專利名稱：校準電阻/電容濾波器電路之裝置及方法
技術領域：
本發(fā)明系相關于一種校準模擬濾波器電路之裝置及方法。在此文章中，本發(fā)明要談論到一個用于產生一校準信號之校準單元，一包括一濾波器電路以及具有一校準單元連接至其上之可校準濾波器裝置，以及一種用于產生一校準信號之方法。
背景技術：
在許多的電子電路中，特別是在通信技術的領域中，例如行動無線電技術，通常都會使用到模擬連續(xù)時間濾波器電路(analoguecontinuous-time filter circuits)，而這些通常需要在小部分百分比之容忍范圍內遵行截止頻率(cut-off frequencies)。然而，這種需求在沒有校準的情形下是無法達成的，因為整合性被動構件(R與C)之絕對值系遭受到有關于技術之較大波動的限制，而若需要比起現(xiàn)有技術所能提供者為較大的準確度時，相同的問題同樣會發(fā)生在模擬時間延遲(time-delay)組件。
一個解決這個問題的主要方法是在生產期間修整電阻以及電容器，雖然顯露出如此之實務操作實際上是非常需要成本的，除此之外，在此方法中所產生及修整之構件并不能在操作期間等化溫度影響以及漂移。
為了這個理由，濾波器電路系利用校準電阻或電容器組件而加以制造，通常，校準能力系藉由可被加入于與電阻組件串聯(lián)或并聯(lián)連接之任何組合中的數個電阻、或是藉由可被加入于與電容組件并聯(lián)連接之任何組合中的數個電容器而加以產生。而有關電阻或電容器需要被加入以產生最佳濾波器性質的信息系包含于一產生于一校準單元中之校準信號中。
該校準單元系通常為集成電路的一部份，而該集成電路系包含一參考RC組件，而當該參考RC組件被用于將被校準之濾波器電路中時，其系包括相同之電阻以及電容器型態(tài)。在該濾波器電路開始之前，在位準V之一電壓步階(voltage step)系被施加至該RC組件，事先加以放電，以及，RC時間常數(time-constant)系從該步階之反應而加以確定。第1圖系顯示在一電壓對時間的圖例中步階反應之變量曲線v(t)。所出現(xiàn)之該步階反應的位準v(t)系與一固定值v1做比較。若此固定值在時間t1時被超過，則時間測量會停止，并且已消逝的時間會被數字地加以儲存，該時間測量系通常利用在精確的參考頻率fr計時之二進制計數器而加以實現(xiàn)。
一RC組件之該步階反應v(t)系為，V×(1-exp(-t/(RC)))，所以，其使得v1＝V×(1-exp(t1/(RC)))。
因此，RC乘積可以從V、v1、以及由可利用頻率標準(frequencynormal)fr所測量之周期t1而加以確定，是以，RC＝t1/(-1n(1-(v1/V)))，該乘積RC系正比于t1，對v1＝V×(0.632)而言，R×C＝t1。
為了將整合式濾波器校準至所需的截止頻率fg，在該濾波器中所有的R或所有的C系會因為該頻率fg系正比于1/RC，而需要依照一因子K而加以設定為正比1/t1。
而對R或C之設定系利用可數字程序化之R或C而加以完成，其中，b為程序化位之數目，并且，該設定系在一特定范圍RCmin…RCmax之內為可能。
在文件US 5,416,438中系揭示了如上述原則所表現(xiàn)之濾波器裝置。此濾波器裝置系位于一般的半導體芯片之上，且具有一時間常數(time-constant)偵測器電路以及一個由該偵測器電路所控制之主動濾波器電路。該控制器電路系由一時間常數電路所組成，包含用于產生一步階反應信號之一電阻以及一電容器，一用于產生一參考電壓之參考電壓電路，一比較器，一AND門，一四位脈沖計數器，以及一用于將計數結果轉變成一校準信號之編碼器。該比較器系在其第一輸入端被供以該步階反應信號，以及在其第二輸入端被供以所產生的參考電壓，該AND門在其第一輸出端被供以來自該比較器之輸出信號，以及在其第二輸入端被供以一參考時鐘，然后，只要該AND門一接收到來自該比較器之一個輸出信號，其即會接續(xù)著輸出參考時鐘脈沖至該脈沖計數器，然而，只要該步階信號一超過該參考電壓，來自該比較器之輸出信號即會變成零，這表示，該AND門不再傳遞參考時鐘脈沖至該計數器。因此，若該參考電壓以及該構件如以第1圖為參考所做之敘述而成比例時，由該計數器所計數之時鐘脈沖之數目系為該時間常數電路之該RC時間常數的測量。該編碼器系供給該主動濾波器電路一個可用于兩不同版本之三位校準信號，以增加與用于該濾波器之電阻串聯(lián)或并聯(lián)連接之三個另外的電阻。
一個原則上相似的裝置系在文件US 6,417,721中加以呈現(xiàn)，其中，系提供用于主動濾波器電路中之電容器，以使得該主動濾波器在校準信號的控制之下可具有與其并聯(lián)連接之另外的電容器。另外相似的校準裝置以及方法可在文件US 2001/0067220 A1、US 5,822,687、以及US 5,187,445中發(fā)現(xiàn)。
作為應用，該主動濾波器電路之校準能力系通常藉由可校準之電容器組件而加以提供，而該校準信號系為一b位二進制數值(b-bitbinary number)，并且系經由一b位并行總線而被施加至在該主動濾波器電路中之該可校準之電容器組件，該可校準之電容器組件系通常為二進制加權(binary-weighted)之可切換電容器串聯(lián)。而在該主動濾波器電路中之該電阻組件之校準，正如用于第一個提到的文件中一樣，系由于切換器所二進制加權之電阻值之毀損而顯得較不慣用，并且，系由于電阻組件的量通常較多而相對而言較為復雜。
如上述已知技術之缺點系為，該參考RC組件需要具有一相對應高的RC時間常數，這代表，時間t1可以在給定的參考頻率fr下，以大于b位之分辨率而進行測量，而RC之強度則必須需要一增加之芯片面積，這會增加電路之制造成本。除此之外，還需要具有乘法運算以及除法運算之一數字算術及邏輯單元，或者至少一包含已適當計算之正確數值的數值列表，以計算該因子K，而這有時在純粹模擬芯片上是不想要的。最后，干擾以及噪聲會毀損t1之測量，因為v(t)以及v1只被該比較器比較一次。

發(fā)明內容
據此，本發(fā)明之目的系在于詳細說明，一種在操作期間對一主動濾波器電路提供校準、并同時減少所牽涉之成本以及改善準確度之裝置以及方法。
此一目的系藉由獨立權利要求之特征而加以達成，而具有優(yōu)勢之發(fā)展以及改良則詳細說明于附屬權利要求中。
本發(fā)明的一主要概念為，一振蕩器系由參考構件而加以建構，以確定一校準信號，而且其系假設一具有電阻裝置、電容器裝置、以及放大器裝置之濾波器電路系需要進行校準。據此，本發(fā)明系討論一種用于產生用以校準該濾波器電路之一校準信號的校準單元，其中該校準單元系包含一振蕩器電路，其系包含參考電阻裝置、參考電容器裝置、以及參考放大器裝置，而該振蕩器電路系在實質上由該參考電阻裝置以及該參考電容器裝置之RC時間常數所決定之一頻率進行振蕩。該校準單元亦具有用于產生該校準信號之裝置，而其系以該振蕩器電路之頻率作為基礎。
在本發(fā)明之一較佳實施例中，該振蕩器電路亦包括用以產生計數脈沖之比較器裝置。在此例子中，該振蕩器電路系加以設計，因此，該電阻裝置之一輸出端系耦接至該放大器裝置之一輸入端以及該電容器裝置之一辦輸入端，而該放大器裝置之一輸出端系耦接至該電容器裝置之一輸出端以及該比較器裝置之一輸入端，其中，該電阻裝置之該輸入端可具有連接至本身之兩不同的不變供應電位，以及其中，該比較器裝置系連接至該校準信號產生裝置。
本發(fā)明具有的優(yōu)點是，以測量頻率取代成反比之時間常數，因而使得一演算以及邏輯單元或一列表成為多余。取而代之，在該校準信號產生裝置之范圍內系需要簡單的計數裝置，例如一二進制計數器，以用于計數該比較器裝置所輸出之該計數脈沖。
由于包含在該振蕩器電路中之該參考RC組件并不需要取決于外部變量之大的時間常數，例如，參考時鐘，因此，其允許在平衡的過程中有一相對而言較大的自由度。
本發(fā)明一更進一步之優(yōu)點是，噪聲以及其它干擾影響對于該比較器裝置不再有關鍵性地效力，因為重復之周期性比較系減低沒有關連性地誤差。
本發(fā)明亦提供藉由在該濾波器截止頻率上之該放大器裝置而同時校準任何影響的選擇，若適當的話。
一個具有優(yōu)勢且較佳之實施例系為該比較器裝置具有一第一以及一第二比較器之形式，其中，該第一比較器之第一輸入端系被供以第一供給電位，并且其第二輸入端系被耦接至該放大器裝置之該輸出端，以及其中，該第二比較器之第一輸入端系被供以第二供給電位，并且其第二輸入端系被耦接至該放大器裝置之該輸出端。在這個例子中，該第一比較器之輸出端亦系連接至在一正反器上一第一輸入端，以及該第二比較器之輸出端系連接至在該正反器上一第二輸入端，以及該正反器之輸出端系連接至一轉換切換器之控制輸入端，其中該轉換切換器系具有兩該供給電位輸入，以及連接至該電阻裝置之一輸出。另外，此實施例亦提供該第一比較器之該輸出端系連接至一OR門之第一輸入端，并且該第二比較器之該輸出端系連接至該OR門之第二輸入端，以及該OR門之輸出端系連接至該校準信號產生裝置。對某一個范圍而言，該OR門因此具有結合來自在一單一線上之該兩比較器之計數脈沖、以及將它們供給至該校準信號產生裝置的任務。而該校準信號產生裝置則可具有一AND門、時間間隔產生裝置、以及計數裝置，并且，該OR門之該輸出端系可被連接至在該AND門上之一第一輸入端，而在該時間間隔產生裝置上之一輸出端系可被連接至在該AND門上之一第二輸出端，以及該AND門之輸出端系可被連接至該計數裝置。這使得僅計數在該時間間隔產生裝置所產生之一時間間隔的范圍內進行增加之該計數脈沖成為可能。
該時間間隔產生裝置系可藉由一個其輸入端連接至該參考時鐘產生裝置之二進制計數器而加以提供，該二進制計數器之大小系較佳地加以選擇，因此，其最重要的儲存位置可提供一具有所需時間間隔的信號。
該計數裝置系較佳地藉由一二進制計數器而加以提供，特別是一模數二進制計數器。一模數二進制計數器系為一準備用來計數模數(2b)的二進制計數器。此將于之后有更詳盡之敘述。
在該濾波器電路中之該放大器裝置以及在該校準單元中之該參考放大器裝置系可分別藉由一運算放大棄兒加以提供。
本發(fā)明同樣地討論一種可校準濾波器裝置，其包括一濾波器電路，其系包含電阻裝置、電容器裝置、以及放大器裝置，其中該電阻裝置及/或該電容器裝置系為可校準，特別是在電路方面為可建構或可改變，以及該濾波器裝置亦包括一個與本發(fā)明一致之校準裝置(如前所述)，其輸出端系連接置在該電阻裝置及/或該電容器裝置上之一輸入端。
本發(fā)明亦提及一種用于產生用以校準一濾波器電路之一校準信號的方法，而該濾波器電路系具有電阻裝置、電容器裝置、以及放大器裝置。該方法系牽涉一振蕩，其系產生于包含參考電阻裝置、參考電容器裝置、以及參考放大器裝置之一振蕩器電路之中；一信號，其系代表已確定之振蕩頻率；以及一校準信號，其系源自其中并被供給至該濾波器電路。
在一較佳實施例中，周期性計數脈沖系產生自該振蕩器電路之該振蕩并且進行計數，以及該校準信號系源自在一時間間隔范圍內之計數脈沖個數，在此例子中，在此法中之該時間間隔系可以藉由供給一參考時鐘信號至一適當大小的二進制計數器而加以產生，因此，一具有該時間間隔周期之信號系可以在該二進制計數器中之該最重要儲存位置上之一輸出端被擷取出來(tapped off)。
該計數脈沖可以利用一二進制計數器而加以計數，特別是一模數二進制計數器，正如將于之后有更進一步之詳盡解釋一樣。


之后的內容將以附圖做為參考，而對用于產生校準一濾波器電路之校準信號的一具發(fā)明性之校準單元以及其相對應之具發(fā)明性的方法的示范性實施例提供更詳盡地舉例說明，其中第1圖其系顯示一RC組件之步階反應的波形圖；第2圖其系顯示包含一校準單元以及一濾波器電路之一具發(fā)明性的可校準濾波器裝置之實施例的方塊圖；以及第3圖其系顯示于第2圖所顯示之該濾波器裝置操作期間之各式信號的波形圖。
具體實施例方式
顯示于第2圖中之可校準濾波器裝置的實施例系具有一校準單元10，以及一濾波器電路20，而該濾波器電路20系接收來自該校準單元10之一字符長度b的數字校準信號。該濾波器電路20系包含一個或多個(x)電阻器(R)21，一運算放大器22，以及一可校準電容器裝置23，而該可校準電容器裝置23系可以為可依照需要進行增加之并聯(lián)連接的電容器之可數字激活裝置的形式，舉例而言，正如一開始所提到之專利說明書US-P-6,417,727中第四圖所示之電容器裝置。
該校準單元10可被分成一模擬部分10.1以及一數字部分10.2。該數字部分10.2系包括前面提過之校準信號產生裝置。
在該模擬部分10.1中，兩參考電壓電源1以及2系加以提供供給電位V+以及V-，并將它們傳遞至一轉換切換器3(MUX)之兩輸入端，該轉換切換器3系具有僅一個輸出端，并且其系可以連接至其輸出端以響應在該兩供給電位V+以及V-其中之一的一控制信號，該轉換切換器3系被連接至一與用于該濾波器電路中之該電阻21(R)相同類型之電阻4(R)，該電阻4之輸出側系一起連接至一電容器裝置以及一運算放大器6之第一輸入端兩者，原則上，該電容器裝置5可以同樣為可校準，但在操作期間被設定為一固定值，并用于產生可被供給至一特定濾波器電路之校準信號。該運算放大器之第二輸入端系連接至一靜止電位(quiescent potential)，該電容器裝置5之輸出端系連接至該運算放大器6之輸出端，該運算放大器6系與用于該濾波器電路20中之該運算放大器22為相同類型。
該運算放大器6之該輸出端系亦連接至一第一比較器7.1之第一(“+”)輸入端，而同時該比較器7.1之第二(“-”)輸入端則被供給來自該參考電壓電源1之該供給電位V+。一第二比較器7.2之第二(“+”)輸入端系被供給來自該參考電壓電源2之該供給電位V-，而同時該第二比較器7.2之第二(“-”)輸入端系被連接至該運算放大器6之輸出端。
該第一比較器7.1之輸出端系被供給至一R/S正反切換器(R/Sflip-flop switch)8之Set(設定)輸出端，而同時該第二比較器7.2之輸出端則被供給至該R/S正反切換器8之Reset(重設)輸入端，該正反切換器8之輸出系被以一控制信號的形式而傳輸至該轉換切換器3。
該參考電壓產生器1以及2、該轉換切換器3、該電阻4、該電容器裝置5、該運算放大器6、該比較器7.1以及7.2、以及該R/S正反切換器8系形成一振蕩器電路。
該振蕩器電路之振蕩頻率系藉由該電阻4以及該電容器裝置5之該RC時間常數而加以決定，若該轉換切換器將該電阻4連接至該第一供給電位V+時，則在該運算放大器6之輸出端之電位系會以該電阻4以及該電容器裝置5之該RC時間常數所決定之上升速度往供給電位V+的方向上升，而當在該運算放大器6之輸出端的電位系低于該供給電位V+的同時，來自該第一比較器7.1之輸出信號系等于零，然而，該運算放大器6之效力系會將其輸出端之電位拉升而超過該供給電位V+，在這個時候，該第一比較器7.1系輸出一輸出信號并且設定該R/S正反切換器8，因此，Q輸出會改變其數字切換狀態(tài)并因此促使該轉換切換器3轉換至該供給電位V-。
接下來，系使用同樣的方法，但以相反的方向，而將該運算大器6之輸出拉往供給電位V-之方向，只要在此點之電位一掉下來而低于該供給電位V-，該第二比較器7.2即系輸出一信號，并且此信號系用于重設該R/S正反切換器8。在此，在該R/S正反切換器8之Q輸出之該數字信號狀態(tài)系進行改變，并且該轉換切換器3系在此被轉換至該供給電位V+，因此循環(huán)從原先開始的地方再開始。
該兩比較器7.1以及7.2系分別在具有周期2T之該振蕩器電路中之振蕩逆轉點輸出短脈沖，該比較器7.1以及7.2之輸出端系連接至一OR門9之兩輸入端。在此方法中，由該比較器7.1以及7.2所傳遞之脈沖串系在一單一的線上進行結合，并提供具有周期T之計數脈沖的一脈沖串。
在該校準單元之該數字部分10.2中，該計數脈沖系被供給至在一AND門11上的一第一輸入端，該AND門11之第二輸入端系被供以一代表一時間間隔t2的一方形波信號，而在該時間間隔t2的范圍內，計數脈沖之數量需要加以計數。該方形波時間間隔系利用一第一二進制計數器12而加以產生，其中該第一二進制計數器12之計數輸入系被供以一參考時鐘信號fr，而將被產生之時間間隔系需要具有n個參考時鐘脈沖的長度，因此，t2＝n/fr，所需且已反轉之時間間隔方形波信號系被提供在該二進制計數器12中最重要記憶位置(n-1)的輸出端，此信號系被輸入進入該AND門11(＝來自該振蕩器之省電信號(powerdown signal))之第二輸入端，在第3圖中上方兩時序圖系顯示該參考時鐘信號fr以及該時間間隔t2。
因此，該AND門11之輸出系僅提供在該時間間隔t2范圍內之計數脈沖，而這些系被供給至一第二二進制計數器13之計數輸入端。因此，在固定的時間間隔t2＝n/fr的期間，該振蕩器系會產生m個由具有b位寬度之二進制計數器13所偵測得之周期性計數脈沖，而該b位二進制計數器13系在校準之前已先以一固定值k進行負重預載(preloaded)。該二進制計數器13可會在該校準間隔期間溢位(overflow)復數次，該計數器的數值系為m模數(modulo)(2b)，m0模數(2b)(對已知技術中RC乘積之一理想標稱值(nominal value)而言)系為在該濾波器電路20中之校準電容器裝置23之中性程序化數值(neutral programming value)，該校準電容器裝置23之可能校準范圍系為0至2b-1。
第3圖系顯示該振蕩器振蕩以及根據該b位二進制計數器13之計數器之相關曲線之波形圖。
除此之外，亦提供下列更進一步之定義該等變量b、k、m0、n系為自然數，其中m0需要進行四舍五入。
T0系為在該振蕩器電路中R以及C之標稱乘積(nominalproduct)，并且，原則上，系可自由地加以選擇，而較具優(yōu)勢的是，以對應發(fā)生在該濾波器電路中之數值R以及C之大小順序來進行選擇。
RCmax系為與(該集成電路之)乘積容忍度一致之標準化(normal)RC乘積最大值，而RCmin則為標準化之最小值，其系在沒有損失一般有效性的情形下，假設RCmax＝1/RCmin，這將該標稱值定義為該兩極限值之幾何平均，正如對許多已知技術有效一樣。若不使用此關系式，RCmax或RCmin需要為了校準而被展開，因此，其必須是RCmax＝1/RCmin。而m0以及n之值系以下列之fr、b、T以及標準化之RCmax為基礎而加以確定n/fr＝T0×m0對R以及C標稱值而言n/fr＝[m0+2(b-1)]×T0/RCmax對R以及C標稱值而言由上述之關系式得到m0＝[2(b-1)]/(RCmax-1)n＝T0×m0×fr用于負重預載該二進制計數器之數值k系以下列之方法加以確定對m＝m0之計數脈沖而言，當校準已經執(zhí)行時，一個2(b-1)-1之計數器讀值系為有必要，用以將在該濾波器電路20中之該可校準電容器裝置23置于一中性設定(neutral setting)中，而此設定系通常為數字之形式2(b-1)，由于需要選擇最小的k大于0，因此使得，(k+m0)modulo(2b)＝2(b-1)-1(為了獲得最少數量之計數器溢位后之結果，最小之k系被選擇為大于0)。
這系藉由下列之數據示范性實施例而有更詳盡的解釋設定b＝4位，fr＝20MHz，RCmax＝1.3，以及T＝400ns標稱。
在該濾波器電路20中之該電容器裝置23系可以利用與圍繞在標稱值附近之1/1.3…1.3成比例之一四位并行總線而加以計算。
因此使得m0＝[2(b-1)]/(RCmax-1)其中，m0＝8/[1.3-1]~27(已四舍五入)而且，也使得n＝T0×m0×fr這代表n＝400ns×2720MHz＝216，其對應至一校準間隔n/fr＝216/20MHz＝10.8μ。
若設定k＝12，這表示已經滿足(k+m0)modulo(2b)＝2(b-1)-1。
因此，(12+27)modulo 16＝39 modulo 16＝2(4-1)-1＝7在接下來的內容中，其系假設在已知技術中標準化之RC乘積系不同于由于延展而藉由因子1.3所得之標稱值。在該振蕩器中之RC乘積系因此藉由該因子1.3而被增加，并且，現(xiàn)在該RC振蕩器在校準間隔n/fr中僅產生m/1.3個計數脈沖，一RC鋸齒振蕩器(sawtoothoscillator)之頻率f系正比于1/(RC)。
在27/1.3~20個計數脈沖+負重預載值k＝12之后，緊接在校準后之該計數器讀值系為(27/1.3+12)modulo16~32 modulo16＝0(所有的小數點后的數字被舍去至整數)。
在這個例子中，0對應至可被設定在該電容器裝置上之最小值1/1.3，因此，在該濾波器中之該標準化RC乘積系為1.3/1.3＝1.0，并且，該濾波器系精確地加以計算。
在接下來的內容中，其系假設其系假設在已知技術中標準化之RC乘積系不同于由于延展而藉由因子1.3所得之標稱值。在該振蕩器中之RC乘積系因此藉由該因子1.3而被減少，并且，該RC振蕩器在校準間隔n/fr中產生m×1.3個計數脈沖。
在27×1.3~35個計數脈沖+負重預載值k＝12之后，緊接在校準后之該計數器讀值系為(27×1.3+12)modulo 16~47modulo 16＝15(所有的小數點后的數字被舍去至整數)。
在這個例子中，15對應至可被設定在該電容器裝置上之最大值1.3，因此，在該濾波器中之該標準化RC乘積系為(1/1.3)×1.3＝1.0，并且，該濾波器系精確地加以計算。
四位量化誤差(quantization error)系表示，該校準可在極值之間藉由±(1.3-1.0)/16而變動，此系對應一變動誤差±1.9％。
本發(fā)明系不限定于在第3圖中之實施例的電路執(zhí)行，相反地，該校準單元10之該模擬部分10.1系可包含一個僅具有一比較器之RC鋸齒振蕩器，而該比較器可往復轉換。另外，該RC振蕩器及該比較器亦可以是完全不同之設計，亦可以使用一RC正弦振蕩器來取代RC鋸齒振蕩器。
權利要求
1.一種產生用以校準一濾波器電路(20)之一校準信號的校準單元(10)，而該濾波器電路(20)系具有電阻裝置(21)、電容器裝置(23)以及放大器裝置(22)，其中該校準單元(10)系包含--一振蕩器電路，其系包含參考電阻裝置(4)、參考電容器裝置(5)、以及參考放大器裝置(6)；以及--用于產生該校準信號之裝置(10.2)，其系以該振蕩器電路之頻率作為基礎。
2.根據權利要求第1項所述之校準單元(10)，其特征在于--該振蕩器電路亦包括比較器裝置(7.1，7.2)，以產生計數脈沖；以及--該參考電阻裝置(4)之一輸出端系耦接至該參考放大器裝置(6)之一輸入端以及該參考電容器裝置(5)之一輸入端，而該參考放大器裝置(6)之一輸出端系耦接至該參考電容器裝置(5)之一輸出端以及該比較器裝置(7.1，7.2)之一輸入端，--其中，該參考電阻裝置(4)之該輸入端可具有連接至本身之兩不同的不變供應電位(V+，V-)；以及--其中，該比較器裝置(7.1，7.2)系連接至該校準信號產生裝置(10.2)。
3.根據權利要求第2項所述之校準單元(10)，其特征在于--該校準信號產生裝置(10.2)系具有計數裝置，以用于計數該比較器裝置(7.1，7.2)所輸出之該計數脈沖。
4.根據權利要求第2或第3項所述之校準單元(10)，其特征在于--該比較器裝置(7.1，7.2)系具有一第一(7.1)以及一第二(7.2)比較器，--其中，該第一比較器(7.1)之第一輸入端系被供以第一供給電位(V+)，并且其第二輸入端系被耦接至該參考放大器裝置(6)之該輸出端；--其中，該第二比較器(7.2)之第一輸入端系被供以第二供給電位(V-)，并且其第二輸入端系被耦接至該參考放大器裝置(6)之該輸出端；--其中，該第一比較器(7.1)之輸出端系連接至在一正反器(8)上一第一輸入端，以及該第二比較器(7.2)之輸出端系連接至在該正反器(8)上一第二輸入端；以及--該正反器(8)之輸出端系連接至一轉換切換器(3)之控制輸入端，其中該轉換切換器(3)系具有兩該供給電位(V+，V-)的輸入，以及連接至該參考電阻裝置(4)之一輸出。
5.根據權利要求第4項所述之校準單元(10)，其特征在于--該第一比較器(7.1)之該輸出端系連接至一OR門(9)之第一輸入端，并且該第二比較器(7.2)之該輸出端系連接至該OR門(9)之第二輸入端；以及--該OR門(9)之輸出端系連接至該校準信號產生裝置(10.2)。
6.根據權利要求第5項所述之校準單元(10)，其特征在于--該校準信號產生裝置(10.2)系具有一AND門(11)、時間間隔產生裝置(fr，12)、以及計數裝置(13)；--該OR門(9)之該輸出端系連接至在該AND門(11)上之一第一輸入端，而在該時間間隔產生裝置(fr，12)上之一輸出端系連接至在該AND門(11)上之一第二輸出端；以及--該AND門(11)之輸出端系連接至該計數裝置(13)。
7.根據權利要求第6項所述之校準單元(10)，其特征在于--該時間間隔產生裝置(fr，12)系具有一二進制計數器(12)，而該二進制計數器(12)之輸入端系連接至參考時鐘產生裝置(fr)。
8.根據權利要求第6或第7項所述之校準單元(10)，其特征在于--該計數裝置(13)系藉由一二進制計數器，特別是一模數(modulo)二進制計數器，而加以提供。
9.根據權利要求第1項所述之校準單元(10)，其特征在于--該放大器裝置(22)以及該參考放大器裝置(6)系分別藉由一運算放大器而加以提供。
10.一種可校準濾波器裝置，其包括--濾波器電路(20)，其系包含電阻裝置(21)、電容器裝置(23)、以及放大器裝置(22)，其中該電阻裝置(21)及/或該電容器裝置(23)系為可校準，特別是在電路方面為可建構或可改變；以及--根據前述申請范圍其中之一所述之一校準單元(10)，其輸出端系連接置在該電阻裝置及/或該電容器裝置上之一輸入端。
11.一種產生用以校準一濾波器電路(20)之一校準信號的方法，而該濾波器電路(20)系具有電阻裝置(21)、電容器裝置(23)、以及放大器裝置(22)，其中該方法系牽涉一振蕩，其產生于包含參考電阻裝置(4)、參考電容器裝置(5)、以及參考放大器裝置(6)之一振蕩器電路之中；一信號，其系代表已確定之振蕩頻率；以及一校準信號，其系源自其中并被供給至該濾波器電路(20)。
12.根據權利要求第11項所述之方法，其特征在于--周期性之計數脈沖系產生自該振蕩并進行計數，以及該校準信號系源自在一時間間隔(t2)范圍內之計數脈沖個數。
13.根據權利要求第12項所述之方法，其特征在于--該計數脈沖系利用一二進制計數器(13)，特別是一模數二進制計數器，而加以計數。
全文摘要
一校準單元(10)系加以設計以包含其頻率由一電阻(4)以及一電容器裝置(5)之RC時間常數所決定之一振蕩器電路，其中該電阻(4)系與用于將被校準之濾波器電路(20)中之電阻(21)為同類型，而該電容器裝置(5)系已被設定為固定值。該振蕩器頻率系被轉變成計數脈沖，并且，在一時間間隔(t2)的范圍內，在一模數二進制計數器(13)中進行計數之計數脈沖個數系加以傳輸，以作為在該濾波器電路(20)中之一可校準電容器裝置之一數字校準信號，進而校準該濾波器電路(20)。
文檔編號H03K19/173GK1551501SQ20041004459
公開日2004年12月1日 申請日期2004年5月12日 優(yōu)先權日2003年5月12日
發(fā)明者M·龐澤伯格, B·沙弗, M 龐澤伯格 申請人:因芬尼昂技術股份公司