。
此外，本實施例可變增益放大裝置35可以有這樣的結構，開關單元121、122、123像在本實施例中可變增益放大裝置30的情況一樣，至少在一端占采取0電位。從而，開關單元可靠地啟用/禁用，且改善了當開關單元啟用時的插入損耗。
此外，本實施例的可變增益放大裝置35也可以包含在本實施例中描述的平衡電路。
此外，對開關單元121、122和123來說，一個由鉀和砷構成的FET開關、一個三次阱結構的MOSFET開關和一個硅絕緣體開關以及類似的開關可以被使用。
圖11以圖表方式顯示了用于開關單元121、122和123中的高頻率開關單元50的橫截面結構。那就是，高頻率開關單元是三次阱結構的MOSFET開關。
如圖11所示，高頻率開關單元50形成在由被選擇性地提供在一個由例如P型硅制成的半導體基板601上的由溝道部分608、609分割的單元形成區(qū)域上。
在半導體結構601中在單元形成區(qū)域上形成n型阱602和被n型阱602包圍的p型阱603。
在p型阱603上以相同距離形成-漏極層606和-源極層607，以及在p型阱603上在漏極層606和源極層603之間的區(qū)域內氧化硅構成的柵極絕緣薄膜604形成由多晶硅構成的柵極電極605。
在這種情況，MOSFET開關50是圖6的開關單元121，漏極層606與接收從圖6輸入側電容器11輸入的接收信號的輸入節(jié)點P10連接，源極層607與輸出接收信號到圖6所示電容器114和電阻器111的輸出節(jié)點P20連接。
柵極電極605通過電阻器611與接收從開關單元電源供應終端31提供的控制電壓的電壓控制終端P3連接，而n型阱602通過電阻器610與電壓控制終端P3連接。
半導體基板601接地，p型阱603通過電阻器612接地。
對于用這種方法構成的高頻開關單元50，一反向偏置電壓施加在n型阱602和p型阱603之間，導致一個通過pn連接在n型阱602和p型阱603之間界面構成的耗盡層，從而，在關于基板表面垂直方向上，n型阱602和p型阱603彼此絕緣。此外，一個反向電壓施加在半導體基板601和n型阱602之間，導致一個通過pn連接在半導體基板601和n型阱602界面之間構成的耗盡層，從而半導體基板601和n型阱602彼此絕緣。
因此，當高頻率開關單元50啟用時，由于在輸入到輸入節(jié)點P10的接收信號從漏極層606、源極層607和在漏極層606與源極層607之間形成的通道區(qū)域泄漏到半導體基板601的情況下，接收信號的損耗電平可以減少。結果在高頻單元50運行在低增益模式期間，插入損耗的電平可以減少。
此外，在這種方法中通過使用三級阱結構，即使當高頻率開關單元50禁用時，輸入到輸入節(jié)點P10的接收信號，通過漏極層606泄漏到半導體基板601的泄漏電平可以被減少。結果，在運行于高增益模式期間，由于輸入到圖6顯示的輸入終端P1的某些高頻信號帶來關于高頻率開關單元50的插入損耗的事實引起的，噪音特性的下降可以被減少。
此外，電感單元可以用于替代電阻器610、611和612。
(第四實施例)現(xiàn)在描述第四實施例。
圖12顯示第四實施例可變增益放大裝置36的電路圖。
對于此實施例的可變增益放大裝置36來說，與圖4移相器15對應的部分是由帶狀傳輸線構成。
此外，與第三實施例相同的部分賦予同樣的符號，在此不再描述。
對于第四實施例的可變增益放大裝置36來說，在高增益模式的情況下，接收信號的通過相位被延遲，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗小于同樣部分的輸出阻抗。
在對應于圖4移相器15的部分中，可變增益放大裝置36不同于可變增益放大裝置33。
具體說，對應于圖4移相器15的部分是由帶狀傳輸線711、712、713組成。帶狀傳輸線711之一與開關單元121之一連接，帶狀傳輸線711另一端與帶狀傳輸線712的一端連接，帶狀傳輸線712的另一端與帶狀傳輸線713的一端連接，帶狀傳輸線713的另一端與開關單元122連接。
同樣，帶狀傳輸線711、712、713每個都由鋁線制成。帶狀傳輸線711、712、713也可以用銅線或金線制成。
現(xiàn)在描述此實施例的運行，集中描述在它本身與第三實施例不同之處。
功能如圖4移相器15的電路部分以像第三實施例同樣的方法調整相位。
特別是，帶狀傳輸線711的阻抗值和帶狀傳輸線712的阻抗值及帶狀傳輸線713的阻抗值之間的比率是1∶a∶a2。在此，作出調整以使a的值等于一個大于1的預設值。那就是，預先設定a的值，以使提供的相位延遲量在高增益模式情況下等于從輸出終端P2輸出的接收信號相位相對于從輸入終端P1輸入的接收信號相位的延遲量。a的值可以用如所述同樣的方法確定。
功能如圖4移相器15的電路部分有基本單元電路，即組合成三級的帶狀傳輸線。功能如圖4移相器15的電路部分也起到了阻抗轉換器的角色。
假如是第一級基本單元電路的帶狀傳輸線711的阻抗等于Z1，且在高增益模式情況下，晶體管101基極輸入阻抗等于|Zi(high)|，則選擇Z1的值以使Z1和|Zi(high)|的值彼此接近。
假如作為第三級基本單元電路的帶狀傳輸線713的阻抗等于Z3，且晶體管102集電極輸出阻抗等于|Zo(high)|，則選擇Z3的值以使Z3和|Zo(high)|的值彼此接近。
這樣，選擇Z1的值以使在高增益模式情況下的輸入阻抗接近于在低增益模式情況下的輸入阻抗，選擇Z3的值以使在高增益模式情況下的輸出阻抗接近于在低增益模式情況下的輸出阻抗。
假如作為第二級基本單元電路的帶狀傳輸線712的阻抗等于Z2，則當Z1、Z2和Z3通常代表實數(shù)時，在相對寬度的頻率范圍內損耗保持在低電平，并滿足下式13。
Z2＝(Z1·Z3)1/2因此，選擇a的值以使?jié)M足下式14。
Z2＝aZ1Z3＝a2Z1此外，為拓寬頻率范圍增加級數(shù)。在這種情況下，倘若分別用Z1、Z2、Z3和Z4代表第一到第四級基本單元電路的阻抗，功能如圖4移相器15的電路部分具有基本單元電路，即例如組合成四級的帶狀傳輸線，選擇a值以使?jié)M足下面的式15時，損耗在一個比組合成三級基本單元電路的電路部分在更寬頻率范圍內保持低電平。
Z2＝aZ1Z3＝a2Z2Z4＝a3Z3通常，在電路部分具有組合成n級的基本單元電路(n是等于或大于1的整數(shù))的情況下，選擇a值以使?jié)M足下式16。
Zi+1＝aiZi其中i是從1到n-1范圍內任何整數(shù)。
在一個類似的方法中，功能如圖4移相器15的電路部分由一條其線寬連續(xù)變化的帶狀傳輸帶組成，且當電路部分具有組合成3級的基本單元電路時，輸入側帶狀傳輸線路阻抗被給定為Z1值，而當電路部分具有組合成3級的基本單元電路時，輸出側帶狀傳輸線路阻抗被給定為Z3值。
通過改變帶狀傳輸線總長可實現(xiàn)相位調整。
在這種情況，帶狀傳輸線路711、712和713作為微波帶狀傳輸線路形成，用所述同樣的方法，對帶狀傳輸線路711、712和713執(zhí)行下面的過程，可以確定帶狀傳輸線路711、712和713的阻抗。
特別是，圖24顯示了構成基本單元電路的微波帶狀傳輸線82。微波帶狀傳輸線82在電介質81上形成，在微波帶狀傳輸線82中，沒有任何電介質形成在電介質81的對面?zhèn)取＜僭O微波帶狀傳輸線82的寬度是w，電介質81的高度是h，電介質81的電介質常數(shù)是εr。在這種情況，假如w/h等于或小于1，則帶狀傳輸線82的阻抗Z近似為在下式17找到的值。
z0=120π2πϵreln(8hw+0.25wh)]]>假如w/h等于或小于1，則帶狀傳輸線82的阻抗Z近似為在下式18找到的值。
z0=120π2πϵre[wh+1.393+0.667ln(wh+1.444)]-1]]>其中εre由下式19給出。
ϵre=ϵr+12+ϵr-12(1+10hw)-12]]>從而，通過調整微波帶狀傳輸線82的寬度w和類似項，可以獲得例如滿足式16的基本單元電路。
從而，依靠通過此電路部分，相位延遲量基本上等于在高增益模式情況下通過相位延遲量的接收信號從輸出終端P2輸出。
這樣，即使在高增益模式情況下接收信號的通過相位被延遲，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗小于同樣部分的輸出阻抗時，充分減少當從高增益模式切換到低增益模式，或從低增益模式切換到高增益模式時，從輸出終端P2輸出的信號相位被以不連續(xù)方式移移的情況是可能的。
此外，對圖12的可變增益放大裝置36來說，使用擁有不同線寬的帶狀傳輸線711、712和713可改變阻抗，但使用不同相對電介質常數(shù)或不同厚度，也可以改變阻抗。
此外，作為替代帶狀傳輸線711、712和713，可以使用特性阻抗從Z1到Z4漸變的傳輸線。
此外，本實施例可變增益放大裝置36可以有這樣的結構，開關單元121、122、123像在第三實施例中可變增益放大裝置30的情況一樣，至少在一端采取0電位。從而，開關單元可靠地啟用/禁用，且改善了當開關單元啟用時的插入損耗。
此外，可變增益放大裝置36也可以包含在第三實施例中描述的平衡電路。
假如對應于放大電路13的部分的輸入阻抗大于同樣部分的輸出阻抗，且接收信號的通過相位被延遲，通過改變對應于圖4移相器15的電路部分，可以獲得與此實施例相同的有效程度，下面描述。
那就是，對于圖13的可變增益放大裝置37來說，在高增益模式情況下，接收信號的通過相位被延遲，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗大于同樣部分的輸出阻抗。
對應于圖4移相器15的部分包含帶狀傳輸線811、812、813。帶狀傳輸線811的一端與開關單元121的一端連接，帶狀傳輸線811的另一端與帶狀傳輸線812的一端連接，且?guī)顐鬏斁€812的另一端與帶狀傳輸線813的一端連接。帶狀傳輸線路813的另一端與開關單元122連接。
此電路部分采用如第三實施例相同的方法調整相位。
特別是，帶狀傳輸線811阻抗值和帶狀傳輸線812阻抗值及帶狀傳輸線813阻抗值之間的比率是1∶a∶a2。在此，進行調整以使a的值等于-小于1的預設值。那就是，預先設定a值，使得在高增益模式情況下提供的相位延遲量等于從輸出終端P2輸出的接收信號相對于從輸入終端P1輸入接收信號的相位的相位延遲量。用如上所述同樣的方法可以確定a值。
從而，依靠通過此電路部分，在高增益模式情況下，相位延遲量基本上等于通過相位的延遲量的信號從輸出終端P2輸出。
這樣，即使在高增益模式情況下接收信號的通過相位被延遲，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗大于同樣部分的輸出阻抗，當從高增益模式切換到低增益模式，或從低增益模式切換到高增益模式時，充分減少從輸出終端P2輸出信號的相位被以不連續(xù)方式移相的情況成為可能。
此外，作為替代帶狀傳輸線811、812、813，可以使用特性阻抗從Z1到Z4漸變的傳輸線。
此外，本實施例可變增益放大裝置37可以有這樣的結構，開關單元121、122、123像在第三實施例中可變增益放大裝置30的情況一樣，至少在一端采取0電位。從而，開關單元可靠地啟用/禁用，且改善了當開關單元啟用時的插入損耗。
此外，可變增益放大裝置37也可以包含在第三實施例中描述的平衡電路。
(第五實施例)現(xiàn)在描述第五實施例。
圖14顯示第五實施例可變增益放大裝置37的電路圖。
對于此實施例的可變增益放大裝置37來說，對應于圖4移相器15的部分是由并行雙線構成。
可變增益放大裝置38是一個可變增益放大裝置，其對應于第三實施例的平衡可變增益放大裝置的移相器15的部分被并行雙線所替代。
這樣，此實施例的可變增益放大裝置38具有平衡電路。
此外，與第三實施例相同的部分賦予同樣的符號，在此不再描述。
對于可變增益放大裝置38來說，在高增益模式的情況下，接收信號的通過相位被延遲，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗小于同樣部分的輸出阻抗。
在可變增益放大裝置38中對應于圖4移相器15的部分中，包含并行雙線911a、911b、并行雙線912a、912b和并行雙線913a、913b。并行雙線911a、911b的一端分別與開關單元121a和121b連接，并行雙線911a、911b的另一端分別與并行雙線912a、912b的一端連接，并行雙線線路912a、912b的另一端分別與并行雙線913a、913b一端連接，并行雙線913a、913b的另一端分別與開關單元122a和122b連接。
并行雙線911a、911b、并行雙線912a、912b和并行雙線913a、913b每個都由鋁線制成。此外并行雙線911a、911b、并行雙線912a、912b和并行雙線913a、913b也可以用銅線或金線制成。
現(xiàn)在描述此實施例的運行，集中描述在它本身與第三實施例不同之處。
功能如圖4移相器15的電路部分以像第三實施例同樣的方法調整相位。
特別是，并行雙線911a、911b間的距離和并行雙線912a、912b的間距離及并行雙線913a、913b間的距離之間的比率是1∶a∶a2。在此，作出調整以使a的值等于-小于1的預設值。那就是，預先設定a的值，使得在高增益模式情況下，提供的相位延遲量等于從輸出終端P2a和P2b輸出的接收信號相對于輸入終端P1a和P1b輸入的接收信號相位的相位延遲量。
對于并行雙線來說，依靠線寬來確定輸入/輸出阻抗，從而采用像在第四實施例中描述的帶狀傳輸線相同的方法，確定a的值。
從而，依靠通過此電路部分，相位延遲量基本上等于在高增益模式情況下相位延遲量的接收信號從輸出終端P2a和P2b輸出。
這樣，即使在高增益模式情況下接收信號的通過相位被延遲，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗小于同樣部分的輸出阻抗時，充分減少當從高增益模式切換到低增益模式，或從低增益模式切換到高增益模式時，從輸出終端P2a和P2b輸出的信號相位被以不連續(xù)方式移相的情況是可能的。
此外，為替代并行雙線911a、911b、并行雙線912a、912b和并行雙線913a、913b，通?？梢允褂弥饾u改變線寬以使輸入輸出線寬比率是1∶a2的兩條傳輸線。
此外，本實施例可變增益放大裝置38可以有這樣的結構，開關單元121、122、123像在第三實施例中可變增益放大裝置30的情況一樣，至少在一端采取0電位。從而，開關單元可靠呂啟用/禁用，且改變了當開關單元啟用時的插入損耗。
假如對應于放大電路13的部分的輸入阻抗大于同樣部分的輸出阻抗，且接收信號的通過相位被延遲，通過改變對應于圖4移相器15的電路部分，可以獲得與此實施例相同的有效程度，如下面描述。
那就是，對于圖15的可變增益放大裝置39來說，在高增益模式情況下，接收信號的通過相位被延遲，且對應于圖4放大電路13的部分的輸入阻抗大于同樣部分的輸出阻抗。
在可變增益放大裝置39中，對應于圖4移相器15的部分包含并行雙線1011a、1011b、并行雙線1012a、1012b和并行雙線1013a、1013b。并行雙線1011a、1011b的一端分別與開關單元121a和121b連接，并行雙線1011a、1011b的另一端分別與并行雙線1021a、1021b的一端連接，且并行雙線1021a、1021b的另一端分別與并行雙線1013a、1013b的一端連接。并行雙線1013a、1013b的另一端分別與開關單元121a和121b連接。
此電路部分采用如第三實施例相同的方法調整相位。
特別是，并行雙線1011a、1011b間的距離和并行雙線1012a、1012b的間距離及并行雙線1013a、1013b間的距離之間的比率是1∶a∶a2。在此，作出調整以使a的值等于-大于1的預設值。那就是，預先設計的a值，使得在高增益模式情況下，提供的相位延遲量等于從輸出終端P2a和P2b輸出的接收信號相對于輸入終端P1a和P1b輸入的接收信號相位的相位延遲量。對于并行雙線來說，依靠線寬來確定輸入/輸出阻抗，從而采用像在第四實施例中描述的帶狀傳輸線相同的方法，確定a的值。
從而，依靠通過此電路部分，相位延遲量基本上等于在高增益模式情況下相位延遲量的接收信號從輸出終端P2a和P2b輸出。
這樣，即使在高增益模式情況下接收信號的通過相位被延遲，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗大于同樣部分的輸出阻抗時，充分減少當從高增益模式切換到低增益模式，或從低增益模式切換到高增益模式時，從輸出終端P2a和P2b輸出的信號相位以不連續(xù)方式移相的情況是可能的。
此外，為替代并行雙線1011a、1011b、并行雙線1012a、1012b和并行雙線1013a、1013b，通?？梢允褂弥饾u改變線寬以使輸入輸出線寬比率是1∶a2的兩條傳輸線。
此外，本實施例可變增益放大裝置39可以有這樣的結構，開關單元121、122、123像在第三實施例中可變增益放大裝置30的情況一樣，至少在一端采取0電位。從而，開關單元可靠地啟用/禁用，且改善了當開關單元啟用時的插入損耗。
(第六實施例)現(xiàn)在描述第六實施例。
圖16顯示第六實施例可變增益放大裝置40的電路圖。
對于此實施例的可變增益放大裝置40來說，對應于圖4移相器15的部分是由電容器和電阻器構成。
此外，與第三實施例相同的部分賦予同樣的符號，在此不再描述。
對于此實施例的可變增益放大裝置40來說，在高增益情況下接收信號的通過相位被超前，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗小于同樣部分的輸出阻抗。
對應于圖4移相器15的部分中，可變增益放大裝置40不同于可變增益放大裝置33。
特別是，對應于圖4移相器15的部分包含電容器114、115、116和電感器1111、1112、1113。對于可變增益放大裝置40來說，在高增益模式的情況下，接收信號的通過相位被超前，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗小于同樣部分的輸出阻抗。
對于在可變增益放大裝置40中對應于圖4移相器15的部分來說，電容器1114的一端與開關單元121的一端連接，接地電感器111與電容器1114的一端連接。電容器1114的另一端與與接地電感器1112和電容器1115的一端連接。電容器1115的另一端與接地電感器1112和電容器1116的一端連接。開關單元122的一端與電容器1116的另一端連接。
此外，電感器1111、1112、1113由鋁線制成，電容器1114、1115、1116由MOS電容器組成，連接電容到電感的連線由金線制成。此外，電感器1111、1112、1113可以用銅線制成，電容器1114、1115、1116由MIM電容器組成。
現(xiàn)在描述此實施例的運行，集中描述在它本身與第三實施例不同之處。
在可變增益放大裝置40中，功能如圖4移相器15的電路部分以像第三實施例同樣的方法調整相位。
特別是，電感器1111的電感值和電感器1112的電感值及電感器1113的電感值之間的比率是1∶a∶a2。電容器1114的電容值和電容器1115的電容值及電容器1116的電容值之間的比率是a2∶a∶1。在此，作出調整以使a的值等于-大于1的預設值。那就是，預先設定a的值，以使提供的相位延遲量在高增益模式情況下等于從輸出終端P2輸出的接收信號相位相對于從輸入終端P1輸入的接收信號相位的延遲量。a的值可以用如所述同樣的方法確定。因為使用電感器替代第三實施例的電阻器，所以相對第三實施例通過損耗電平減小。
從而，依靠通過此電路部分，相位延遲量基本上等于在高增益模式情況下相位延遲量的接收信號從輸出終端P2輸出。
這樣，即使在高增益模式情況下接收信號的通過相位被超前，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗小于同樣部分的輸出阻抗時，充分減少當從高增益模式切換到低增益模式，或從低增益模式切換到高增益模式時，從輸出終端P2輸出的信號相位被以不連續(xù)方式移相的情況是可能的。
此外，本實施例可變增益放大裝置40可以有這樣的結構，開關單元121、122、123像在第三實施例中可變增益放大裝置30的情況一樣，至少在一端采取0電位。從而，開關單元可靠地啟用/禁用，且改善了當開關單元啟用時的插入損耗。
此外，本實施例可變增益放大裝置40作為不平衡電路描述，但也可以作為平衡電路實現(xiàn)。
那就是，圖17顯示通過修改本實施例可變增益放大裝置40，可變增益放大裝置41作為平衡電路實現(xiàn)。
對于圖17的可變增益放大裝置41來說，對應于第三實施例可變增益放大裝置32的移相器15的部分由電容器1114a、1114b、1115a、1115b、1116a、1116b和電感器1111、1112、1113替代。對與其他方面，可變增益放大裝置41與第三實施例相同。
這樣，使用有平衡電路的可變增益放大裝置41可以是獲得與此實施例的有效程度相同的有效程度成為可能。
此外，在圖17的可變增益放大裝置40中，當可變增益放大裝置用于高增益模式時，接收信號通過對應于圖4放大電路13的電路部分，因為從輸出終端P2輸出的接收信號相位遠超前于輸入到輸入終端P1的接收信號相位，且晶體管101的基極輸入阻抗小于晶體管102集電極輸出阻抗，但假如對應于圖4放大電路13的電路部分由不同與所述的特性，則對應于圖4移相器15的電路部分應改變。
首先，圖18顯示了可變增益放大裝置42的電路圖，其對應于移位器的15電路部分改變了。對可變增益放大裝置42來說，在高增益模式的通過相移被超前了，且對應于放大電路13的部分輸入阻抗大于相同部分的輸出阻抗。
對在可變增益放大裝置42中對應于移相器15的部分來說，電容器1314的一端與開關單元121的一端連接，電容器1314的另一端與接地電感器1311和電容器1315的一端連接。電容器1315的另一端與接地電感器1312和電容器1316的一端連接。電容器1316的另一端與接地電感器1313和開關單元122的一端連接。
在可變增益放大裝置42中功能如圖4移相器15的電路部分以第三實施例一樣的方法調整相位。
特別是，電感器1311感抗值和電感器1312感抗值及電感器1313感抗值之間的比率是1∶a∶a2。電容器1314的電容值和電容器1315的電容值及電容器1316的電容值之間的比率是a2∶a∶1。在此，作出調整以使a的值等于-小于1的預設值。那就是，預先設定a的值，以使提供的相位超前量在高增益模式情況下等于從輸出終端P2輸出的接收信號相位相對于從輸入終端P1輸入的接收信號相位的超前量。a的值可以用如所述同樣的方法確定。因為使用電感器替代第三實施例的電阻器，所以相對第三實施例通過損耗電平減小。
從而，依靠通過此電路部分，相位超前量基本上等于在高增益模式情況下相位超前量的接收信號從輸出終端P2輸出。
這樣，即使在高增益模式情況下接收信號的通過相位被超前，且對應于放大電路13的部分輸入阻抗大于同樣部分的輸出阻抗時，充分減少當從高增益模式切換到低增益模式，或從低增益模式切換到高增益模式時，從輸出終端P2輸出的信號相位被以不連續(xù)方式移相的情況是可能的。
此外，本實施例可變增益放大裝置42可以有這樣的結構，開關單元121、122、123像在第三實施例中可變增益放大裝置30的情況一樣，至少在一端采取0電位。從而，開關單元可靠地啟用/禁用，且改善了當開關單元啟用時的插入損耗。
此外，本實施例的可變增益放大裝置42也可以由本實施例中描述的平衡電路構成。
圖19顯示了另一個可變增益放大裝置43的電路圖，其對應于移位器15的電路部分改變了。對圖19的可變增益放大裝置43來說，延遲了在高增益模式接收信號的通過相移，且對應于放大電路13的部分輸入阻抗小于相同部分的輸出阻抗。
特別是，對對應于圖4移相器15的部分來說，電感器1414的一端與開關單元121的一端連接，接地電容器1411的一端與電感器1414的一端連接。電感器1414的另一端與電感器1415的一端及接地電容器1412連接。接地電容器1413與電感器1415的另一端連接，電感器1415的另一端與電感器1416的一端連接。開關單元122的一端與電感器1416的另一端連接。
功能如圖4移相器15的電路部分以本實施例一樣的方法調整相位。
特別是，電感器1414感抗值和電感器1415感抗值及電感器1416感抗值之間的比率是1∶a∶a2。電容器1411的電容值和電容器1412的電容值及電容器1413的電容值之間的比率是a2∶a∶1。在此，作出調整以使a的值等于-大于1預設值。那就是，預先設定a的值，以使提供的相位延遲量在高增益模式情況下等于從輸出終端P2輸出的接收信號相位相對于從輸入終端P1輸入的接收信號相位的延遲量。除了電阻器由電感器替代外，a的值可以用在第三實施例中描述的同樣的方法確定。因為電感器用于替代第三實施例的電阻器，所以相對第三實施例的通過損耗電平降低。
從而，依靠通過此電路部分，相位延遲量基本上等于在高增益模式情況下相位延遲量的接收信號從輸出終端P2輸出。
這樣，即使在高增益模式情況下接收信號的通過相位被延遲，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗小于同樣部分的輸出阻抗時，充分減少當從高增益模式切換到低增益模式，或從低增益模式切換到高增益模式時，從輸出終端P2輸出的信號相位被以不連續(xù)方式移相的情況是可能的。
此外，本實施例可變增益放大裝置43可以有這樣的結構，開關單元121、122、123像在第三實施例中可變增益放大裝置30的情況一樣，至少在一端采取0電位。從而，開關單元可靠地啟用/禁用，且改善了當開關單元啟用時的插入損耗。
此外，本實施例的可變增益放大裝置43也可以由本實施例中描述的平衡電路構成。
圖20顯示了另一個可變增益放大裝置44的電路圖，其對應于移位器15的電路部分改變了。對圖65的可變增益放大裝置44來說，延遲了在高增益模式下接收信號的通過相移，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗大于相同部分的輸出阻抗。
對對應于圖4移相器15的部分來說，電感器1514的一端與開關單元121的一端連接，接地電容器1511與電感器1514的另一端連接。電感器1515的一端與電感器1514的另一端連接，接地電容器1512與電感器1515的另一端連接。電容器1515的另一端與電感器1516的一端連接。接地電容器1513與電感器1516的另一端連接，開關單元122的一端與電感器1516的另一端連接。
功能如圖4移相器15的電路部分以本實施例一樣的方法調整相位。
特別是，電感器1514感抗值和電感器1515感抗值及電感器1516感抗值之間的比率是1∶a∶a2。電容器1511的電容值和電容器1512的電容值及電容器1513的電容值之間的比率是a2∶a∶1。在此，作出調整以使a的值等于-小于1的預設值。那就是，預先設定a的值，以使提供的相位延遲量在高增益模式情況下等于從輸出終端P2輸出的接收信號相位相對于從輸入終端P1輸入的接收信號相位的延遲量。除了電阻器由電感器替代外，a的值可以用在第三實施例中描述的同樣的方法確定。因為電感器用于替代第三實施例的電阻器，所以相對第三實施例的通過損耗電平降低。
從而，依靠通過此電路部分，相位延遲量基本上等于在高增益模式情況下相位延遲量的接收信號從輸出終端P2輸出。
這樣，即使在高增益模式情況下接收信號的通過相位被延遲，且對應于放大電路13的部分的輸入阻抗大于同樣部分的輸出阻抗時，充分減少當從高增益模式切換到低增益模式，或從低增益模式切換到高增益模式時，從輸出終端P2輸出的信號相位被以不連續(xù)方式移相的情況是可能的。
此外，本實施例可變增益放大裝置44可以有這樣的結構，開關單元121、122、123像在本實施例中可變增益放大裝置30的情況一樣，至少在一端采取0電位。從而，開關單元可靠地啟用/禁用，且改善了當開關單元啟用時的插入損耗。
此外，本實施例的可變增益放大裝置44也可由本實施例中描述的平衡電路構成。
(第七實施例)現(xiàn)在描述第七實施例。
圖27顯示本實施例的無線電通信裝置。在此圖中，蜂窩電話終端由一付天線1、一個天線共享裝置2、一個發(fā)射電路部分3、一個可變增益放大裝置4、一個混合器7、一個濾波器8、一個解調器2711、一個基帶信號處理電路2712、一個信號電平檢測電路2713和一個控制電路2714組成?？勺冊鲆娣糯笱b置4、混合器7、濾波器8、解調器2711和基帶信號處理電路2712構成一個接收電路部分。
天線1、天線共享裝置2、發(fā)射電路部分3、可變增益放大裝置4、混合器7和濾波器8在此不再描述，因為它們與以前技術的一樣。解調器2711是用于從濾波器8輸出的信號解調基帶信號的電路?；鶐盘柼幚黼娐?712是用于處理已解調信號成為數(shù)字數(shù)據(jù)。信號電平檢測電路2713是用于檢測混合器7輸入或輸出的信號電平的電路?？刂齐娐?714是用于依靠信號電平檢測電路2713的電平來切換可變增益放大裝置4處于高增益模式或低增益模式的電路。
可變增益放大裝置4與本發(fā)明第一到第六實施例的可變增益放大裝置一樣。
現(xiàn)在描述此實施例無線電通信裝置的運行。
天線1接收的接收信號通過天線共享裝置2被可變增益放大裝置4放大?；旌掀?轉換可變增益放大裝置4放大的接收信號成中頻信號，濾波器8削弱轉換后的中頻信號的不必要的頻率部分。解調器2711變換中頻信號成基帶IQ信號，且基還信號處理電路2712在基帶部分中存儲基帶信號為數(shù)字語音數(shù)據(jù)。
信號電平檢測電路2713檢測混合器7的輸入或輸出信號電平。控制電路2714接收來自信號電平檢測電路2713的檢測信號電平，且執(zhí)行控制以使為運行可變增益放大裝置4的放大電路提供電源電壓被停止，當確定接收信號電平高時，可變增益放大裝置4的開關單元啟用。從而，從天線共享裝置2輸出的大接收信號被通過可變增益放大裝置4的開關單元輸出到混合器7，沒有被可變增益放大裝置4的放大電路放大。那就是，可變增益放大裝置4運行在低增益模式。
另一方面，當確定接收信號電平為低時，執(zhí)行控制以使運行可變增益放大裝置4放大電路的電源電壓工作，并使可變增益放大裝置4的開關單元禁用。從而，從天線共享裝置2輸入的非常微弱的信號被可變增益放大裝置4的放大器放大，然后沒有通過可變增益放大裝置4的開關單元，輸出到混合器7。那就是，可變增益放大裝置4運行在高增益模式。
在這種情況，通過使用本發(fā)明第一到第七實施例中的任何可變增益放大裝置，可以實現(xiàn)這樣的無線電通信裝置。在其中，當可變增益放大裝置4被從高增益模式切換到低增益模式，或是從低增益模式切換到高增益模式時，從可變增益放大裝置4輸出信號的相位沒有被以不連續(xù)的方式移相。從而，使對帶自身調制相位的信號執(zhí)行正常解調成為可能。
同樣，有一個優(yōu)點是，對信號電平改變的響應相對于把信號檢測電路與IF濾波器后的某些點連接的情況下的響應更迅速。
此外，用圖27中混合器7的輸入或輸出執(zhí)行電平檢測，但如圖28所示，可由解調器2711執(zhí)行電平檢測。在混合器7的輸入或輸出用于電平檢測的情況，當所希望的波和干擾波都被接收時，不能從干擾波中區(qū)分出所希望的波。從而，圖27的無線電通信裝置增加了這種可能性，即盡管所希望的波的電平是低的，但為響應干擾波的高電平，增益模式被切換到低增益模式，從而所希望的波被隱藏在噪音中，不能用合適的方式被接收。另一方面，對于圖28所示結構，因為在解調器2711中占用IF濾波器的后級來執(zhí)行電平檢測，根據(jù)所需波電平切換增益模式，從而解決了所述問題。
如圖29所示，可在基帶處理電路2712中以數(shù)字方式執(zhí)行電平檢測。此結構提供如圖28結構相同的有效程度，并允許執(zhí)行數(shù)字處理，從而使執(zhí)行電平檢測更簡單成為可能。
此外，如圖30所示，可以以組合方式使用混合器7的輸入或輸出和解調器2711來執(zhí)行電平檢測。對于圖28和29的系統(tǒng)來說，當所需波電平低，干擾波電平高時，增益模式不會被切換到低增益模式，從而通常可以合適的方式接收到所需波。然而，假如一個大得多的干擾波進來，可變增益放大裝置4的放大電路被飽和，導致增益降低和噪音指數(shù)變壞，從而增加了不能用合適的方式接收所需波的可能性。另一方面，對于圖30的結構來說，混合器7檢測到所需波和干擾波的總電平，解調器2711檢測到所需波的電平。從而，可以各別地得知所需波電平和干擾波電平。此時，假如所需波電平等于或低于某個電平，干擾波電平等于或高于某個電平，通過增加放大電路的電流消耗可解決上面問題。
此外，在圖30中IF濾波器的前級和后級中，檢測接收信號的電平，但假如在基帶濾波器的前級和后級中對接收信號的電平檢測，則將獲得相同的有效性程度。
如所述裝置，本發(fā)明可提供可變增益放大裝置和無線電通信裝，它能夠充分減少從可變增益放大裝置輸出相位被以不連續(xù)方式移相的情況，即使當可變增益放大裝置的增益被切換。
權利要求
1.一種可變增益放大裝置，包含一個放大器；一個或多個與所述放大器并聯(lián)的第一開關單元；和一個與所述第一開關單元串聯(lián)的移相器；其中，所述移相器包括使用多個無源單元的多級電路，每個所述無源單元具有從輸入端向輸出端的單調增加或單調減少的阻抗；假如輸入信號或輸出信號電平高于預設電平，則所述第一開關單元啟用；假如所述輸入信號或輸出信號電平等于或低于所述預設電平，則所述第一開關單元禁用；當所述第一開關單元啟用時，所述放大器不運行，當所述第一開關單元禁用時，所述放大器運行；且當所述輸入信號通過所述放大器時的相移量等于當所述輸入信號通過所述第一開關單元和所述移相器時的相移量。
2.根據(jù)權利要求1所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述第一開關單元包含一個或多個第三開關單元和一個或多個第四開關單元；所述第三開關單元的一端與所述放大器的輸入連接；所述第三開關單元的另一端與所述移相器的一端連接；所述移相器的另一端與所述第四開關單元的一端連接，且所述第四開關單元的另一端與所述放大器的輸出連接。
3.一種可變增益放大裝置，包含一個放大器；一個或多個與所述放大器并聯(lián)的開關單元；和一個與所述放大器串聯(lián)的移相器；其中，所述移相器包括使用多個無源單元的多級電路，每個所述無源單元具有從輸入端向輸出端的單調增加或單調減少的阻抗；假如輸入信號或輸出信號電平高于預設電平，則所述開關單元啟用，假如輸入信號或輸出信號電平等于或低于所述預設電平，則所述開關單元禁用；當所述開關單元啟用時，所述放大器不運行，當所述開關單元禁用時，所述放大器運行；且當所述輸入信號通過所述放大器時的相移量等于當所述輸入信號通過所述第一開關單元和所述移相器時的相移量。
4.根據(jù)權利要求1到3中任何一個所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述移相器包含一個或多個串聯(lián)電容器和一個或多個并聯(lián)電阻器。
5.根據(jù)權利要求1到3中任何一個所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述移相器包含一個或多個串聯(lián)的電阻器和一個或多個并聯(lián)電容器。
6.根據(jù)權利要求1到3中任何一個所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述移相器包含一個或多個帶狀傳輸線，所述帶狀傳輸線連接得使特征阻抗單調增加或單調減少。
7.根據(jù)權利要求1到3中任何一個所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述移相器包含一個或多個并行雙線傳輸線，所述并行雙線傳輸線連接使得特征阻抗單調增加或單調減少。
8.根據(jù)權利要求1到3中任何一個所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述移相器包含一個或多個串聯(lián)的電容器和一個或多個并聯(lián)電感器。
9.根據(jù)權利要求1到3中任何一個所述的可變增益放大裝置，其特征在于，所述移相器包含一個或多個串聯(lián)的電感器和一個或多個并聯(lián)電容器。
10.根據(jù)權利要求1到3中任何一個所述的可變增益放大裝置，其特征在于，通過電阻器或電感器，所述開關單元的一端或兩端都接地。
11.一種無線電通信裝置，包含根據(jù)權利要求1到3中任何一個所述的可變增益放大裝置，并使用相位調制信號作為發(fā)送/接收信號。
12.一種無線電通信裝置，包含根據(jù)權利要求1到3中任何一個所述的可變增益放大裝置；一個電平檢測電路用于檢測所述可變增益放大裝置后部中的接收信號電平；和一個控制電路用于切換所述可變增益放大裝置的增益；其中假如所述電平檢測電路檢測到的電平高于預設電平，則所述可變增益放大裝置被切換到一個低增益狀態(tài)；和假如所述電平檢測電路檢測到的電平等于或低于預設電平，則所述可變增益放大裝置被切換到一個高增益狀態(tài)。
13.一種無線電通信裝置，包含根據(jù)權利要求1到3中任何一個所述的可變增益放大裝置；一個信道選擇濾波器；一個第一電平檢測電路用于檢測所述信道選擇濾波器前級中的接收信號電平；一個第二電平檢測電路用于檢測所述信道選擇濾波器后級中的接收信號電平；和一個控制電路用于切換所述可變增益放大裝置的增益；其中所述可變增益放大裝置的輸出輸入到所述信道選擇濾波器；假如所述第二電平檢測電路檢測到的電平高于第一預設電平，則所述可變增益放大裝置被切換到一個低增益狀態(tài)；和假如所述第二電平檢測電路檢測到的電平等于或低于所述第一預設電平，且所述第一電平檢測電路檢測到的電平等于或低于第二預設電平，則所述可變增益放大裝置被切換到一個高增益低電流狀態(tài)，且假如所述第二電平檢測電路檢測到的電平等于或低于所述第一預設電平，且所述第一電平檢測電路檢測到的電平等于或低于第二預設電平，則所述可變增益放大裝置被切換到一個高增益高電流狀態(tài)。
全文摘要
本發(fā)明揭示一種可變增益放大裝置，包含一個放大器；一個或多個與所述放大器并聯(lián)的第一開關單元；和一個與所述第一開關單元串聯(lián)的移相器。其中假如輸入信號或輸出信號電平高于預設電平，則所述第一開關單元啟用；假如所述輸入信號或輸出信號電平等于或低于所述預設電平，則所述第一開關單元禁用。當所述第一開關單元啟用時，所述放大器不運行，當所述第一開關單元禁用時，所述放大器運行。且當所述輸入信號通過所述放大器時的相移量基本上等于當所述輸入信號通過所述第一開關單元和所述移相器時的相移量。
文檔編號H03G3/10GK1917381SQ20061013950
公開日2007年2月21日 申請日期2002年10月8日 優(yōu)先權日2001年10月5日
發(fā)明者中谷俊文, 伊藤順治, 中野秀夫 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社