專利名稱：使用分諧波頻率變換器體系的直接轉(zhuǎn)換接收器及相關(guān)的預(yù)處理器的制作方法
1、發(fā)明背景本發(fā)明是關(guān)于直接轉(zhuǎn)換接收器，尤其是關(guān)于用在該接收器中的分諧波頻率變換器，以及用于改善這種頻率變換器的LO輸入的切換特性的預(yù)處理器。
2、背景技術(shù)現(xiàn)有的技術(shù)通常按兩步降頻轉(zhuǎn)換一個射頻信號(RF)到基帶頻率。第一步，該信號被降頻轉(zhuǎn)換為中頻(IF)，然后在第二步該信號被降頻轉(zhuǎn)換為一個基帶信號，圖1中示出了一個現(xiàn)有的接收器，一個具有載波頻率FRF的RF信號1被輸入給混頻器2的RF端口3，而一個由本地振蕩器(LO)9產(chǎn)生的、具有頻率FX小于或等于FRF的信號10被通過一個帶通濾波器15并且隨后通過一個低噪聲放大器(LNA)(圖中未示出)。所得到的信號被隨后提供給混頻器2的LO輸入端口4，混頻器3將這兩個信號進(jìn)行混頻并在輸出端口5提供一個輸出信號，該輸出信號具有兩個基本的頻率分量一個的頻率是FRF-FX(或者在FX大于FRF的情況下為FX-FRF)，所謂的中間或IF頻率FIF，而另一個頻率是FRF+FX。
該信號被通過IF濾波器6(基本上是衰減頻率為FRF+FX的分量)，由此只剩下中頻分量，包含該中頻分量的濾波器的輸出用數(shù)字7來表示。
該信號被提供給混頻器8的信號輸入端口，與此同時，具有同樣中頻的、從本地振蕩器12產(chǎn)生的信號被應(yīng)用到混頻器8的LO輸入端口，混頻器8將在兩個輸入端提供的信號進(jìn)行混頻并產(chǎn)生一個具有兩個基本頻率分量的輸出信號，這兩個基本頻率分量分別是2FIF，而另一個是零或基帶頻率FBB?；祛l器8的輸出被通過基帶濾波器14，該濾波器14基本上衰減頻率為2FRF的分量并且只剩下基帶頻率處的分量，該濾波器的輸出在圖中用數(shù)字13來標(biāo)出。
直接轉(zhuǎn)換接收器在一個步驟里將一個RF信號直接降頻轉(zhuǎn)換為一個基帶頻率，一般地一個混頻器將具有與RF信號的載波同樣頻率的LO信號的RF信號進(jìn)行混頻，該混頻器在其輸出信號中產(chǎn)生兩個主要的頻率分量一個是差頻FRF-FO，而另一個是頻率FRF+FLO。由于該LO信號與RF信號處于同一頻率，第一個這樣的組件是基帶頻率，第二個這種分量是高頻。
混頻器的輸出被通過一個基帶濾波器，該濾波器基本上衰減輸出中的高頻分量，只留下基帶分量。與圖1中的現(xiàn)有技術(shù)的接收器相比，直接轉(zhuǎn)換接收器消除了如IF濾波器6、一個混頻器和一個本發(fā)振蕩器這樣的分量。消除了IF濾波器尤其有利，因為這種濾波器一般是體積大、昂貴且不易在做在芯片上。
但是直接轉(zhuǎn)換濾波器一般地在其靈敏度方面受到限制，這是由于從LO端口到RF端口的泄露，或者從RF端口到LO端口的大RF分組器(blocker)的泄露，兩者都可能導(dǎo)致自混頻并在輸出中引入大的不期望的直流分量。
分諧波混頻器是其中LO頻率是RF頻率的分諧波的混頻器，分諧波混頻器允許低頻LO信號的產(chǎn)生，這使得合成器與電壓控制振蕩器(VCO)的設(shè)計容易，它們也為LO與RF信號之間的頻率分離提供電勢。
但是不幸的是，與標(biāo)準(zhǔn)混頻器相比，大多數(shù)的分諧波混頻器具有相對低的轉(zhuǎn)換增益和高的噪聲，它們也受到內(nèi)部節(jié)點或管腳上LO諧波的存在的干擾，這些諧波由于處于混頻，因此可以自混頻到DC。有些還要求大體積變壓器，這就限制了在芯片上的實施，大多數(shù)具有非線性RF傳輸函數(shù)。
吉伯混頻器是可以進(jìn)行轉(zhuǎn)換增益的一種類型的混頻器，但是，現(xiàn)有的吉伯混頻器包括一個混頻器核心，它不適于作為RF頻率的分諧波的LO頻率。
尤其是，標(biāo)準(zhǔn)吉伯混頻器由具有兩個彼此相差180度相位的分量的LO信號驅(qū)動，這些分量被限幅以便增加其間的傳送次數(shù)，由此改進(jìn)噪聲性能并達(dá)到更高的轉(zhuǎn)換增益，但是，這一技術(shù)不能通用于分諧波混頻器情況下。
而且，分相正弦信號也受到阻止它們通用于分諧波混頻器情形的某些現(xiàn)實世界的缺陷的影響。首先信號在轉(zhuǎn)換點處的斜率不是非常地陡峭，這種信號間的軟變換導(dǎo)致切換系統(tǒng)如電流控制晶體管等呈現(xiàn)出半切換的狀態(tài)，而這在兩個方面是不希望有的。首先，當(dāng)晶體管是半切換時，它處于零增益狀態(tài)。第二，半切換的晶體管在輸出上會引入噪聲，這是因為在吉伯混頻器的配置中，一個半切換的晶體管會導(dǎo)致在相對的晶體管對的發(fā)射器處明顯的電阻下降，它會增加晶體管產(chǎn)生的散粒噪聲。
這種信號的另一個不希望的特性是其中的轉(zhuǎn)換點對每個本地振蕩器輸出信號的幅度的變化很敏感，因此由其驅(qū)動的所有混頻器的切換動作對于精確控制來說是很難的。
而對該信號的另一個問題是，由于電流本地振蕩器的限制這樣的因素，這些信號通常不是正弦信號，而實際上通常在最大與最小值處很平直，其結(jié)果是更軟的轉(zhuǎn)換，對于驅(qū)動一個混頻器來說變得更不可取。
WO 96/389424公開了一種直接轉(zhuǎn)換接收器的替換形式，它使用了傳統(tǒng)的雙級體系，其中第一混頻器用于將RF輸入信號降頻變換為IF頻率，而第二正交混頻器將IF信號降頻變換為基帶，盡管這種體系避免了增加一個第二晶體振蕩器來用于第二正交混頻器的本地振蕩器的麻煩，但它還是不可避免地需要第二正交混頻器或IF濾波器。
美國專利5,574,755公開了一種正調(diào)制器電路，它致力于減少對正交LO信號的相內(nèi)(I)和正交(Q)分量內(nèi)的相位誤差的靈敏性。所期望的輸出是頻率ω1-ωm的較低的邊帶項，其中ω1是LO或經(jīng)調(diào)制信號的頻率，而ωm則是正在調(diào)制的信號的頻率，但卻沒有公開這兩個頻率應(yīng)當(dāng)是一樣的或者彼此具有分諧波的關(guān)系。
這些參考文獻(xiàn)既沒有解決也沒有致力于解決不希望有的在LO與RF輸入之間通過自混頻可直接引入到直接轉(zhuǎn)換接收器的輸出中的基帶分量、在分諧波混頻器中通常出現(xiàn)的低轉(zhuǎn)換增益和高噪聲以及分相正弦信號的較差的轉(zhuǎn)換特性的問題。
因此，需要一種具有改進(jìn)的增益、噪聲性能和靈敏度的直接轉(zhuǎn)換接收器。
也需要一種分諧波混頻器，它能在非晶片上實施，具有轉(zhuǎn)換增益，噪聲圖以及與現(xiàn)有的混頻器相媲美或超過的線性特性，并且在混頻處不產(chǎn)生內(nèi)部管腳或節(jié)點LO諧波。
也需要預(yù)先處理器，它能改進(jìn)敏感的分相LO輸入的切換特性。
發(fā)明概述按照本發(fā)明所廣義描述的目的，提供一種直接轉(zhuǎn)換接收器，包括一個配置成接收分相LO輸入的分諧波頻率變換器。在一個實施例中，該接收器也包括一個預(yù)先處理器，用于預(yù)先處理該分相LO輸入以改進(jìn)其切換特性。該接收器的應(yīng)用的另一個例子是在無線通信系統(tǒng)的一個移動通信裝置或手持機(jī)內(nèi)。
本發(fā)明的第一方面包括該頻率變換器，第二方面包括該預(yù)先處理器，第三方面包括與該預(yù)先處理器組合使用的頻率變換器，第四方面包括直接轉(zhuǎn)換接收器，第五方面包括一個無線通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括一個含有該發(fā)明的直接轉(zhuǎn)換接收器的無線通信裝置。
在一個實施例中，該頻率變換器包括用于接收第一輸入信號的第一輸入；用于接收一個包含有2n個分量的分相第二輸入信號的至少一個輸入，其中n是大于1的整數(shù)；第一與第二輸出；配置成響應(yīng)分相輸入信號的第一群組分量中的任一個的斷言，將第一輸入信號轉(zhuǎn)換成第一輸出的頻率變換器核心，以及該頻率變換器核心配置成響應(yīng)分相輸入信號的第二群組分量中的任一個的斷言將第一輸入信號切換成第二輸出。
在一個實施例中，該第一群組包括分相輸入信號的一些交替分量，以及第二群組包括分相輸入信號的剩余分量。
該第二輸入信號的2n個分量的每一個可以是多個2n個單端信號中的一個，或者多個n個差分信號中一個的分量，每一個具有正相和負(fù)相分量。為防止混亂并且為了可以使用本說明書中的通用技術(shù)，對于具有2n個分量的分相輸入信號，兩種情形都進(jìn)行了描述。
類似地，在第一與第二輸出上產(chǎn)生的每個信號可以單端信號，或者可以是差分輸出信號的分量，這兩個可以保持為獨立信號或分量，因這種情形可以是，或者可以組合形成一個單端輸出信號。
另外，第一輸入信號即可以是單端輸入信號也可以是差分輸入信號的分量中的一個。在一個實施例中，第一輸入信號是差分輸入信號的分量中的一個，而頻率變換器核心被配置成響應(yīng)分相輸入信號的第一群組分量中任一個的斷言將差分輸入信號的另一個分量切換為第二輸出，并且配置成響應(yīng)分相輸入信號的第二群組分量中的任一個的斷言將差分輸入信號的另一個分量切換為第一輸出。
在另一個實施例中，該頻率變換器是一個具有第一和第二輸入、第一與第二輸出的乘法器(multiplier)，該乘法器配置成以大約第二輸入的頻率的1/n倍(n是大于1的整數(shù))的頻率在切換第一輸入到第一輸出與切換第一輸入到第二輸出之間進(jìn)行交替，而所有這些都避免了在內(nèi)部節(jié)點或管腳上物理地產(chǎn)生具有大約等于第二輸入的頻率的n倍的頻率的信號。在一個實施例中，在第一與第二輸出處形成的信號(可以是單端輸出信號或差分輸出信號的分量)可被組合成代表第一信號與相乘因子的乘積的信號，其中該相乘因子以大約第二信號頻率的n倍的頻率切換極性。
在一個實施例中，該頻率變換器是一個具有RF和LO輸入和具有正相和負(fù)相分量的差分模式輸出的混頻器。該混頻器具有一個混頻器核心，該核心被配置成切換極性，例如以大約LO頻率的n倍的頻率在切換RF輸入到輸出的正相分量與切換RF輸入到輸出的負(fù)相分量，n是一個大于1的整數(shù)。在一個實施例中，通過將差分輸出的正相與負(fù)相分量組合來形成單端輸出，在一個實施例中，該LO輸入的頻率是RF輸入的頻率的1/n倍。
在一個實施例中，施加給混頻器的第二輸入的信號的周期為T，并且混頻器被配置成以大約T/2n的速率交替(其中n是大于1的整數(shù))1)切換第一輸入信號到輸出的正相分量，以及2)切換第一輸入信號到輸出的負(fù)相分量。在一個實施例中，這些步驟中每一步都是在周期T的連續(xù)但基本上不重疊的子周期內(nèi)執(zhí)行的，每一個子周期具有大約T/2n的持續(xù)時間，其中n是大于1的整數(shù)。
在第二實施例中，第一輸入信號是一個具有正相與負(fù)相分量的差分模式信號，并且混頻器被配置成以大約T/2n的速率交替(其中n是大于1的整數(shù))1)切換第一輸入的正相分量到輸出的正相分量而同時切換第一輸入的負(fù)相分量到輸出的負(fù)相分量，以及2)切換第一輸入的負(fù)相分量到輸出的正相分量而同時切換第一輸入的正相分量到輸出的負(fù)相分量。
在一個實施例中，在輸出處產(chǎn)生的信號被保持在差分模式，或可替換地，被組合以形成一個單端輸出信號。
在一個實施例中，該混頻器是一個修改的吉伯混頻器，在一個示例中，該修改的吉伯混頻器接收一個差分RF輸入并且提供一個差分輸出。在本實施例中，該混頻器核心包括在每一個都含有2n個晶體管的邏輯群組中的4n個雙極NPN型晶體管。差分RF輸入是具有正相和負(fù)相分量的電流模式輸入，該正分量被偶合到第一群組內(nèi)的晶體管的發(fā)射器，負(fù)分量被偶合到第二群組內(nèi)的晶體管的發(fā)射器。
第一群組中的奇數(shù)號的晶體管的集電極被偶合在一起以形成第一節(jié)點，第一群組中的偶數(shù)號的晶體管的集電極被偶合在一起以形成第二節(jié)點。第二群組中的偶數(shù)號的晶體管的集電極被偶合成第一節(jié)點，第二群組中的奇數(shù)號的晶體管的集電極被偶合成第二節(jié)點。
差分輸出是具有正相和負(fù)相分量的電流模式輸出，輸出的正相分量從從第一節(jié)點減少，而第二輸出的負(fù)相分量從第二節(jié)點減少。
LO輸入是由預(yù)先處理器提供的一個均勻的分相電壓模式信號，該信號具有彼此分開成大約180/n度的2n個分量，每個分量在預(yù)定的狀態(tài)內(nèi)在一個周期T內(nèi)足以觸發(fā)混頻器核心的切換動作大約等于T/2n的時間，其中T是LO信號的周期，一次僅有一個分量處于預(yù)定狀態(tài)，分相輸入的第i個分量被偶合到每一個群組內(nèi)的第i個晶體管的基極。
在一種配置中，n＝2并且LO頻率是RF載波頻率的大約1/2，在該配置中，混頻器核心以大約LO頻率的2倍切換極性，該配置使用所謂的一個半LO注入(injection)。在第二配置中，n＞2。
在一個實施例中，預(yù)先處理器響應(yīng)分相LO輸入而提供一個經(jīng)預(yù)先處理的分相LO輸入。在該實施例中，預(yù)先處理器包括限制器電路和計算電路。該限制器電路限制了每個輸入分量以形成一個受限的信號，而該計算電路計算性的組合該受限的信號的分量以形成該預(yù)先處理的、輸入給該混頻器的分相LO信號。在一個實施例中，該限制器電路通過放大隨后限幅它們來限制輸入信號的分量以便每個分量表示一個方波。
在一個實施例中，該限制器電路限制分相輸入信號的每個分量以形成一個方波，隨后該計算電路成對地組合這些方波以形成給混頻器的輸入信號。
在一個實施例中，該預(yù)先處理器包括第一和第二比較器，每個比較器被配置成從一個四輸出分相本地振蕩器接收兩個輸入信號，這些比較器彼此地對比兩個信號的值，并根據(jù)哪個信號輸入更大而提供一個正或負(fù)的值作為輸出。在一個實施例中，該比較器包括雙輸出比較，而在另一個實施例中比較器僅包括一個單一輸出比較器。
每個比較器的輸出連接到加總節(jié)點或加總單元，在這里信號以各種方式進(jìn)行相加或相減以達(dá)到期望數(shù)量的輸出信號。一個實施例還包括一個連接到該預(yù)先處理器的緩沖器電路以便進(jìn)行輸出阻抗匹配。
在一個實施例中，預(yù)處理器的輸入包括四個從本地振蕩器輸出的幅度基本上相等的90度的分相正弦信號，然后處理正弦信號并提供給這四個具有改進(jìn)的切換性能的90度的分相輸出信號，一次只有一個處于預(yù)定的狀態(tài)。在本實施例中，下例原理控制哪一個輸出信號處于預(yù)定的狀態(tài)。
1、如果第一本地振蕩器的輸出大于第二本地振蕩器的輸出并且第三本地振蕩器的輸出大于第四本地振蕩器的輸出，則將第一預(yù)處理器輸出置于預(yù)定的狀態(tài)；2、如果第一本地振蕩器的輸出小于第二本地振蕩器的輸出并且第三本地振蕩器的輸出大于第四本地振蕩器的輸出，則將第三預(yù)處理器輸出置于預(yù)定的狀態(tài)；3、如果第一本地振蕩器的輸出小于第二本地振蕩器的輸出并且第三本地振蕩器的輸出小于第四本地振蕩器的輸出，則將第四預(yù)處理器輸出置于預(yù)定的狀態(tài)；4、如果第一本地振蕩器的輸出大于第二本地振蕩器的輸出并且第三本地振蕩器的輸出小于第四本地振蕩器的輸出，則將第二預(yù)處理器輸出置于預(yù)定的狀態(tài)；在前述的示例中的差分模式信號中任一個是單端信號時或者在前述的電流模式信號是電壓模式時或者相反，實施例是有可能的。在混頻器核心中的晶體管包括或含有雙極型PNP晶體管、MOSFETHBT、BJT、CMOS技術(shù)、HEMT、MODFET、二極管、MESFET、JFET等時實施例是有可能的。
一種按照本發(fā)明操作直接轉(zhuǎn)換接收器的方法包括步驟接收第一輸入；以大約第一輸入的頻率的1/n倍的頻率提供一個分相第二輸入，其中n是大于1的整數(shù)；預(yù)先處理第二輸入以改進(jìn)其切換性能；利用預(yù)處理的輸入來以第二輸入的頻率的大約n倍的頻率交替切換1)第一輸入到第一輸出；以及2)第一輸入到第二輸出。在一個實施例，該方法還包括組合在兩個輸出處產(chǎn)生的信號以形成一個單端輸出，然后過濾該單端輸出信號以恢復(fù)其中的基帶分量。
一種按照本發(fā)明混合第一與第二輸入信號的方法的實施例，該第二信號具有周期T，該方法包括以大約2n/T的速率交替下列步驟(其中n是大于1的整數(shù))1)切換第一信號到第一輸出；2)切換第一信號到第二輸出。
在另一個實施例中，一種按照本發(fā)明操作頻率變換器的方法，包括以大約2n/T的速率(其中T是LO輸入的周期，n是大于1的整數(shù))在下步驟中交替1)切換RF信號到差分輸出的正相分量；2)切換RF信號到輸出的負(fù)相分量。
在第三實施例中，其中RF輸入是分別具有正相和負(fù)相分量RF+和RF-的差分模式輸入，并且輸出是具有正相和負(fù)相分量output+和output-的差分模式輸入，該方法包括以大約2n/T的速率在下步驟之間交替1)切換RF+信號到output+同時切換FR-到output-；2)切換RF-信號到output+同時切換RF+到output-。
一種按照本發(fā)明用于改進(jìn)具有2n個分量的分相輸入信號的切換性能的電路的實施例，其中n是大于1的整數(shù)，包括用于限制輸入信號的分量以產(chǎn)生一個受限的分相信號的限制器電路；以及用于計算性地組合該受限分相信號的分量以產(chǎn)生一個輸出分相信號的計算電路，該分相信號具有相對于輸入信號的改進(jìn)切換性能，該輸出信號具有2n個分量。
第二實施例包括用于接收具有周期為T且具有2n個分量的分相輸入信號的電路，其中n是一個大于1的整數(shù)；以及用于由其產(chǎn)生分相輸出信號的電路，該信號也具有周期T并且也具有2n個分量，以便1)對于周期T的每個基本不重疊的T/2n的子周期，每次僅有一個分量被斷言，并且在每個子周期斷言不同的分量，2)每個分量基本上是關(guān)于水平軸對稱的，3)在每個分量的開與關(guān)狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換次數(shù)是很快的。在一個實施例中，每個輸出信號的分量具有階梯形狀。
為了便于公開，假定輸出信號的分量在其所斷言的2n/T周期內(nèi)達(dá)到幅度A，快轉(zhuǎn)換就是以等于或大于(A×2n)/T的速率進(jìn)行轉(zhuǎn)換。而且為了便于公開，當(dāng)信號處于預(yù)定狀態(tài)時斷言它，在一個實施例這種預(yù)定狀態(tài)是足以觸發(fā)混頻器以切換極性的狀態(tài)。在一個實施例中，當(dāng)信號處于最高信號時就斷言。
一種處理分相輸入以形成分相輸出的方法，該輸入具有周期T并具有2n個分相分量，其中n是一個大于1的整數(shù)，該方法包括步驟限制輸入的分量以形成一個分相限制信號；計算性地組合受限信號的分量以形成一個分相輸出信號。
按照本發(fā)明的直接轉(zhuǎn)換接收器的優(yōu)點包括與現(xiàn)有直接轉(zhuǎn)換接收器相比更大的靈敏度，更低的LO頻率，降低的LO與RF偶合，并且由于減少了LO與RF偶合使設(shè)計更容易。
與現(xiàn)有的分諧波混頻器相比，按照本發(fā)明的分諧波混頻器的優(yōu)點包括在由LO或RF輸入信號的自混頻導(dǎo)致的輸出信號中減少了不希望的直流分量，從LO到RF端口的泄露是以實際的LO頻率，而原始LO信號的頻率由于該混頻器的切換操作而被有效地增加了n倍，其結(jié)果是不期望的混頻發(fā)生在LO頻率的信號與大約n倍的LO頻率的信號之間。由于這兩個信號基本上不同，就會導(dǎo)致小的或基本上沒有基帶分量。
從RF到LO端口的泄露(正常地是以RF頻率進(jìn)行)由于混頻器的切換操作而以n倍的頻率被有效地增加，原始RF信號的頻率保留不變。其結(jié)果是不期望的混頻發(fā)生在RF頻率的信號與大約n倍的RF頻率的信號之間。而且，由于這兩個信號基本上不同，就會導(dǎo)致小的或基本上沒有基帶分量。
另一個優(yōu)點是芯片上制造性，在一個實施例假定混頻器核心的所有的部件是晶體管，并且晶體管易于在芯片上實施。
與現(xiàn)有分諧波混頻器相比，另一個優(yōu)點是更好的線性傳輸函數(shù)，保證通過該混頻器的切換操作，RF+和RF-電流交替地直接控制給混頻器的輸出。
最后，本發(fā)明的混頻器的另一個優(yōu)點是它類似于吉伯混頻器的拓?fù)?，很多已有的?jīng)驗可以采用，這樣可以加速設(shè)計。
本發(fā)明的預(yù)處理器的一個優(yōu)點是與正弦LO分相信號相比在其開、關(guān)狀態(tài)之間具有更陡峭的轉(zhuǎn)換的分相LO信號，當(dāng)用于驅(qū)動一個混頻器時，這種轉(zhuǎn)換可以導(dǎo)致改進(jìn)的混頻器增益，改進(jìn)的混頻器噪聲性能以及改進(jìn)的混頻器靈敏度。
本發(fā)明的預(yù)處理器的另一個優(yōu)點是在由LO零交叉定義的開、關(guān)狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換的分相信號，它能更好地防止RF自混頻，以及較少地依賴于LO幅度匹配以及LO波形的類型和形狀。
與由正弦分相LO信號驅(qū)動的分諧波混頻器相比，按照本發(fā)明的分諧波混頻器與預(yù)處理器的組合的優(yōu)點是低的轉(zhuǎn)換損耗，保證實際上的所有RF輸入電流保持在輸出中。
這種組合的另一個優(yōu)點是降低了噪聲和對干擾的靈敏度，這是由于在預(yù)處理的分相LO輸入的開、關(guān)狀態(tài)之間的陡峭的轉(zhuǎn)換。
相關(guān)申請本申請涉及于1999年3月2日遞交的美國專利申請09/260919“直接轉(zhuǎn)換接收器”以及國際公開WO 00/52840，并共同屬于本申請人。另外本申請要求下面美國專利申請的優(yōu)先權(quán)09/261056，“預(yù)處理器和相關(guān)頻率變換器”，于1999年3月2日遞交，以及09/386956，“采用分諧波頻率變換器體系的直接轉(zhuǎn)換接收器及相關(guān)預(yù)處理器”，于1999年8月27日遞交，兩者都共同屬于本申請人。


圖1表示一個現(xiàn)有的接收器；圖2表示按照本發(fā)明的直接轉(zhuǎn)換接收器的一個實施例；圖3是按照本發(fā)明的乘法器的方框圖；圖4以概念形式表示本發(fā)明的一個通用的混頻器；圖5表示圖4的混頻器的一個實現(xiàn)；圖6A-6E表示給圖5的混頻器實施例的示例LO輸入；圖7A-7B表示按照本發(fā)明的一個頻率變換器的操作方法；圖8A-8F表示在本發(fā)明的一個混頻器實施例中示例的波形，其中n＝2；
圖9A-9B表示頻率域內(nèi)的本發(fā)明的一個混頻器實施例的切換操作，其中n＝2圖10A表示概念形式的本發(fā)明的一個混頻器實施例，其中n＝2；圖10B表示圖10A的混頻器實施例的四個切換時間周期；圖11A-11E和12A-12H表示對于按照本發(fā)明的一個混頻器實施例的示例LO輸入，其中n＝2；圖13表示按照本發(fā)明的一個混頻器實現(xiàn)方式，其中n＝2；圖14A-14B表示對于圖13的混頻器實現(xiàn)示例的示例波形；圖15A-15B表示本發(fā)明的實施操作方法，其中n＝2；圖16表示按照本發(fā)明的實現(xiàn)的一個預(yù)處理器；圖17A-17B表示圖16的預(yù)處理器操作的示例波形；圖18A-18D表示本發(fā)明的預(yù)處理器的實施例；圖19A-19B表示說明圖18A-18D的預(yù)處理器實施例的操作的示例波形；圖20A-20B是本發(fā)明的預(yù)處理器的實施例的方框圖，其中n＝2；圖21A-21I以及22A-22G是表示圖20A-20B的預(yù)處理器實施例的操作的示例波形；圖23A是按照本發(fā)明的n＝2情形的預(yù)處理器的一個實施例；圖23B是說明圖23A的預(yù)處理器實施例的操作的一個示例波形；圖24表示按照本發(fā)明的一個混頻器的詳細(xì)實施例；
圖25表示按照本發(fā)明的一個預(yù)處理器的詳細(xì)實施例；圖26表示配置成提供一個分相正弦LO信號的現(xiàn)有LO振蕩器；圖27A-27B說明操作符合本發(fā)明的直接轉(zhuǎn)換接收器的操作方法的示例；圖28A-28B表示按照本發(fā)明的一個預(yù)處理器的操作方法的示例。
優(yōu)選實施例的詳細(xì)描述1、直接轉(zhuǎn)換接收器按照本發(fā)明的直接轉(zhuǎn)換接收器示于圖2中。天線20接收包含有由基帶信號調(diào)制的RF載波信號的信號，該信號被通過一個配置成基本上衰減感興趣帶之外的信號的帶通濾波器21，假定所接收的信號處于濾波器21的帶內(nèi)，它通過基本上沒被衰減的濾波器21。所接收的通過濾波器21的信號被用數(shù)字22來標(biāo)識，該信號作為輸入通過輸入端口27提供給頻率變換器23，該信號的載波頻率是FRF，可以在帶通濾波器21與頻率變換器信號輸入端口27之間設(shè)置一個放大器或低噪聲放大器(LNA)。在一個實施例中，頻率變換器23是一個混頻器，在另一個實施例中它是一個乘法器。
一個本地振蕩器24提供一個頻率為FLO的信號25，該頻率是所接收信號的RF載波頻率的1/n分諧波。換句話說，F(xiàn)LO≈(1/n)FLO，其中n是大于1的整數(shù)。信號25然后由預(yù)處理器26進(jìn)行預(yù)處理，該分相預(yù)處理信號隨后被作為輸入通過輸入端口提供給頻率變換器23。
頻率變換器23的輸出通過輸出端口29是可用的，該輸出通常具有兩個主要的頻率分量，一個是高頻，另一個是處于基帶頻率。該輸出通過一個基帶濾波器30，該濾波器30基本上被配置成衰減頻率變換器23的輸出中的高頻分量，并允許基帶分量基本上無衷減地通過。基帶濾波器30的輸出，即頻率變換器在頻率為FBB處的輸出中的基帶分量是直接轉(zhuǎn)換接收器系統(tǒng)的輸出31。
該直接轉(zhuǎn)換接收器系統(tǒng)可以是一個收發(fā)器的分量，而該收發(fā)器又可以是一個無線通信裝置的分量，該通信裝置包括一個移動無線通信裝置如手持機(jī)或膝上型電腦或基站。該無線通信裝置可以是這樣一種類型的無線通信系統(tǒng)的一部分，該類型是指地理區(qū)域被劃分成多個單元，其中在該單元內(nèi)具有一個基站，該基站通過一個無線接口與位于該單元內(nèi)的一個或更多的無線通信裝置通信或為其服務(wù)，系統(tǒng)中的一個或多個無線通信裝置結(jié)合有一個按照本發(fā)明配置的直接轉(zhuǎn)換接收器。
在一個實施例中，該頻率變換器23具有第一和第二輸入，分別用數(shù)字27和28來表示，其中提供給第二輸入28的信號的頻率是提供給第一輸入27的信號的頻率的1/n倍，其中n是大于1的整數(shù)。
該頻率變換器具有第一與第二輸出，并且被配置成以第二輸入的頻率的大約n倍來在1)切換第一輸入到第一輸出；以及2)切換第一輸入到第二輸出之間進(jìn)行交替。在輸出處產(chǎn)生的信號可以是差分模式信號的一部分，或者可以是單端信號。而且，在輸出處產(chǎn)生的信號可以被組合來形成一個單端輸出或者可以保持獨立。
而且，第一輸入即可以是單端信號，也可以是具有正相和負(fù)相分量的差分輸入信號的一分量。在后者情形中，在一個實施例中，該頻率變換器被配置成以其第二輸入的頻率的大約n倍來在下面之間交替1)切換第一輸入的正相分量到第一輸出，同時切換第一輸入的負(fù)相分量到第二輸出；以及2)切換第一輸入的正相分量到第二輸出，同時切換第一輸入的負(fù)相分量到第一輸出。
一種按照本發(fā)明操作直接轉(zhuǎn)換接收器的方法示于圖27A中。在步驟400接收第一輸入；在步驟401，以大約第一輸入的頻率的1/n倍的頻率提供一個第二輸入，其中n是大于1的整數(shù)；在步驟402，預(yù)先處理第二輸入以改進(jìn)其切換性能；在步驟403，利用預(yù)處理的第二輸入來以第二輸入的頻率的大約n倍的頻率在1)切換第一輸入到第一輸出；以及2)切換第一輸入到第二輸出之間交替。
在輸出處產(chǎn)生的信號可以是差分模式信號的一部分，或者可以是單端信號?？蛇x地，在兩個輸出處產(chǎn)生的信號可以被組合來形成一個單端輸出。而且，第一輸入即可以是單端輸入，也可以是具有正相和負(fù)相分量的差分輸入信號的一個分量。在后者情形中，該方法進(jìn)一步包括以其第二輸入的頻率的大約n倍來在下面之間交替1)切換該差分輸入信號的正相分量到第一輸出，同時切換該差分輸入的負(fù)相分量到第二輸出；以及2)切換差分輸入信號的負(fù)相分量到第一輸出，同時切換差分輸入的正相分量到第二輸出。
在一個頻率變換器23的實施例中，第一輸入是RF輸入并且第二輸入是LO輸入。在第一輸入處接收一個包含有由基帶信號調(diào)制的RF載波信號的信號。在一個實施例中，該LO輸入的頻率等于RF輸入的頻率的大約1/2。在一個實施例中，該LO輸入的頻率等于LO輸入的載波頻率的大約1/2。
在圖27B中示出了實現(xiàn)直接轉(zhuǎn)換接收器的操作方法。在步驟405，接收RF輸入；在步驟406，提供一個具有等于RF輸入的頻率的1/2的頻率的LO輸入；在步驟407，預(yù)先處理LO輸入以改進(jìn)其切換性能；在步驟408，利用預(yù)處理的LO輸入來以LO輸入的頻率的大約2倍的頻率在切換RF輸入到第一輸出；以及切換RF輸入到第二輸出之間交替。
在前述以及隨后的討論中，應(yīng)明白，由于存在可接受的互換公差，在描述信號之間的關(guān)系時不可能總是存在著數(shù)學(xué)上的精確性。因此使用象“大約”或“基本上”或“近似”是為了允許在信號之間的關(guān)系內(nèi)某些可允許的誤差以說明存在著公差。
2、頻率變換器在一個實施例中該頻率變換器與前面描述的相同，但是第二輸入的頻率并不必受限于第一輸入頻率的1/n倍。
在另一個實施例中，該頻率變換器23是具有RF和LO輸入的乘法器，在圖3中給出這種乘法器的一個方框圖。在本實施例中，LO信號提供給輸入端口28，RF信號提供給輸入端口27，并提供了給數(shù)字29a和29b表示的兩個輸出。該RF信號被輸入給雙刀單擲(DTSP)開關(guān)33，LO信號被提供給模塊35，模塊35通過信號線34引導(dǎo)DTSP開關(guān)33以便以LO輸入頻率的n倍的頻率(其中n是大于1的整數(shù))在切換RF信號到第一輸出29a與切換RF信號到第二輸出29b之間交替。在輸出29a和29b處產(chǎn)生信號以便包括有這樣信號組合的單端輸出代表相乘因子(其以LO信號頻率的大約n倍的頻率在+1與-1之間切換極性)與RF信號的乘積。
在一個示例中，該LO輸入的頻率是RF輸入頻率的大約1/n倍，其中n是大于1的整數(shù)。但是，應(yīng)明白并不保持這種關(guān)系也是可能的。
最好，在相乘因子的頻率的信號或使用相乘因子的信號基本上不作為一個信號在內(nèi)部管腳或乘法器的節(jié)點上產(chǎn)生，因為在內(nèi)部管腳或節(jié)點上產(chǎn)生這種信號會導(dǎo)致LO信號的自混頻并且輸出中會有不期望的DC分量。相反在本實施例中，相乘因子簡單地代表1)以大約LO頻率n倍發(fā)生的切換動作；以及2)在入站(incoming)RF信號與組合輸出信號之間的傳輸函數(shù)。
另外，在輸出29a和29b處產(chǎn)生的信號即可以是單端信號，也可以是差分信號的一部分。而且，提供給輸入27的RF信號即可以是單端信號或差分信號的一部分。在后一種情形中，可以包括附加的DTSP開關(guān)(未示出)以便利用開關(guān)33一前一后地在切換差分輸入信號的分量到輸出29b(同時提供給輸入27的RF信號被切換給輸出29a)與切換差分輸入信號的另一分量到輸出29a(同時提供給輸入27的RF信號被切換給輸出29b)之間交替。
在第三實施例中，如圖4所示，頻率變換器23是一個混頻器，其中給混頻器的該RF輸入是一個具有正相RF+和負(fù)相分量RF-的差分電流模式信號，分別用數(shù)字94和95表示。該混頻器具有一個混頻器核心，分別用開關(guān)92和93表示，每個開關(guān)被配置成以大約LO頻率的n倍在位置1和2之間來回?fù)軇?toggle)，每個開關(guān)與另一個開關(guān)同步以便兩個開關(guān)同時在位置2并且同時在位置1。該混頻器具有含有正相分量OUT+和負(fù)相分量OUT-的差分電流模式輸出信號，分別用數(shù)字92和93表示，開關(guān)92被配置成交替地在OUT+輸出與OUT-輸出之間控制RF+電流。類似地，開關(guān)93被配置成交替地在OUT+輸出與OUT-輸出之間控制RF-電流，執(zhí)行切換以便在RF-電流被控制給OUT-輸出的同時將RF+電流控制給OUT+輸出，以及在RF-電流被控制給OUT+輸出的同時將RF+電流控制給OUT-輸出。
而且，輸出信號OUT+與OUT-是單端信號時的實施例也是可能的，并且其中開關(guān)92與93中僅有一個被提供以便交替地在輸出94與95之間切換RF信號(可以是單端信號或差分信號的一個分量)。而且在LO輸入的頻率是RF輸入頻率的1/n倍時的示例也是可能的，或者不必必須保持這種關(guān)系。
在一個實施例中，該混頻器是一個修改的吉伯混頻器。對于現(xiàn)有吉伯混頻器上的附加信息，該閱讀器被參考為Paul R.Gray等人的“模擬集成電路的分析與設(shè)計”第三版，1993，第670-675頁。在一個實施例中，如圖5所示，所修改的吉伯混頻器接收具有正相和負(fù)相分量RF+和RF-的差分電流模式RF輸入，分另用數(shù)字104與105表示。該混頻器也接收均勻的、具有被按180/n度分開的n個差分分量(2n個單端分量)的分相LO差分和電壓模式輸入。為了便于公開，以及為了防止混淆和為了使用通用技術(shù)，對于差分和單端輸入情形，該2n個分量術(shù)語將在此用于描述兩種情形，應(yīng)明白，在差分情形中，2n個分量可以被分組成n對，每一對包括一個差分信號的正相分量和差分信號的負(fù)相分量。
在一個實施例中，LO輸入是由一個預(yù)處理器來預(yù)先處理，預(yù)處理的LO輸入的2n個分量(差分模式)被記作為PLO0+，PLO1+，......，PLOn-1+，PLO0-，PLO1-，PLOn-1-，其中寫在下面從0到n-1的數(shù)字表示一個差分信號，而寫在上面+或-分別表示差分信號的正相或負(fù)相分量。在一個示例中，LO輸入的頻率是RF輸入的載波頻率的大約1/n，其中n是大于1的整數(shù)。
該混頻器提供一個差分電流模式輸出OUT+和OUT-，分別用數(shù)字100和101表示，在本實施例中，該混頻器核心包括分成二個邏輯組(每組2n個晶體管)的4n個雙極型NPN型晶體管，分別用數(shù)字102和103表示。在該圖中，每組中每2n個晶體管被分配一個從1至2n的號，RF的正相分量RF+連接到第一組102內(nèi)的晶體管發(fā)射極，RF輸入的負(fù)相分量RF-連接到第二組103內(nèi)的晶體管的發(fā)射極。
第一組102中奇數(shù)號的晶體管的集電極連接到一起以形成第一節(jié)點106，并且第一組102中偶數(shù)號的晶體管的集電極連接到一起以形成第二節(jié)點107，第二組103內(nèi)的奇數(shù)號的晶體管的集電極連接到第一節(jié)點106，并且第二103中的奇數(shù)號晶體管的集電極連接到第二節(jié)點107。
輸出的正相分量OUT+從第一節(jié)點106減少，而輸出的負(fù)相分量OUT-從第二節(jié)點107減少。
如圖6A-6E所示，預(yù)處理LO輸入是一個均勻的、具有分成大約180/n度的2n個分量的分相差分和電壓模式信號。圖6A說明了第一分量PLO0+，圖6B說明了第二分量PLO1+，圖6C說明了第三分量PLO2+，圖6D說明了第(n+1)個分量PLO0-，圖6E說明了第2n個分量PLOn-1-。如所示，在LO信號的周期T的每個T/2n子周期期間，僅斷言了一個分量(也就是用數(shù)字108表示的預(yù)定狀態(tài))足以觸發(fā)該混頻器核心的切換動作，而且在每一個子周期內(nèi)斷言了不同的分量。而且，對于每一個分量在例如電平109與電平108之間的開與關(guān)狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換是很快的，這意味著，為便于公開，這些轉(zhuǎn)換是以大于或等于(2n×A)/T的速率發(fā)生，其中A是對應(yīng)于電平108與109之間的差異的幅度。最后，每一分量基本上關(guān)于用數(shù)字109標(biāo)識的水平軸對稱。
參照圖5，對于兩個晶體管組102和103，預(yù)處理的LO輸入的分量被連接到組中的第i個晶體管的基極。因此，如圖5所示，在兩個組102與103中，PLO0+被連接到晶體管1的基極；PLO1+被連接到晶體管2的基極；PLO2+被連接到晶體管3的基極；而PLOn-1+被連接到晶體管2n的基極。
下面解釋圖5的電路的操作。在具有持續(xù)時間T/2n的第一時間周期內(nèi)，組102、103中的晶體管1導(dǎo)通，作為響應(yīng)，電流RF+被引導(dǎo)到輸出OUT+，電流RF-被引導(dǎo)到輸出OUT-。在具有同樣持續(xù)時間的第二周期，兩個組102與103中的晶體管2導(dǎo)通，作為響應(yīng)，電流RF-被引導(dǎo)到輸出OUT+，電流RF-被引導(dǎo)到輸出OUT-。在具有同樣持續(xù)時間的第三周期，電流RF+被引導(dǎo)到輸出OUT+，電流RF-被引導(dǎo)到輸出OUT-。在LO信號的整個周期T內(nèi)對于持續(xù)時間T/2n的每個隨后的時間周期該交替進(jìn)程持續(xù)進(jìn)行直到遇到第2n個這樣的時間周期，在此時間，組102與103中的第2n個晶體管導(dǎo)能。此時，電流RF-被控制給輸出OUT+，電流RF+被控制給輸出OUT-。
在前述的示例中的差分模式信號中任一個是單端信號時或者在前述的電流模式信號的任一個是電壓模式時或者相反時，實施例是有可能的。在混頻器核心中的晶體管包括或含有雙極型PNP晶體管、MOSFET、HBT、BJT、CMOS技術(shù)、HEMT、MODFET、二極管、MESFET、JFET等時實施例是有可能的。相對于圖5，交換組102與103的實施例也是有可能的，其中在一個組內(nèi)的奇數(shù)與偶數(shù)晶體管被交換了。在預(yù)處理的LO信號的分量的頻率是RF信號的分量頻率的1/n倍時實施例也是可能的，其中并不保持這種關(guān)系。
在一種配置中，n＝2，LO頻率是RF載波頻率的大約1/2，并且混頻器核心以大約LO頻率的2倍切換極性，該配置使用所謂的一個半頻率LO注入。在第二配置中，n＞2。
圖7A-7B說明的本發(fā)明的操作頻率變換器的方法的實施例，圖7A所示的方法包括步驟11O中的交替步驟，切換RF信號到第一輸出一段等于T/2n的時間，其中n是大于1的整數(shù)，并且T是LO輸入的周期；以及在步驟111，切換RF信號到第二輸出一段等于T/2n的時間。
而且，在第一與第二二輸出處提供的信號可以是單端信號，或差分信號的一個分量，再有，該RF輸入信號可以是單端信號，或差分信號的一個分量。
在圖7B中所示的方法包括以大約2n/T的速率在步驟112與113之間交替，其中n是大于1的整數(shù)，T是LO輸入的周期，步驟112包括切換差分輸入信號的正相部分RF+到第一輸出OUTPUT+，同時切換差分輸入信號的負(fù)相部分RF-到第二輸出OUTPUT-；步驟113包括切換RF-到第一輸出OUTPUT+，同時切換RF+到第二輸出OUTPUT-。
在前面描述的方法中，當(dāng)差分模式輸入信號的RF+與RF-分量是單端信號時，以及當(dāng)在第一與第二輸出處產(chǎn)生的信號是差分輸出信號的分量時或單端信號時，實施例是有可能的。
可以進(jìn)一步參照圖8A-8F說明按照本發(fā)明配置的乘法器的實現(xiàn)的時域操作。特定的實施例是這樣n＝2。圖8A描述了施加給乘法器的第二輸入的正弦分相LO信號的一個分量，圖8C描述了施加給乘法器的第一輸入的RF信號的一個示例。可以看出LO信號的頻率是RF信號的一半。
圖8D說明了在乘法器的第一輸出OUT+上出現(xiàn)的輸出信號，圖8E說明了在乘法器的第二輸出OUT-上出現(xiàn)的輸出信號，圖8F說明了通過從OUT+上產(chǎn)生的信號減去在輸出OUT-上產(chǎn)生的信號而得到的組合輸出信號。
圖8B是定義圖8C的入站RF信號與圖8F中所示的組合輸出信號之間的傳輸函數(shù)的相乘因子?？梢钥闯?，相乘因子的切換動作的頻率是LO頻率的兩倍，相乘因子與RF信號的乘積定義了圖8F的組合輸出信號，這可以看成是包括有DC(基帶)分量。
本發(fā)明的頻率變換器的切換動作一其中在頻率變換器的輸出處的基帶分量是輸出中的一次(first order)頻率分量一可以參照圖9A-9B進(jìn)一步說明。參照圖9A，假定LO輸入的頻率是RF輸入的頻率的大約一半并且混頻器的切換操作被維持在LO頻率處，該圖說明了一個現(xiàn)有混頻器的頻率域內(nèi)的操作。入站RF信號(用數(shù)字40表示)被分成兩個一次輸出分量，每一個具有RF信號的能量的一半，用數(shù)字41表示的第一分量的頻率為大約等于LO頻率，或大約RF能量的一半。用數(shù)字42表示的第二分量的頻率大約等于LO頻率的三倍，或大約RF頻率的1.5倍，這可從下面數(shù)學(xué)公式中看出(Acos2πfRFt)×(Bcos2πfLOt)=12AB[cos2π(fRF-fLO)]+12AB[cos2π(fRF+fLO)t]]]>前面分量的第一個是大約在頻率1/2fRF或fLO，同時前面分量的第二個是大約在頻率為3/2fRF或3fLO。從中可以看出，在基帶頻率處沒有一次部分。
參照圖9B，假定LO頻率是RF頻率的大約一半，該圖說明了一個按照本發(fā)明的頻率變換器的頻率域內(nèi)的操作。該頻率變換器配置成以等于大約LO頻率2倍的速率提供切換動作。入站RF信號(用數(shù)字40表示)被分成兩個一次輸出分量，用數(shù)字43和44表示，用數(shù)字43表示的第一分量處于基頻。用數(shù)字44表示的第二分量的頻率大約等于RF頻率的二倍，或2fRF?？梢钥闯?，不象圖9A的混頻器的情況，處于基帶頻率的一次分量被設(shè)置在圖9B的頻率變換器中。
按照本發(fā)明的n＝2的混頻器的一個實現(xiàn)示于圖10A中。輸入級66提供了一個差分電流模式RF信號，該差分電流模式RF輸入的正相分量RF+用數(shù)字64表示，而負(fù)相分量用65表示。輸出級23提供了一個差分電流模式輸出OUT+和OUT-，其中用數(shù)字60標(biāo)識正相分量OUT+，用數(shù)字61標(biāo)識負(fù)相分量OUT-。
圖中也示出了電流控制(steer)混頻器核心63，該核心包括連接在輸入級66與輸出級23之間的開關(guān)62a、62b、62c、62d。
開關(guān)62a、62b、62c、62d由信號開關(guān)a、b、c、d控制，如圖所示，每個開關(guān)都是正常打開，但是當(dāng)與該開關(guān)相關(guān)聯(lián)的兩個信號中的一個被斷言時才關(guān)閉。因此，例如，當(dāng)信號a或d被斷言時關(guān)閉開關(guān)62a；當(dāng)信號c或b被斷言時關(guān)閉開關(guān)62b；當(dāng)信號c或b被斷言時關(guān)閉開關(guān)62c；當(dāng)信號a或d被斷言時關(guān)閉開關(guān)62d。
根據(jù)本發(fā)明，最好信號a、b、c、d是通過一個預(yù)處理器從一個本地振蕩器的分相輸出中導(dǎo)出。如圖11A所示，該本地振蕩器的分相輸出可由四個正弦信號A1、A2、B1、B2來表示，彼此相差90度。在本例中，B1偏移A190度，A2偏移A1180度，B2偏移A1270度。
預(yù)處理器響應(yīng)分相信號A1、B1、A2、B2形成a、b、c、d。在圖11B中示出信號c；在圖11C中示出信號a；在圖11D中示出信號d；在圖11E中示出信號b。
如果圖11A的本地振蕩器的分相輸出的周期被分成四個連續(xù)的基本不重疊且大小相等的部分，與圖11B-11E的信號相比，可以觀察到，在LO周期T內(nèi)，這些信號中的每一個都被斷言了持續(xù)時間為T/4的子周期，并且在每個T/4的子周期內(nèi)，這些信號中僅有一個被斷言。為了公開的目的，當(dāng)信號處于開的狀態(tài)(也就是足以致動混頻器反轉(zhuǎn)極性的預(yù)定狀態(tài))時就斷言它。在一個實施例中，當(dāng)在一組信號內(nèi)的一個信號是該組的最高成員時就斷言它。還可以觀察到，在每一個子周期內(nèi)，斷言了不同的信號。在第一子周期，斷言信號‘a(chǎn)’；在第二部分，斷言信號‘c’；在第三部分，斷言信號‘d’；在第四部分，斷言信號‘b’。還可以觀察到，連續(xù)斷言之間的界限是由陡峭的轉(zhuǎn)換來定義?？梢杂^察到，信號a、b、c、d中的每一個關(guān)于零或DC偏移對稱，表明信號缺少偶次諧波，在涉及RF信號的很多應(yīng)用中避免偶次諧波是很重要的，因為在這種應(yīng)用中存在偶次諧波可導(dǎo)致虛假的并且是不期望的效果。例如在使用半頻率LO注入的分諧波混頻器中，由于LO輸入的自混頻，在LO輸入上存在偶次諧波可以在輸出信號中引入不希望的DC分量。在涉及差分模式輸入或輸出的很多應(yīng)用中避免偶次諧波也是重要的，因為這種應(yīng)用的目的就是避免偶次諧波。
在圖12A-12H中進(jìn)一步說明的信號a、b、c、d的特性。首先，如圖12A-12D所示，這些信號中的每一個在所示的LO周期的四個非重疊部分的一個內(nèi)達(dá)到預(yù)定的開狀態(tài)，并且這些信號中的另外一個每次被置于該預(yù)定的狀態(tài)。在一個實施例中，斷言組a、b、c、d內(nèi)的一個信號，也就是說，當(dāng)每次它是該組內(nèi)的最高成員時被放置于開狀態(tài)。其次，每次在預(yù)定的狀態(tài)內(nèi)僅有一個信號被斷言。第三，在連續(xù)的信號斷言(分別用數(shù)字70、72來表示)之間的轉(zhuǎn)換點71處的信號的斜率是尖銳且陡峭的。第四，可以看到信號a、b、c、d中每一個是關(guān)于零或DC偏移對稱的。
參照圖10A，當(dāng)開關(guān)62a或62d中任一個關(guān)閉時，信號RF+被提供給OUT+，并且信號RF-提供給OUT-。類似地，當(dāng)開關(guān)62b或62c中任一個關(guān)閉時，信號RF-被提供給OUT+，并且信號RF+提供給OUT-。在一個實施例中，這些動作的效果就是在a和d期間將入站RF信號乘+1，并將信號提供給輸出；以及在周期c和b期間將入站RF信號乘以-1并將其提供給輸出。
圖10B說明了在一個實施例中由圖10A的混頻器在LO信號的單一周期上施加給RF輸入的有效相乘因子。可以看出，在循環(huán)的第一部分，其中信號“a”是活動的，相乘因子是+1，與開關(guān)62a與63d的關(guān)閉一致；在循環(huán)的第一部分，其中信號“a”是活動的，相乘因子是+1，與開關(guān)62a與63d的關(guān)閉一致；在循環(huán)的第二部分，其中信號“c”是活動的，相乘因子是-1，與開關(guān)62b與63c的關(guān)閉一致；在循環(huán)的第三部分，其中信號“d”是活動的，相乘因子是+1，與開關(guān)62a與63d的關(guān)閉一致；在循環(huán)的第四部分，其中信號“b”是活動的，相乘因子是-1，與開關(guān)62b與63c的關(guān)閉一致。
在前面的示例中，應(yīng)明白切換動作的效果是達(dá)到RF輸入與相乘因子的相乘，不是說相乘操作是必須物理地執(zhí)行的。
圖13說明了本發(fā)明的n＝2時混頻器的實施例，該混頻器配置成從差分電壓模式RF輸入RF+和RF-運行，并且提供差分gm(跨導(dǎo))級88以作為電壓至電流的轉(zhuǎn)換器而工作。如圖所示的，該級包括一個退化(degenerate)的差分對，其作用是拒絕通用模式輸入電壓并輸出一個差分電流給節(jié)點86和87，其中電流的正相部分IRF+施加給節(jié)點86，而負(fù)相部分IRF-施加給節(jié)點87，gm級在這些節(jié)點產(chǎn)生一正比于輸入差分RF輸入電壓的差分電流。
所提供的電流控制混頻器核心包括開關(guān)82、83、84和85，在實施例中每個開關(guān)包括兩個交叉耦合NPN型雙極晶體管，開關(guān)82與84被配置成當(dāng)無論何時PLO0+或PLO0-信號也就是“a”或“d”信號是活動時關(guān)閉，以及開關(guān)83、85配置成無論何時當(dāng)PLO1+或PLO1-也就是“c”或“b”信號是活動時關(guān)閉。
也提供了差分電流模式輸出80、81，其中OUT+用數(shù)字80表示，OUT-用數(shù)字81表示。在PLO0+和PLO0-信號是活動期間，即a和d周期期間，電流IRF+被控制給輸出OUT+，而電流IRF-被控制給輸出OUT-，而在PLO1+和PLO1-信號是活動期間，即c和b周期期間，電流IRF-被控制給輸出OUT+，而電流IRF+被控制給輸出OUT-。
在圖14A-14B中分別示出了波形RF+、RF-、PLO0+、PLO0-、PLO1+、PLO1-、OUT+、OUT-的示例，波形(1)表示入站差分電流模式RF輸入的正相部分RF+，波形(2)表示入站差分電流模式RF輸入的負(fù)相部分RF-，波形(3)代表“a”信號或PLO0+，波形(4)代表“d”信號或PLO0-，波形(5)代表“c”信號或PLO1+，波形(6)代表“d”信號或PLO1-，波形(7)代表輸出信號OUT+的正相部分，波形(8)代表輸出信號OUT-的負(fù)相部分。
應(yīng)明白，在圖11、12、14中對信號a、b、c、d的描述是實際實施當(dāng)中的理想化，對于單一的轉(zhuǎn)換來說，存在著某些有限的斜率，在圖6中所示的信號描述了在實際中可能發(fā)生的有限的斜率轉(zhuǎn)換。
在圖15A-B中說明了混頻器的實施操作方法。在圖15A的方法中，步驟50和51是交替地執(zhí)行的。在步驟50，RF輸入信號被切換到第一輸出一段等于大約T/4長的周期，其中T是LO輸入的周期，在步驟51，RF輸入信號被切換到第二輸出一段等于大約T/4長的周期，可選地，在兩個輸出處產(chǎn)生的信號被組合以形成一個單端信號。
而且，在兩個輸出處產(chǎn)生的信號可以是單端信號或可以是差分模式信號的分量，而且RF輸入信號可以是單端輸入信號或差分模式輸入信號的一分量。
在圖15B所示的方法中，步驟52與53是交替地執(zhí)行的，在步驟52，差分模式RF輸入信號的正相分量RF+被切換到差分模式輸出OUTPUT+的正相分量，并且差分模式輸入信號的負(fù)相分量RF-被切換到差分模式輸出OUTPUT-的負(fù)相分量一段等于大約T/4周期的時間，在步驟53，信號RF-被切換到OUTPUT+，而信號RF+切換到OUTPUT-一段等于大約T/4周期的時間。
圖24詳細(xì)地描述實現(xiàn)本發(fā)明的混頻器的示例。如圖所示，本實施例中的混頻器包括一個輸入級270，電流控制混頻器核心280以及差分輸出262。在本實施例中，源260是一個單端RF輸入(已被一個低噪聲放大器放大)。該放大的信號通過一個變壓器，該變壓器提供一個絕緣并將單端信號轉(zhuǎn)換成具有正相和負(fù)相分量RF+和RF-的差分電流模式信號，差分電流模式信號的這些分量然后被有選擇地通過公用基級290、291，這些級將電流傳送到節(jié)點271、272，并增加阻抗以達(dá)到與輸入級的絕緣，提供一個偏置電路292來適當(dāng)?shù)仄霉没?90和291。
差分RF輸入電流分量隨后被傳給電流控制混頻器核心280，如圖所示的，該核心包括開關(guān)266a、266b、266c、266d。在該實現(xiàn)中每個開關(guān)包括一對發(fā)射極/集電極連接的NPN雙極型晶體管。該混頻器核心通過線271、272接收作為輸入的差分RF電流分量，它接收作為輸入的四個預(yù)處理的信號，即信號a、b、c、d，其中“a”輸入給信號線250，“d”輸入給信號線256，“c”輸入給信號線254，“b”輸入給信號線252。
當(dāng)信號“a”或“d”被斷言時開關(guān)266a和266c關(guān)閉，以及當(dāng)信號“c”或“b”被斷言時開關(guān)266b和266d關(guān)閉。在圖24的實現(xiàn)中，當(dāng)一個信號能打開與其連接的晶體管時就斷言它。
差分輸出262具有正相部分OUT+和負(fù)相分量OUT-。正相分量OUT+設(shè)置在信號線263上，布負(fù)相分量OUT-設(shè)置在信號線264上。該混頻器核心將信號線271和272上的差分RF電流輸入耦合到差分輸出263和264上，如前面所述的。
在運行中施加給輸入250、252、254、256的預(yù)處理的信號的頻率是在輸入端口260處接收的入站信號的頻率的大約1/2，來自gm級的差分RF電流輸出被通過信號線27 1/272施加給混頻器核心，該混頻器核心以提供給輸入250、252、254、256的預(yù)處理器輸出的頻率的2倍的頻率提供切換動作。其結(jié)果是一個差分輸出信號被提供給輸出端口262，該差分輸出信號表示以預(yù)處理器輸出的頻率的大約2倍的頻率在+1與-1之間切換的相乘因子與在信號線271和272上提供的差分RF信號的乘積。簡要地說，經(jīng)修改的吉伯混頻器通過使用一個限制器結(jié)構(gòu)(以形成該預(yù)處理的信號)和一個雙倍均衡混頻器(包括一個具有交叉連接的電流控制混頻器核心)而完成了分諧波混頻。特別地，該電路優(yōu)先地使用一對雙極型晶體管來以本地振蕩器的頻率的2倍的頻率控制電流。但是應(yīng)明白，對于雙極型技術(shù)，MOS、CMOS、BJT、HEMT、HBT、MODFET、二極管、MESFET、JFET技術(shù)等都可以根據(jù)實際應(yīng)用而加以采用，也應(yīng)明白，輸入級270完全地可選的，如圖13中的輸入級88一樣，可以在特定的應(yīng)用中進(jìn)行估計或變更。
詳細(xì)實施的限定性特性可以認(rèn)為是接收差分RF電流輸入的混頻器核心，一個混頻器核心可以有效地以2倍于LO頻率的進(jìn)行切換，并且產(chǎn)生一個輸出信號，該輸出信號代表以2倍于LO頻率切換的相乘因子與RF差分輸入電流的乘積，所有這些在管腳或節(jié)點上基本上不產(chǎn)生2倍于LO頻率的信號。
分別施加給輸入250、252、254、256的信號a、b、c、d是優(yōu)先的預(yù)處理信號，在圖11、12、14中先前已進(jìn)行描述和說明。
本發(fā)明的直接轉(zhuǎn)換接收器的優(yōu)點包括與現(xiàn)有的直接轉(zhuǎn)換接收器相比更大的靈敏度，更低的LO頻率，減少的LO到RF的耦合，并因此而易于設(shè)計。
與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的分諧波混頻器的優(yōu)點包括在由LO或RF輸入信號的自混頻引起的輸出信號中不期望的DC分量的降低，而同時由于混頻器的切換動作，原始LO信號的頻率被有效地增加n倍。其結(jié)果是在LO頻率的信號與大約n倍的LO頻率信號之間發(fā)生不期望的混頻。由于這兩上信號是不同的，因此基本上不導(dǎo)致或很少的基帶。
由RF到LO端口的泄露(其頻率一般地為RF頻率)由于混頻器的切換動作而其頻率有效地增加了n倍，但是原始RF信號的頻率保持不變。其結(jié)果是不期望的混頻會在RF頻率的信號與大約n倍的RF頻率的信號之間發(fā)生。而且，由于這兩個信號基本上是不同的，因此基本上不導(dǎo)致或很少的基帶。
另一個優(yōu)點是芯片上的可制造性，在一個實施例中該混頻器核心的所有部件是晶體管，這些晶體管是很容易地在芯片上實現(xiàn)的。
與現(xiàn)有分諧波混頻器相比，另一個優(yōu)點是更線性化的RF傳輸函數(shù)，假定通過混頻器的切換動作，RF+和RF-電流被交替地直接控制給混頻器的輸出。
最后，本發(fā)明的混頻器的另一個優(yōu)點是，因它在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上類似于吉伯混頻器，大量的先前經(jīng)驗都可以采用，因而可以加速設(shè)計。
3、預(yù)處理器在圖18中示出了本發(fā)明的預(yù)處理器的一個實施例。如圖所示的，該預(yù)處理器包括限制器電路126和計算電路125，該預(yù)處理器接收一個180/n度的分相LO信號，其中n是大于1的整數(shù)，并產(chǎn)生一個相對于輸入信號已改進(jìn)了其切換特性的、經(jīng)預(yù)處理的180/n度的分相LO信號。
在一個實施例中，該輸入信號是一個分相正弦信號，但是應(yīng)明白其它類型的信號象方波、斜波、鋸齒波等都是可行的。圖26表示一個配置成產(chǎn)生90度分相正弦信號的本地振蕩器。
如圖所示，一個輸入線350連接到第一延遲模塊352和相檢測器354。以串行方式第一延遲模塊352連接到延遲模塊356，延遲模塊356連接到延遲模塊358，延遲模塊358連接到延遲模塊360。在一個實施例中，每個延遲模塊都是可編程的延遲單元。相檢測器354通過各自的數(shù)據(jù)線362連接到每個延遲模塊352、356、358、360。
相檢測器354也連接到延遲模塊360的輸出，最后，分接頭(tap)LO0，LO1，-LO0和-LO1連接到每個延遲模塊中間和延遲模塊360之后的本地振蕩器。
在運行中，在輸入350上提供一個正弦波信號給延遲352和相檢測器354，該相檢測器檢測接收的正弦波相對于由每個延遲模塊352、356、358和360輸出的信號的相。在每個模塊352、356、358和360內(nèi)的延遲被調(diào)整直到線350上的入站信號與每個模塊的輸出之間的相變成0。在該點處，在分接頭LO0，LO1，-LO0和-LO1上輸出的每個信號相對于相鄰的信號相位彼此相差90度，這些分接頭處的信號對應(yīng)于圖11A中所示的信號A1、B1、A2、B2。應(yīng)明白，在圖26中所示的LO電路可以很容易地擴(kuò)展成180/n度分相LO信號的情形。
參照圖18A，180/n分相輸入信號的分量被標(biāo)識為分接頭LO0，LO1，......LOn-1，-LO0，-LO1，......-LOn-1。應(yīng)明白，共有2n個分量，即可以是2n個單端分量，也可以差分分量。但是為與前面描述的一致，這兩種情形都稱之為2n個分量，應(yīng)明白，在差分情形中，來自n個差分信號的2n個分量，其每一個都包括一個正相和負(fù)相分量，這兩個都是2n個分量中的一個。
借助于引用這些分量、所使用的術(shù)語LO0，LO1，......LOn-1，-LO0，-LO1，......-LOn-1，范圍是從0～n-1的下標(biāo)指n個差分模式信號中的一個，并且分量的符號代表它是該差分模式信號的正相或負(fù)相分量，利用一個正相分量，以及一個負(fù)相分量，如果存在的話，指示該差分信號的負(fù)相分量。
限制器電路126限制了該輸入信號以產(chǎn)生一個分相限制信號。在一種實現(xiàn)中，該限制器電路通過放大并限幅該輸入信號而限制它的每一個分量以形成一個方波。計算電路127接收一個分相限制信號，并對其響應(yīng)，計算性地組合其分量以產(chǎn)生一個分相輸出信號。
在一個實施例中，該分相限制信號是一個180/n分相信號，其中的2n個分量分別被標(biāo)記為LO0*，LO1*，....，LOn-1*，-LO0*，-LO1*，....，LOn-1*。可以看出，對輸入分量來說，這與前面討論的基本一樣的術(shù)語，僅有差別是加了一個上標(biāo)*以將這些限制的分量與輸入分量區(qū)分開。而且，也應(yīng)明白，這2n個分量可以是2n個單端信號或n個差分信號，并且這2n個術(shù)語可以用于兩種情形中以保持與先前討論的一致。應(yīng)明白，在差分情形中，有n個差分信號，每一個正或負(fù)相分量，這兩種都是2n個分量之一。
在另一個實施例中，輸出信號是類似的180/n分相信號，其中的2n個分量分別被標(biāo)記為PLO0+，PLO1+，....，PLOn-1+，PLO0-，PLO1-，....，PLOn-1-。而且，也應(yīng)明白，這2n個分量可以是2n個單端信號或n個差分信號，并且這2n個術(shù)語可以用于兩種情形中的分量以保持與先前討論一致。
相對于用于引用輸出信號中的分量的術(shù)語PLO0+，PLO1+，....，PLOn-1+，PLO0-，PLO1-，....，PLOn-1-，下標(biāo)指示從0到n-1的n個差分信號之一，而上標(biāo)，或+或-，分別指示該分量是差分信號的正或負(fù)相分量。
在一個實現(xiàn)中，如圖18A所示，該限制器電路包括多個差分比較器128a，128b，128b，其中每一個接收作為輸入的輸入信號的一個分量LOj以及它的反相(inverse)-LOj，并且對其響應(yīng)，輸出兩個信號LOj*和-LOj*，以及信號-LOj*是信號-LOj的一個限制形式。這兩個輸出信號是由該限制器電路產(chǎn)生的限制分相輸出信號的分量。
每個差分比較器配置成當(dāng)相應(yīng)的輸入信號超過它的負(fù)相時斷言其中的一個輸出。但是，應(yīng)明白，當(dāng)相應(yīng)的輸入等于或超過其反相時斷言該輸出的實施例，或當(dāng)相應(yīng)的輸入低于或等于或低于其反相時斷言該輸出的實施例是可能的。應(yīng)明白，根據(jù)其條件斷言一個信號意味著將信號置高狀態(tài)或低狀態(tài)。
圖19a-19B是用于進(jìn)一步說明該限制器電路的實施的示例，這些圖是相同的，區(qū)別在于圖19A(3)指明PLO0+，PLO1+，....，PLOn-1+，而圖19B(3)指示PLO0-，PLO1-，....，PLOn-1-。
圖19A(1)指示給限制器電路的一個示例分相信號的分量，特別地說明了LO0，LO1，LOk-1，LOk，LOk+1，LOn-1，-LO0，-LO1，-LOk-1，-LOk，-LOk+1和-LOn-1，這些分量在圖19B(1)中重現(xiàn)。
圖19A(2)指明的由該限制器電路產(chǎn)生的限制的分相輸出信號的分量，特別地說明了LO0*，LO1*，LOk-1*，LOk*，LOk+1*，LOn-1*，-LO0*，-LO1*，-LOk-1*，-LOk*，-LOk+1*，-LOn-1*。其中LO0*代表LO0的限制形式，LO1*代表LO1的限制形式，LOk-1*代表LOk-1的限制形式，LOk*代表LOk的限制形式，LOk+1*代表LOk+1的限制形式，LOn-1*代表LOn-1的限制形式，-LO0*代表-LO0的限制形式，-LO1*代表-LO1的限制形式，-LOk-1*代表-LOk-1的限制形式，-LOk*代表-LOk的限制形式，-LOk+1*代表-LOk+1的限制形式，-LOn-1*代表-LOn-1的限制形式，這些分量在圖19B(2)中重現(xiàn)。
可以看出，在本例中的每個限制分量是一個方波，當(dāng)對應(yīng)的正弦輸入信號大于它的反相時該方波被斷言成邏輯高狀態(tài)，當(dāng)兩者相等時斷言成中間狀態(tài)，并且當(dāng)對應(yīng)的輸入分量是小于它的反相被置成邏輯低狀態(tài)。因此，例如，當(dāng)LO0大于-LO0時LO0*是高狀態(tài)，并且當(dāng)LO0小于-LO0時LO0*是低狀態(tài)。
參照圖18A，該限制分量被輸入給計算電路127，在此計算性地組合這些信號以形成預(yù)處理的輸出信號。在一個實現(xiàn)中，如圖18A所示，該預(yù)處理輸出信號的每個分量是由該限制信號的一個分量形成并與其對應(yīng)。在該實現(xiàn)中，該輸出分量的形成是通過將下一個連續(xù)相延遲限制分量的反相加到對應(yīng)的限制分量完成的。例如，參照圖8A，輸出分量PLOk+是通過將-LOk+1*加到LOk+形成的。類似地，該輸出分量PLOn-3-是通過將-LOn-2*加到-LOn-3*形成的。作為另一個示例，輸出分量PLOn-1*通過將-LO0*到LOn-1*形成的。
由于相延遲分量的反相的相加相當(dāng)于相延遲分量的相減，前述的操作邏輯上等同于通過從對應(yīng)限制分量中減去下一個連續(xù)相延遲限制分量而形成一個輸出分量。因此參照圖19A，PLO0+是通過從LO0*中減去LO1*而形成的，或者等同地，將-LO1*加到LO0*；PLOi+通過從LO1*減去LO2*形成的，或者等同地，將-LO2*到LO1*；PLOk-1+是從LOk-1*中減去LOk*而形成的，或者等同地，將-LOk*加到LOk-1*；PLOk+是通過從LOk*中減去LOk+1*而形成的，或者等同地，將-LOk+1*加到LOk*；PLOk+1+是通過從LOk+1*中減去LOk*而形成的，或者等同地，將-LOk*加到LOk1*；以及PLOn-1+是通過從LOn-1*中減去LO0*而形成的，或者等同地，將-LO0*加到LOn-1*；類似地，參照圖19B(3)，PLO0-是通過從-LO0*中減去-LO1*而形成的，或者等同地，將-LO0*加到LO1*；PLO1-是通過從-LO1*中減去-LO2*而形成的，或者等同地，將-LO1*加到LO2*；PLOk-1-是通過從-LOk-1*中減去-LOk*而形成的，或者等同地，將-LOk-1*加到LOk*；PLOk-是通過從-LOk*中減去-LOk+1*而形成的，或者等同地，將-LOk*加到LOk+1*；PLOk+1-是通過從-LOk+1*中減去-LOk*而形成的，或者等同地，將-LOk+1*加到LOk*；PLOn-1-是通過從-LOn-1*中減去LO0*而形成的，或者等同地，將-LOn-1*加-到LO0*。
在圖19A-19B中示出的這些預(yù)處理信號的分量PLO0+，PLO1+，...PLOk-1+，PLOk+，PLOk+1+，...PLOn-1+，PLO0-，PLO1-，..PLOk-1-，PLOk-，PLOk+1-，...PLOn-1-與在這些圖中示出本地振蕩器輸出的分量LO0，LO1，...LOk-1，LOk，LOk+1，...LOn-1，-LO0，-LO1，...-LOk-1，-LOk，-LOk+1，...-LOn-1相比具有改進(jìn)的切換特性。尤其是，它們在狀態(tài)的開與關(guān)之間具有更陡的轉(zhuǎn)換，第二，在某一時間僅有一個分量處于開狀態(tài)。
在由此表示的狀態(tài)的開與關(guān)之間的轉(zhuǎn)換是由波形LO0*，LO1*，...LOk-1*，LOk*，LOk+1*，...LOn-1*，-LO0*，-LO1*，...-LOk-1*，-LOk*，-LOk+1*，...-LOn-1*的零交叉來限定的。這刪除了對幅度不匹配的靈敏性，這種不匹配出現(xiàn)在當(dāng)信號LO0，LO1，...LOk-1，LOk，LOk+1，...LOn-1，-LO0，-LO1，...-LOk-1，-LOk，-LOk+1，...-LOn-1用于直接驅(qū)動混頻器的切換動作時。該問題非常容易地示出圖19A(1)中，其中數(shù)字128分別在信號LOk-1，LOk和LOk+1之間的交叉點，這些點為LOk定義了期望的開狀態(tài)。從中可以看出，這種開狀態(tài)的持續(xù)時間高度依賴于信號LOk-1，LOk和LOk+1的相對幅度。相對比，可以觀察到對于對應(yīng)的預(yù)處理分量PLOk+，開狀態(tài)并不完全地依賴于從中它所導(dǎo)出的信號的相對幅度，LOk*和LOk+1*，只有這些信號的零交叉。
信號PLO0+，PLO1+，...PLOk-1+，PLOk+，PLOk+1+，...PLOn-1+，PLO0-，PLO1-，...PLOk-1-，PLOk-，PLOk+1-，...PLOn-1-的另一個有用的屬性是每一個都關(guān)于水平軸對稱，這種對稱可以確保信號分量缺少偶次諧波，并且這種偶諧波在涉及半LO注入的應(yīng)用中是不希望有的，因為偶諧波會導(dǎo)致RF或LO輸入的自混頻，并且在輸出信號中引入不期望的DC分量。(在涉及LO頻率是RF頻率的1/n倍的應(yīng)用場合中，在預(yù)處理分量中避免n度諧波是有用的)。在涉及差分輸入或輸出的應(yīng)用中偶諧波也是不希望有的，因為使用差分輸入或輸出的目標(biāo)就是避免偶諧波。
本發(fā)明的預(yù)處理器的第二實施例示于圖18B中，該實施例與前面圖18A的實施例基本相同，區(qū)別在于圖18A的差分比較器(如圖所示具有兩個電壓模式輸出LOj*和-LOj*)用具有四個電流模式輸出的差分比較器來替代，其中兩個輸出承受電流LOj*，兩個輸出承受-LOj*。
本發(fā)明的預(yù)處理器的第三實施例示于圖18C中，該實施例與前面圖18B的實施例基本相同，區(qū)別在于不是將下一個相延遲分量的反相-LOj+1*(LOj+1*)加到分量LOj*(-LOj*)以導(dǎo)出一個預(yù)處理的輸出分量PLOj+(PLOj-)，而是下一個相延遲分量LOj+1*(-LOj+1*)被從分量LOj*(-LOj*)中減去以導(dǎo)出預(yù)處理的輸出分量PLOj+(PLOj-)。
本發(fā)明的預(yù)處理器的第四實施例示于圖18D中，該實施例與前面圖18A的實施例基本相同，區(qū)別在于每一個差分比較器是用兩個單端比較器來替代，一個用于LOj，另一個用于-LOj。這些單端比較器中的每一個被配置成當(dāng)對應(yīng)的輸入信號超過參考DC電平時將其輸出信號置于被斷言的狀態(tài)。在一個示例中，該參考電平是雙極型晶體管的閾值。
圖18B的實施例的實現(xiàn)示于圖16中。其中相同的元件用同一個數(shù)字表示。特別地，級120、121和122的實現(xiàn)示于圖16中。級120接收作為輸入的LOk+1和--LOk+1，并產(chǎn)生作為輸出的PLOk+1+和PLOk+1-。級121接收作為輸入的LOk和-LOk，并產(chǎn)生作為輸出的PLOk+和PLOk-，級122接收作為輸入的LOk-1和-LOk-1，并產(chǎn)生作為輸出的PLOk-1+和PLOk-1-。
級121代表其它的級，下面將對其進(jìn)行詳細(xì)描述。如所示，LOk施加給差分比較器125的輸入124a，而-LOk施加給124b。差分比較器125包括四個NPN型晶體管129a、129b、129c、129d。分量LOk施加給兩個最左的晶體管的基極129a、129b，而分量-LOk施加給最右的兩個晶體管129c、129d。響應(yīng)LOk達(dá)到比-LOk更高的狀態(tài)，在兩個晶體管129a、129b的集電極上產(chǎn)生一個電流模式信號LOk*；響應(yīng)一LOk達(dá)到比LOk更高的狀態(tài)，在兩個晶體管129c、129d的集電極上產(chǎn)生一個電流模式信-號-LOk*。
晶體管129a的集電極連接到用數(shù)字150標(biāo)識的NODEk+，然后又依次通過電阻126a連接到用數(shù)字123標(biāo)識的Vcc。如圖所示的，級120的晶體管152c的集電極也連接到NODEk+，斷言信號分量一LOk處于高狀態(tài)后，該晶體管引出電流-LOk+1*。電流PLOk+1*因此通過電阻126a而產(chǎn)生，該電流通過在NODEk+處的電流轉(zhuǎn)換后而等于所要的LOk*+(-LOk+1*)。
類似地，晶體管129d的集電極連接到用數(shù)字151標(biāo)識的NODEk-，而NODEk-然后又依次通過電阻126b連接到Vcc。節(jié)點120的晶體管152b的集電極也連接到NODEk-，斷言信號分量LOk+1處于高狀態(tài)后，晶體管152b引出電流LOk+1*。電流PLOk-因此通過電阻126b而產(chǎn)生，該電流通過在NODEk-處的電流轉(zhuǎn)換后而等于所要的(-LOk*)+LOk+1*。
類似的分析同樣適于級120和122。在級120中，通過電阻154a產(chǎn)生電流PLOk+1*，該電流通過在NODEk+1+處的電流轉(zhuǎn)換后而等于所要的LOk+1*+(-LOk+2*)。類似地，通過電阻154b產(chǎn)生電流PLOk+1-，該電流通過在NODEk+1-處的電流轉(zhuǎn)換后而等于所要的(-LOk+1*)+LOk+2*。
在級122中，通過電阻156a產(chǎn)生電流PLOk-1+，該電流通過在NODEk-1+處的電流轉(zhuǎn)換后而等于所要的LOk-1*+(-LOk*)。注意的是，電流-LOk*是從節(jié)點NODEk-1+處通過級121內(nèi)的晶體管129c的集電極引出的，該集電極連接到級122內(nèi)NODEk-1+并在斷言信號分量-LOk后引出電流-LOk*。類似地，通過電阻155b產(chǎn)生電流PLOk-1-，該電流通過在NODEk-1-處的電流轉(zhuǎn)換后而等于所要的(-LOk-1*)+LOk*。注意的是，電流LOk*是從節(jié)點NODEk-1-處通過級121內(nèi)的晶體管129b的集電極引出的，該集電極連接到級122內(nèi)NODEk-1-并在斷言信號分量LOk后引出電流LOk*。
每一級具有一個電流源，級122中的源128是一個代表性的示例，每一個電流源從當(dāng)時處于活動的級內(nèi)的晶體管中引出電流I0。這些電流源當(dāng)斷言為I0/2時確定LOk-1*，LOk*，LOk+1*，-LOk-1*，-LOk*，-LOk+1*的值，當(dāng)斷言為I0時確定PLOk-1+，PLOk+，PLOk+1+，PLOk-1，PLOk-，PLOk+1-，的值。
圖17A-17B是進(jìn)一步描述圖16的實現(xiàn)操作的示例波形。信號分量LOk-1*，-LOk-1*，LOk*，-LOk*，LOk+1*， -LOk+1*中的每一個具有周期T，這與信號分量LOk-1，-LOk-1，LOk，-LOk，LOk+1，-LOk+1相同，信號分量LOk-1*，-LOk-1*，LOk*，-LOk*，LOk+1*，-LOk+1*是從信號分量LOk-1，-LOk-1，LOk，-LOk，LOk+1，-LOk+1中導(dǎo)出的。如圖所示的，信號分量LOk-1*，LOk*，LOk+1*被連續(xù)地彼此相延遲了T/2n，信號分量-LOk-1*，-LOk*，-LOk+1*也是一樣，其中n是大于1的整數(shù)。
參照圖17A，信號PLOk-1+是通過將LOk-1*加到(-LOk*)而形成的，信號PLOk+是通過將LOk*加到(-LOk+1*)而形成的，以及參照圖17B，信號PLOk-1-是通過將(-LOk-1*)加到LOk*而形成的，信號PLOk-是通過將(-LOk*)加到LOk+1*而形成的。如圖所示，這此信號中每一個包括正向走向脈沖與負(fù)向走向脈沖的交替，其中每一個具有T/2n的持續(xù)時間，并且在連續(xù)的正向走向脈沖與負(fù)向走向脈沖之間的間隔是(n-1)*T/2n。
本發(fā)明的預(yù)處理器的第二實施例將在下參照圖6A-6E進(jìn)行說明。在本例中，該預(yù)處理器被配置成接收具有2n個分量且具有周期T的分相輸入信號，其中n是大于1的整數(shù)，并由此產(chǎn)生一個具有2n個分量的分相輸出信號，其中周期T包括2n個基本不重疊的持續(xù)時間為T/2n的子周期，使輸出信號這樣以便其切換性能相對于輸入信號能得到提高。尤其是，在周期T的每個T/2n子周期期間，同一時刻僅有輸出信號的一個分量被斷言，并且在每個子周期內(nèi)斷言不同的輸出分量。而且，每個分量基本上是相對于水平軸對稱的，如圖6A-6E中的數(shù)字109所示。第三，在關(guān)與開狀態(tài)之間或者開與關(guān)之間(如圖6A-6E中分別用數(shù)字109、108所標(biāo)的)的傳輸時間是非?？斓?，這意味著(為了公開的目的)傳輸速率超過(2n×A)/T，其中A是所斷言的開相對于關(guān)狀態(tài)所達(dá)到的幅度。參照圖6A-6E，這是在電平108與109之間的差異。
這些特性在n＝2的情形中也可以施加到圖11、12、14、21、22中所示的波形，以及在圖17和19中的一般情形。
圖20A給出在n＝2的情形下實施本發(fā)明的預(yù)處理器的模塊圖。圖22A中所示的預(yù)處理器包括第一比較器130和第二比較器131。第一比較器130包括一個輸入LO0和一個輸入-LO0。在本配置中第一比較器130包括分別標(biāo)記為LO0*和-LO0*的雙輸出，這些輸出都連接到加總單元132。
第二比較器131包括一個輸入LO1和一個輸入-LO1。第二比較器131包括分別標(biāo)記為LO1*和-LO1*的雙輸出，這些輸出都連接到加總單元132。加總單元132提供標(biāo)記為a、b、c、d的四個輸出，這在前面已討論過。如圖所示的，輸出a等于PLO0+，依次又等于LO0+(-LO1*)；輸出c等于PLO1+，依次又等于LO0*+LO1*；輸出d等于PLO0-，依次又等于(-LO0*)+LO1*；輸出b等于PLO1-，依次又等于(-LO0*)+(-LO1*)。
在操作中，第一比較器130接收輸入LO0和-LO0，并產(chǎn)生如下輸出如果LO0＞-LO0那么LO0*＝1，-LO0*＝0如果-LO0＜LO0那么LO0*＝0，-LO0*＝1如果LO0＝-LO0那么LO0*＝1/2，-LO0*＝1/2當(dāng)然其中交替實現(xiàn)也是可行的，其中如果LO0＝-LO0那么LO0*＝-LO0*，或者LO0*＝-LO0*＝1。
第二比較器131的操作是鏡象第一比較器130的操作，下面等式定義了第二比較器131的關(guān)系與操作如果LO1＞-LO1那么LO1*＝1，-LO1*＝0如果LO1＜-LO1那么LO1*＝0，-LO1*＝1如果LO1＝-LO1那么LO1*＝1/2，-LO1*＝1/2同樣，交替實現(xiàn)也是可行的，其中如果LO1＝-LO1那么LO1*＝-LO1*＝0或者LO1*＝-LO1*＝1。
信號分量LO0*、-LO0*和LO1*、-LO1*被提供給加總單元132，該加總單元計算性地組合這些信號分量以產(chǎn)生輸出a、b、c、d，下面等式定義了加總單元在這些實現(xiàn)中的操作輸出a＝PLO0+＝LO0*+(-LO1*)輸出c＝PLO1+＝LO0*+LO1*
輸出d＝PLO0-＝LO1*+(-LO0*)輸出b＝PLO1-＝(-LO0*)+(-LO1*)圖20B給出在n＝2的情形下實施本發(fā)明的預(yù)處理器的第二種實現(xiàn)，其中單一輸出比較器133、134替代了圖20A的第一種實現(xiàn)的雙輸出比較器。相對于圖20A，在圖20B中同樣的元件用相同的數(shù)字表示。如圖所示，一個第一單一輸出比較器133連接到輸入LO0和輸入-LO0，并且具有連接到算術(shù)單元135的單一輸出LO0*。類似地，一個第二單一輸出比較器134連接到輸入LO1和輸入-LO1，并且具有連接到算術(shù)單元135的單一輸出LO1*。
第一比較器133按照下式操作如果LO0＞-LO0那么LO0*＝1如果-LO0＜LO0那么LO0*＝0如果LO0＝-LO0那么LO0*＝1/2第一比較器134的操作鏡象第一單一輸出比較器133的操作，下式定義了第二比較器134的操作如果LO1＞-LO1那么LO1*＝1如果LO1＜-LO1那么LO0*＝0如果LO1＝-LO1那么LO1*＝1/2信號分量LO0*和LO1*被提供給算術(shù)單元135，該算術(shù)單元135組合這些輸入以產(chǎn)生輸出a、b、c、d，下面等式定義了算術(shù)單元135的操作輸出a＝PLO0+＝LO0*-LO1*
輸出c＝PLO1+＝LO0*+LO1*輸出d＝PLO0-＝LO1*-LO0*輸出b＝PLO1-＝-LO0*-LO1*圖21A-21I給出了圖20A中所示的預(yù)處理器實現(xiàn)的附加操作細(xì)節(jié)。圖21A說明了從本地振蕩器給預(yù)處理器的分相輸入的示例。它提供了四個分相正弦信號分量LO0、LO1、-LO0和-LO1，它們彼此成90度相位。在本例中，LO1相對于LO0偏移了90度，-LO0相對于LO0偏移了180度，以及-LO1相對于LO0偏移了270度。
圖21B描述了響應(yīng)圖21A的輸入在圖20A的實現(xiàn)中比較器130的輸出處出現(xiàn)的信號分量LO0*，可以看出，當(dāng)LO0＞-LO0時是邏輯‘1’，當(dāng)兩者相等時是1/2，其它情形是邏輯‘0’。
圖21C描述了響應(yīng)圖21A的輸入在比較器130的輸出處出現(xiàn)的信號分量-LO0*，可以看出，當(dāng)-LO0＞LO0時是邏輯‘1’，當(dāng)兩者相等時是1/2，其它情形是邏輯‘O’。
圖21D描述了響應(yīng)圖21A的輸入在比較器130的輸出處出現(xiàn)的信號分量LO1*，可以看出，當(dāng)LO1＞-LO1時是邏輯‘1’，當(dāng)兩者相等時是1/2，其它情形是邏輯‘0’。
圖21E描述了響應(yīng)圖21A的輸入在比較器130的輸出處出現(xiàn)的信號分量-LO1*，可以看出，當(dāng)-LO＞LO1時是邏輯‘1’，當(dāng)兩者相等時是1/2，其它情形是邏輯‘0’。
圖21F描述了從圖20A中的加總單元132輸出的信號分量‘c’，從中可以看出它是信號分量LO0*與LO1*的和。
圖21G描述了從圖20A中的加總單元132輸出的信號分量‘a(chǎn)’，從中可以看出它是信號分量LO0*與-LO1*的和。
圖21H描述了從圖20A中的加總單元132輸出的信號分量‘d’，從中可以看出它是信號分量-LO0*與LO1*的和。
圖21I描述了從圖20A中的加總單元132輸出的信號分量‘b’，從中可以看出它是信號分量-LO0*與-LO1*的和。
如果圖21A的本地振蕩器信號分量的周期被分成四個基本上不重疊的部分，如圖21I所示，與圖21F-21I的信號相比，可以看出，在每一個部分中，在一個時刻僅有一個信號被斷言，并且僅有一個處于預(yù)定的狀態(tài)足以致動混頻器到反相極性。在一種實現(xiàn)中，當(dāng)在某一時刻一個信號分量相對于其它分量是最高信號時就斷言該信號分量。還可以看出，在每一個部分中，斷言了不同的信號分量。在第一部分中，斷言了信號分量‘a(chǎn)’，在第二部分中，斷言了信號分量‘c’，在第三部分中，斷言了信號分量‘d’，在第四部分中，斷言了信號分量‘b’。還可以看出，這此部分的界限定義了轉(zhuǎn)換點，在此轉(zhuǎn)換點處信號是陡峭和尖銳的，并且這些轉(zhuǎn)換點是由圖21B-21E的信號分量的交叉點通過一個DC偏置來定義的。
圖22A-22G給出了圖20B中所示的預(yù)處理器實現(xiàn)的附加操作細(xì)節(jié)。圖22A說明了從本地振蕩器給預(yù)處理器的分相輸入的示例。它與圖21A相同，在此不再進(jìn)一步說明。
圖22B描述了響應(yīng)圖22A的輸入在圖20B的實現(xiàn)中比較器133的輸出處出現(xiàn)的信號分量LO0*，可以看出，當(dāng)LO0＞-LO0時是邏輯‘1’，當(dāng)兩者相等時是1/2，其它情形是邏輯‘0’。
圖22C描述了響應(yīng)圖22A的輸入在比較器134的輸出處出現(xiàn)的信號分量LO1*，可以看出，當(dāng)LO1＞-LO1時是邏輯‘1’，當(dāng)兩者相等時是1/2，其它情形是邏輯‘0’。
圖22D描述了從圖20B中的算術(shù)單元135輸出的信號分量‘c’，從中可以看出它是信號分量LO0*與LO1*的和。
圖22E描述了從圖20B中的算術(shù)單元135輸出的信號分量‘a(chǎn)’，從中可以看出它是信號分量LO0*與LO1*的和。
圖22F描述了從圖20B中的算術(shù)單元135輸出的信號分量‘d’，從中可以看出它是信號分量LO0*與LO1*的和。
圖22G描述了從圖20B中的算術(shù)單元135輸出的信號分量‘b’，從中可以看出它是信號分量LO0*與LO1*的和。
這些信號分量與圖21F-21I的信號分量相同，不需要進(jìn)一步的討論。
圖23A描述了圖20A的實現(xiàn)的一個示例。本質(zhì)上，它是圖16的實施例在n＝2時的一種情形。如所示，設(shè)置有級130和131。每一級具有四個NPN型晶體管。標(biāo)號為1-4。提供電流I0的電流源被提供給每一級，其中電源源128是一個代表性示例，該電流源連接到該級中每個晶體管的發(fā)射極，信號分量LO0連接到晶體管1和2的基極，信號分量-LO0連接到晶體管3和4的基極。類似地，信號分量LO1連接到級131的晶體管1和2的基極，信號分量-LO1連接到晶體管3和4的基極。
級130的晶體管1的集電極連接到NODE0+，然后又依次通過電阻連接到用數(shù)字123標(biāo)識的Vcc。類似地，級130的晶體管4的集電極也連接到NODE0-，然后依次通過電阻連接到Vcc。
級131的晶體管1的集電極連接到NODE1+，然后又依次通過電阻連接到Vcc。類似地，級131的晶體管4的集電極也連接到NODE1-，然后依次通過電阻連接到Vcc。
級130的晶體管2的集電極連接到級131內(nèi)NODE1+，并且級130的晶體管3的集電極連接到級131內(nèi)NODE1-。類似地，級131的晶體管2的集電極也連接到級130內(nèi)的NODE0-，級131的晶體管3的集電極連接到級130內(nèi)NODE0+。
由于在NODE0+處的電流守恒，電流PLO0+將等于LO0*與(-LO1*)的和。由于在NODE0-處的電流守恒，電流PLO0-將等于LO1*與(-LO0*)的和。由于在NODE1+處的電流守恒，電流PLO1+將等于LO1*與LO0*的和。由于在NODE1-處的電流守恒，電流PLO1-將等于LO0*與(-LO1*)的和。
當(dāng)被斷言后，電流LO0*、-LO0*、LO1*與-LO1*將達(dá)到I0/2的值。當(dāng)被斷言后，電流PLO0+、PLO0-、PLO1+與PLO1-將達(dá)到I0的值，并且關(guān)于I0/2的DC偏置對稱，在圖23B中描述了這種情形，它描述了在現(xiàn)實實施中的信號分量a(PLO0+)，d(PLO0-)，c(PLO1+)和b(PLO1-)。
圖12A-12H描述了在本發(fā)明的一個實現(xiàn)中該預(yù)處理器輸出的希望特性，在本例中將預(yù)定狀態(tài)定義為將混頻器致動為反相極性的狀態(tài)，可以看出信號分量a、b、c、d中每一個在圖中指出的LO周期的四個基本不重疊的部分的一個中達(dá)到這種預(yù)定狀態(tài)，并且在一個時刻僅有一個信號分量在該預(yù)定狀態(tài)斷言，可以由圖12A-12D看出?？梢杂^察到，混頻器反相極性處的切換點71是由用于產(chǎn)生該預(yù)處理器輸出的分量LO0*、-LO0*、LO1*與-LO1*的DC偏置交叉點來限定的。而且，還可以觀察到在這些觀察點處信號分量的斜率(用數(shù)字70、72標(biāo)記)是非常陡且尖銳的。
圖25是圖23A的預(yù)處理器的實施例詳細(xì)電路，并且與其它圖相比，相同的元件用相同的數(shù)字來標(biāo)識。要關(guān)注的是斷言的差異在于，在圖25中，在級130內(nèi)的晶體管1和2的次序是相反的，并且晶體管3和4的次序也是相反的。另一個差異是增加了一個緩沖器系統(tǒng)552，該緩沖器系統(tǒng)通過給預(yù)處理器的輸出級增加一個高輸入阻抗和低輸出阻抗來改進(jìn)該混頻器和預(yù)處理器的性能，每個晶體管Q44-Q47作為一個電壓緩沖器以在輸出a、b、c、d提供一個來自Vcc的電壓，該電壓與晶體管基極處的電壓偏離一個常量，并且具有低系列的阻抗，電阻R22-R19與Q44-Q47達(dá)到期望的阻抗變換。
其它的，該詳細(xì)實施例的結(jié)構(gòu)與操作與圖23A所示的相同，在此不需要進(jìn)一步的描述。
圖28A描述了本發(fā)明的預(yù)處理器的操作方法的一個實施例。在步驟410，限制分相LO輸入以產(chǎn)生一個分相限制信號，在步驟411，該限制信號的分量被計算性地進(jìn)行組合以形成該輸出信號的分量。
圖28B描述了本發(fā)明的預(yù)處理器的操作方法的一個實施例。在步驟412，限制分相LO輸入以產(chǎn)生一個分相限制輸出信號，其分量是方波；在步驟413，該方波被一對一對地計算性地組合以形成分相輸出信號。在一個實現(xiàn)中，每個方波已從其它那減少了它的相延遲后繼(successor)以形成輸出信號的分量，并且也從它的中間相領(lǐng)先前導(dǎo)(predecessor)中減掉以形成該輸出信號的另一個分量。
應(yīng)明白，在圖21和22中對信號分量a、b、c、d以及圖19A-19B對LO0*，LO1*，...LOk-1*，LOk*，LOk+1*，...LOn-1*，-LO0*，-LO1*，...-LOk-1*，-LOk*，-LOk+1*，...-LOn-1*的描述是實際中的理想化，對于信號轉(zhuǎn)換來說，有一些有限的斜率，在圖6和23中描述的信號描述了在實際實現(xiàn)中可能發(fā)生的有限斜率的變換。
對于前述示例中的差分模式信號是單端信號時的實施例也是可行的，或者當(dāng)前述的電流模式信號是電壓模式時或者相反時都是可行的。對于在預(yù)處理器核心內(nèi)的晶體管包含或使用雙極型PNP晶體管、MOSFET、HBT、BJT、CMOS技術(shù)、HEMT、MODFET、二極管、MESFET、JFET等時實施例是有可能的。
從前述中可以看出，本發(fā)明的預(yù)處理器的優(yōu)點是與正弦分相信號相比的分相LO信號，該LO信號具有在其開與關(guān)之間陡峭的轉(zhuǎn)換，由此導(dǎo)致在由這種LO信號驅(qū)動的混頻器中改進(jìn)的增益、噪聲性能以及靈敏度。
本發(fā)明預(yù)處理器的另一個優(yōu)點是分相信號的開與關(guān)之間的轉(zhuǎn)換是由LO零交叉來限定，它可以更好地防止RF的自混頻，并對對LO幅度匹配性和LO波形的類型或形狀的依賴性更小。
本發(fā)明的分諧波混頻器與預(yù)處理器的組合的優(yōu)點是與由正弦分相LO信號驅(qū)動的分諧波混頻器相比，它具有較小的轉(zhuǎn)換損耗，可以假定所有的RF輸入電流都保持在輸出中。
這種組合的另一個優(yōu)點是由于在預(yù)處理的分相LO輸入的開與關(guān)之間陡峭的轉(zhuǎn)換，使得噪聲與對干擾的靈敏性下降。
本發(fā)明的預(yù)處理器的另一個優(yōu)點是具有降低或消除從RF輸入到混頻器的LO輸入不希望的耦合或泄露。在本文中描述的沒有預(yù)處理的系統(tǒng)中，可以在RF輸入線上提供一個強(qiáng)分組器，因此可將其自身耦合到本地振蕩器線上。在混頻處理過程中，不期望的分組器頻率可在輸出信號導(dǎo)致DC干擾，這種類型的耦合即便是本地振蕩器以大約RF頻率的1/2振蕩時也會發(fā)生，因為混頻器核心在本地振蕩器周期內(nèi)切換極性4次，也就是說以兩倍于本地振蕩器的頻率切換。該預(yù)處理器可以減少由RF分組器導(dǎo)致的混頻器輸出中的DC誤差多于40dB。
在LO頻率是RF頻率的1/2時可以導(dǎo)出該結(jié)論。參照圖8，混頻器極性的切換被標(biāo)記為(τ1，τ2，τ3，τ4)。這種轉(zhuǎn)換發(fā)生在當(dāng)兩個本地振蕩器信號交叉在一起時，導(dǎo)致混頻器核心內(nèi)兩個獨立的晶體管之間的切換發(fā)生，因此相關(guān)的定時τ1，τ2，τ3，τ4是非常重要的。
但是，干擾非常不利地影響了定時τ1，τ2，τ3，τ4。之所以說它不利是因為偏移τ1，τ2，τ3，τ4對混頻器的選擇性能有影響。這種定時變化的發(fā)生是因為混頻器極性的每個變化發(fā)生在兩個振蕩器信號的交叉處，因此，當(dāng)干擾信號耦合到這些本地振蕩信號之一上時，它就可以偏移切換的時間。例如，假定本地振蕩器信號是正弦信號，并且小干擾信號的幅度是Vint，在τ1時刻，該轉(zhuǎn)換時間被偏移了τ1′-τ1=22Vint(τ1)2π-FLOVLO=Δ1]]>并且在τ2τ2′-τ2=-22Vint(τ2)2π-FLOVLO=Δ2]]>
其中VLO和FLO分別是本地振蕩器的幅度和頻率。
現(xiàn)在，如果Vint(t)＝Acos(2πFRFt+φ(t))(其中FRF是期望的RF頻率，并且φ(t)是緩慢變化的相)，如在一個帶內(nèi)分組器的情況下，那么當(dāng)本地振蕩器信號從τ1到τ2、通過該周期的1/4時或90度時，Vint(t)通過180度并因此而反轉(zhuǎn)極性。(在本部分中對極性及極性反相的引用請參見前面關(guān)于相乘因子以兩倍于LO頻率切換的討論)。換句話說，Vint(τ1)＝-Vint(τ2)，在數(shù)學(xué)上相當(dāng)于Δ1=Δ2=22Acos(2πFRFτ1+φ(t))2πFLOVLO]]>下面的問題是前述的在切換τ1、τ2等處的偏移是如何影響該混頻器的性能的，該混頻器的輸出僅是它的極性與其RF輸入的乘積，因此，混頻器極性在時間上的傅里葉系數(shù)描述了該混頻器的行為。
為使下面的數(shù)學(xué)討論更容易，需要一些變換。
x＝τ-T/8(其中T是LO的周期)因此，它符合下式x1＝τ1-T/8，x2＝τ2-T/8，x3＝τ3-T/8，x4＝τ4-T/8，f(x)＝(極性)/2+1/2以下式開始
f(x)=Σn=o∞ancos(2πnxT)+bnsin(2πnxT)]]>a0=1T(∫x1x2dx+∫x3x4dx)=x2+x4-x1-x3T]]>an=2T∫x1Tx2cos(2πnxT)dx+2T∫x3x4cos(2πnxT)dx]]>=1nπ(sin(2πnx2T)+sin(2πnx4T)-sin(2πnx1T)-sin(2πnx3T))]]>bn=-1nπ(cos(2πnx2T)+cos(2πnx4T)-cos(2πnx1T)-cos(2πnx3T))]]>并將該式施加給RF分組器已連接到正弦本地振蕩器輸出上的情形x1=2Acos(φ(t))4πFLOVLO]]>x2=T4+2Acos(φ(t))4πFLOVLO]]>x3=T2]]>x4=3T4]]>解傅里葉系數(shù)a0=1/2]]>a1=-2Acos(φ(t))2VLOπ]]>b1=2Acos(φ(t))2VLOπ]]>a2=-2Acos(φ(t))VLOπ]]>b2=2π]]>在前述中，a2是個難題，它導(dǎo)致輸出中的下式
a2cos(4πtT)=-2Acos(φ(t))VLOπcos(4πtT)]]>=-2A2VLOπ[cos(4πtT+φ(t))+cos(4πtT-φ(t))]]]>其中上面第一項與RF輸入上的原始Rf分組器是相同的，(Acos(2πfRFt+φ(t))，其中FRF＝2/T)。因此該項將分組器混合到DC。
下一個問題是預(yù)處理對這種機(jī)制的影響，有兩個位置RF分組器可耦合到本地振蕩(LO)信號上1)在預(yù)處理之前；以及2)在預(yù)處理之后。
如果在預(yù)處理之后RF分組器耦合到本地振蕩器之上，一個類似的機(jī)制就會激活，但是由于以下兩種原因這種效果會得到削弱1)在預(yù)處理器與混頻器之間的物理連接保持很短，由此將耦合效果降低到可忽略的程度；以及2)在預(yù)處理之后的信號轉(zhuǎn)換可以認(rèn)為是非?？烨叶盖偷模纱丝蓪r間偏移的效果降低因子 其中(gain)(增益)是預(yù)處理器的輸入增益。
可替換地，如果RF分組器在預(yù)處理之后耦合到本地振蕩器信號上，就會發(fā)生一個完全不同的機(jī)制，因為該預(yù)處理將LO0與-LO0以及LO1與-LO1進(jìn)行對比以產(chǎn)生兩個被加總的90度相移的方波，參照圖14A(5)，一個依賴于LO1的RF分組器僅影響x1和x3。
對于給定的(正弦)本地振蕩器信號，切換僅發(fā)生在零交叉處，相距180度，同時一個RF分組器將在轉(zhuǎn)換之間通過360度，意味著在兩個轉(zhuǎn)換處具有大約同樣的值，在兩個轉(zhuǎn)換處同樣的值引起a2項減少為零，表示如下
x1=12Vint(φ(t))2πFLOVLO]]>x3=T2-12Vint(φ(t))2πFLOVLO=T2-x1]]>再次，設(shè)置Vint(t)＝Acos(2πFRFt+φ(t))，得出下列結(jié)果x1=Acos(φ(t))4πFLOVLO]]>x2=T4]]>x3=T2-Acos(φ(t))4πFLOVLO]]>x4=3T4]]>解傅里葉系數(shù)a0＝1/2a1=Acos(φ(t))πVLO]]>b1＝0a2＝0b2=2π]]>其中a2和b2獨立于φ(t)。因此，耦合到本地振蕩器上的RF分組器在預(yù)處理之前將并不會將其自身向下混頻(mix down)。
總的來說，如果沒有預(yù)處理，假定是正弦本地振蕩器輸出，由RF分組器導(dǎo)致的DC誤差是DCerror=A2K124πVLO]]>A＝分組器的幅度KL＝耦合系數(shù)VLO＝LO幅度但是，利用預(yù)處理，來自RF分組器的DC誤差是
DCerror=A2K24πVLO·gain]]>K2＝從預(yù)處理器到混頻器行(line)的耦合(K2＜＜K1)GAIN＝預(yù)處理器的增益(在所示的實施例中介于3-10之間)通過示例，如果gain＝3并假定K2＝K1/30，可以看出在本例中的預(yù)處理減少了來自分組器的誤差40dB。
僅管上面描述了本發(fā)明的特定實施例、實現(xiàn)、及實現(xiàn)的樣例，但是應(yīng)明白，這些僅是示例而不是限制性的，本發(fā)明的范圍和廣度由下面的權(quán)利要求限定，而不是由這里描述的特定實施例所限制。
權(quán)利要求
1.一種用于改進(jìn)具有2n個分量的分相輸入信號的切換特性的電路，其中n是大于1的整數(shù)，包括限制器電路(126)，用于限制輸入信號的分量以產(chǎn)生一個受限的分相信號；以及算術(shù)電路(127)，用于計算性地組合該受限的分相信號的分量以產(chǎn)生一個相對于輸入信號具有改進(jìn)切換特性的輸出分相信號，其中該輸出信號具有該輸入信號的頻率和2n個分量。
2.一種用于改進(jìn)具有一個頻率和2n個分量的分相輸入信號的切換特性的方法，其中n是大于1的整數(shù)，包括限制輸入信號的分量以產(chǎn)生一個受限的分相信號；以及計算性地組合該受限信號的分量以產(chǎn)生一個具有輸入信號的頻率和2n個分量的分相輸出信號。
3.一種用于改進(jìn)具有2n個分量的分相輸入信號的切換特性的電路，其中n是大于1的整數(shù)，并且輸入信號的周期為T，包括至少一個輸入，用于接收該分相輸入信號的分量；以及處理電路，用于響應(yīng)該分相輸入信號而產(chǎn)生一個也具有2n個分量的分相輸出信號，其中對于周期T的每個基本不重疊的T/2n的子周期，1)每次僅有輸出信號的一個分量被斷言，并且在每個子周期中斷言不同的輸出分量，2)每個輸出分量基本上缺少偶次諧波，以及3)對于每個分量的開與關(guān)狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換是很快的。
4.一種用于改進(jìn)具有2n個分量和周期為T的分相輸入信號的切換特性的方法，其中n是大于1的整數(shù)，包括接收分相輸入信號的分量；以及響應(yīng)該分相輸入信號而產(chǎn)生一個也具有2n個分量的分相輸出信號，其中對于周期T的每個基本不重疊的持續(xù)時間為T/2n的子周期，1)每次僅有輸出信號的一個分量被斷言，并且在每個子周期中斷言不同的輸出分量，2)每個輸出分量基本上缺少偶次諧波，3)對于每個分量的開與關(guān)狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換是很快的。
5.一種電路，包括具有第一輸入和第二輸入以及第一輸出節(jié)點與第二輸出節(jié)點的第一比較器(130)，其中如果第一輸入上的信號大于第二輸入上的信號，則該第一比較器在所述的第一輸出節(jié)點上輸出一個第一值以及在第二輸出節(jié)點上輸出第二值，以及如果第一輸入上的信號小于第二輸入上的信號，則該第一比較器在所述的第一輸出節(jié)點上輸出一個第二值以及在第二輸出節(jié)點上輸出第一值；具有第三輸入和第四輸入以及第三輸出節(jié)點與第四輸出節(jié)點的第二比較器(131)，其中如果第三輸入上的信號大于第四輸入上的信號，則該第二比較器在所述的第三輸出節(jié)點上輸出一個第一值以及在第四輸出節(jié)點上輸出第二值，以及如果第三輸入上的信號小于第四輸入上的信號，則該第二比較器在所述的第三輸出節(jié)點上輸出一個第二值以及在第四輸出節(jié)點上輸出第一值；算術(shù)單元(132)，連接到所述的第一、第二、第三、第四輸出節(jié)點并具有第五、第六、第七、第八輸出，其中所述算術(shù)單元按照下列方式組合在第一、第二、第三、第四輸出節(jié)點上的信號第五輸出信號從第一輸出節(jié)點信號加第三輸出節(jié)點信號導(dǎo)出；第六輸出信號從第一輸出節(jié)點信號加第四輸出節(jié)點信號導(dǎo)出；第七輸出信號從第二輸出節(jié)點信號加第三輸出節(jié)點信號導(dǎo)出；第八輸出信號從第二輸出節(jié)點信號加第四輸出節(jié)點信號導(dǎo)出。
6.一種電路，包括具有第一輸入和第二輸入以及第一輸出節(jié)點的第一比較器(133)，其中如果第一輸入上的信號大于第二輸入上的信號，則該第一比較器在所述的第一輸出節(jié)點上輸出一個第一值，以及如果第一輸入上的信號小于第二輸入上的信號，則該第一比較器在所述的第一輸出節(jié)點上輸出一個第二值；具有第三輸入和第四輸入以及第二輸出節(jié)點的第二比較器(134)，其中如果第三輸入上的信號大于第四輸入上的信號，則該第二比較器在所述的第二輸出節(jié)點上輸出一個第一值，以及如果第三輸入上的信號小于第四輸入上的信號，則該第二比較器在所述的第二輸出節(jié)點上輸出一個第二值；算術(shù)單元(135)，連接到所述的第一、第二輸出節(jié)點并具有第三、第四、第五、第六輸出，其中所述算術(shù)單元按照下列方式組合在第一、第二輸出節(jié)點上的信號第三輸出信號從第一節(jié)點輸出信號加第二節(jié)點輸出信號導(dǎo)出；第四輸出信號從第一節(jié)點輸出信號減第二節(jié)點輸出信號導(dǎo)出；第五輸出信號從第二節(jié)點輸出信號減第一節(jié)點輸出信號導(dǎo)出；第六輸出信號從第一節(jié)點輸出信號的反相減第二節(jié)點輸出信號導(dǎo)出。
7.一種接收2n個輸入信號的電路，其中n是大于1的整數(shù)，每個輸入信號具有頻率f和包含有2n個持續(xù)時間為T/2n的基本上不重疊的部分，以及作為對其的響應(yīng)，提供2n個相對輸入信號具有改進(jìn)的切換特性的輸出信號，其中這些輸出信號中有且僅有一個在周期T內(nèi)的持續(xù)時間為T/2n的2n個部分的每一個中被斷言在預(yù)定狀態(tài)，并且在每個部分內(nèi)斷言輸出信號的不同的一個在預(yù)定狀態(tài)，其中每一個輸出信號具有頻率f，并且在輸出信號內(nèi)的斷言與未斷言的狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換發(fā)生在所選擇的一些輸入信號之間的DC交叉點處。
8.一種用于處理2X多個分相輸入信號的方法，其中X是大于1的整數(shù)，包括成對地對比所述的輸入信號；根據(jù)所述的對比為每個成對的對比計算一個中間信號；以及組合這些中間信號以形成2X多個分相輸出信號，其中這些輸出信號在輸入信號的交叉點處在第一與第二狀態(tài)之間切換。
9.一種用于處理四個分相本地振蕩器信號以提供四個具有改進(jìn)切換特性的輸出信號的方法，所述方法包括如果所述的第一本地振蕩器輸出大于所述的第二本地振蕩器輸出并且所述的第三本地振蕩器輸出大于所述的第四本地振蕩器輸出則設(shè)置第一預(yù)處理器的輸出為一個預(yù)定的狀態(tài)；如果所述的第一本地振蕩器輸出小于所述的第二本地振蕩器輸出并且所述的第三本地振蕩器輸出大于所述的第四本地振蕩器輸出則設(shè)置第三預(yù)處理器的輸出為一個預(yù)定的狀態(tài)；如果所述的第一本地振蕩器輸出小于所述的第二本地振蕩器輸出并且所述的第三本地振蕩器輸出小于所述的第四本地振蕩器輸出則設(shè)置第四預(yù)處理器的輸出為一個預(yù)定的狀態(tài)；如果所述的第一本地振蕩器輸出大于所述的第二本地振蕩器輸出并且所述的第三本地振蕩器輸出小于所述的第四本地振蕩器輸出則設(shè)置第二預(yù)處理器的輸出為一個預(yù)定的狀態(tài)。
全文摘要
一種直接轉(zhuǎn)換接收器，用于接收第一輸入信號并將其直接降頻轉(zhuǎn)換為基帶頻率，該接收器包括一個響應(yīng)具有2n個分量的分相輸入信號的頻率變換器，其中n是大于1的整數(shù)。該分相信號的周期T是第一輸入周期的大約n倍，該頻率變換器以大約2n/T的速率在切換第一輸入信號給第一輸出與切換第一信號給第二輸出之間交替，可使用一個預(yù)處理器來改進(jìn)分相輸入信號的切換性能。
文檔編號H03D7/14GK1607720SQ200410088400
公開日2005年4月20日 申請日期2000年3月2日 優(yōu)先權(quán)日1999年3月2日
發(fā)明者阿廖沙·C·莫爾納, 拉胡爾·馬貢 申請人:天工方案公司