專(zhuān)利名稱(chēng)：具備糾錯(cuò)功能的數(shù)模轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及具備糾錯(cuò)功能的電流導(dǎo)引數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)。
背景技術(shù)：
數(shù)模轉(zhuǎn)換器被用在很多提供電子輸出信號(hào)或物理非電子輸出信號(hào)的電子設(shè)備中。這種設(shè)備包括，例如，帶有用于發(fā)射電磁波或提供聲頻信號(hào)的天線(xiàn)的電子數(shù)字設(shè)備，例如移動(dòng)電話(huà)和CD播放器。DAC在周期性重復(fù)的時(shí)間上接收輸入數(shù)字信號(hào)并在所述重復(fù)的時(shí)間稍后的某個(gè)時(shí)間上提供輸出信號(hào)，例如電子電壓或電流，其量級(jí)應(yīng)與先前的輸入信號(hào)所表示的值成比例。所述周期性重復(fù)的時(shí)間之間的時(shí)間周期的長(zhǎng)度稱(chēng)為更新周期時(shí)間。
除了，例如，部件失配之外，影響電流導(dǎo)引DAC的線(xiàn)性的一個(gè)重要限制因素是電流源和開(kāi)關(guān)由于寄生電阻和電容而導(dǎo)致的非理想行為。這個(gè)問(wèn)題在下列文獻(xiàn)中已經(jīng)有所論述J.J.Wikner和N.Tan的“Modeling of CMOS digital-to-analog converters fortelecommunication”(IEEE Trans.On Circuits and Systems II，Vol 46，No.5 pp489-499，1999，5)，A.van den Bosch，M.Steyaert和W.Sansen的“SFDR-bandwidth limitations for high speed highresolution current steering CMOS D/A converters”(Proc.6thIEEE Int.Conf.On Electronics，Circuits，and Systems，Vol.3，1999，pp1193-1196)，J.J.Wikner和N.Tan的“Influence of CircuitImperfections on the Dynamic Performance of DACs”(NorChip’97Conference，Tallinn，Estonia，Nov.1997)，K.O.Anderson和J.J.Wikner的“Characterization of a CMOS current-steering DACusing state-space models”(Proc.IEEE 2000 Midwest Sysposiumon Circuits and Systems，NWSCAS’00，Lansing，MI，USA，Aug.2000)，J.J.Wikner的“Studies on CMOS Digital-to-AnalogConverters”(Linkoping Studies in Science and Technology，Dissertation No.667，ISBN 91-7219-910-5，2001)，以及M.Gustavsson，J.J.Wikner和N.Tan的“CMOS datacoverters forcommunications”(Kluwer Academic Publishers，2000)。
電流源和電流開(kāi)關(guān)的輸出結(jié)點(diǎn)上的寄生電容的影響通常是最具有決定性的，產(chǎn)生隨增大的信號(hào)頻率而“增長(zhǎng)”的動(dòng)態(tài)非線(xiàn)性，例如，對(duì)單音輸入信號(hào)來(lái)說(shuō)第三階調(diào)諧波項(xiàng)增加15-20dB/增加的信號(hào)頻率的十倍，參見(jiàn)上面引用的最后三篇文章。通常這對(duì)較高的頻率是成立的，其中DAC的輸出值不能用無(wú)記憶表達(dá)式逼近。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)目標(biāo)是提供上述現(xiàn)象的低復(fù)雜度模型。
本發(fā)明的另一目標(biāo)是提供一種允許在誤差補(bǔ)償系統(tǒng)中使用相對(duì)便宜的片上實(shí)現(xiàn)的模型。
本發(fā)明的另一個(gè)目標(biāo)是提供一種穩(wěn)定誤差校正技術(shù)和具備校正穩(wěn)定誤差的校正裝置的DAC。
因而，通常為了補(bǔ)償DAC中的誤差，要在DAC的輸入值進(jìn)入DAC之前對(duì)其進(jìn)行調(diào)整以減少誤差。對(duì)輸入值進(jìn)行調(diào)整是為了依照特定的模型補(bǔ)償所產(chǎn)生的誤差。依照該模型，DAC的每個(gè)輸出值是和各個(gè)輸入值直接成比例的期望值和一個(gè)誤差的和，該誤差是穩(wěn)定的輸出值，即期望值和由DAC實(shí)際提供的前一輸出值之間的差值，和只是各個(gè)輸入信號(hào)的函數(shù)的相對(duì)步長(zhǎng)誤差的積。
附圖描述現(xiàn)在將通過(guò)參考附圖的非限制性實(shí)施方案描述本發(fā)明，附圖中

圖1是理想的電流導(dǎo)引數(shù)模轉(zhuǎn)換器的電路圖；圖2a是有內(nèi)部電阻的單位電流源的等效電路模型；圖2b是有內(nèi)部電阻的通用電流源的等效電路模型；圖2c是與負(fù)載相連并包括有內(nèi)部電阻的電流源的數(shù)模轉(zhuǎn)換器的等效電路模型；圖3是與負(fù)載相連并包括有內(nèi)部電阻的電流源的數(shù)模轉(zhuǎn)換器的更復(fù)雜的等效電路模型；圖4是與電阻性負(fù)載相連并有與該電阻性負(fù)載并聯(lián)的純電容性寄生負(fù)載的數(shù)模轉(zhuǎn)換器的等效電路模型；圖5是數(shù)模轉(zhuǎn)換器中產(chǎn)生輸出值的方式的模型的框圖；圖6a是作為數(shù)模轉(zhuǎn)換器中輸入值的函數(shù)的相對(duì)步長(zhǎng)誤差的相反數(shù)的圖示；
圖6b是作為數(shù)模轉(zhuǎn)換器中輸入值與想要的轉(zhuǎn)換的符號(hào)之積的函數(shù)的相對(duì)步長(zhǎng)誤差的相反數(shù)的圖示；圖7是與圖5的模型類(lèi)似的對(duì)數(shù)模轉(zhuǎn)換器中產(chǎn)生輸入出值的方式進(jìn)行調(diào)整過(guò)的模型的框圖；圖8是與圖5的模型類(lèi)似的另一對(duì)數(shù)模轉(zhuǎn)換器中產(chǎn)生輸入出值的方式進(jìn)行調(diào)整過(guò)的模型的框圖；圖9是示出了向數(shù)模轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生調(diào)整過(guò)的輸入值的過(guò)程的框圖；圖10是依照現(xiàn)有技術(shù)的數(shù)模轉(zhuǎn)換器的誤差補(bǔ)償方法的框圖；圖11a和11b分別是作為無(wú)誤差補(bǔ)償和有誤差補(bǔ)償?shù)臄?shù)模轉(zhuǎn)換器的頻率的函數(shù)的輸出信號(hào)頻譜的圖示。
具體實(shí)施例詳細(xì)描述理想的電流導(dǎo)引DAC圖1示出了理想的電流導(dǎo)引數(shù)模轉(zhuǎn)換器的示意電路圖。在N個(gè)并行線(xiàn)路1中連接了提供電流強(qiáng)度I0，I1，......，IN的電流源3相連。受控開(kāi)關(guān)5也連接在線(xiàn)路1中，線(xiàn)路1在它們的輸出端與一個(gè)公共結(jié)點(diǎn)7相連，公共結(jié)點(diǎn)7還耦合到一條輸出線(xiàn)路9，輸出電流強(qiáng)度Iout在輸出線(xiàn)路9中被提供給負(fù)載或終端電阻R。結(jié)點(diǎn)7上的輸出電壓是Vout。開(kāi)關(guān)5由代表數(shù)字輸入向量X＝[bN-1，........，b0]的輸入電子信號(hào)所控制，這些輸入電子信號(hào)依次代表整數(shù)值X=Σi=0N-1bi·wi,]]>其中wi是bi的權(quán)重，wi在大多數(shù)情況下是整數(shù)，bi∈{0，1}。下文中字母X將用來(lái)表示整數(shù)值和向量，因?yàn)楹茈y產(chǎn)生混淆。對(duì)DAC的期望操作是構(gòu)成與X成比例的輸出電流或電壓，即Iout=Σi=0N-1bi·wi·Iunit=X·Iunit---(1)]]>或Vout=R·Σi=0N-1bi·wi·Iunit=R·X·Iunit]]>如果分析圖1的示意圖就會(huì)發(fā)現(xiàn)如果編號(hào)為i的線(xiàn)路1中的開(kāi)關(guān)5在bi＝1時(shí)為ON，在bi＝0時(shí)為OFF，就能實(shí)現(xiàn)這個(gè)操作，因?yàn)閬?lái)自電流源3的電流被根據(jù)基爾霍夫電流法則相加在一起。
現(xiàn)在考慮電流源3是非理想的情況。單位電流源(即權(quán)重w＝1的電流源)的輸出或表觀電阻被設(shè)為Runit，如圖2a的示意圖所示。通過(guò)并聯(lián)連接wi個(gè)相等的單位電流源就可以構(gòu)造出提供權(quán)重為wi的電流強(qiáng)度Ii通用電流源，對(duì)應(yīng)的輸出電阻為Ri=Runitwi---(2)]]>如圖2b所示。
如果對(duì)特定的給定輸入值X考慮DAC，可以分析圖2c的等效電路。等效電流變成I＝Iunit·X (3)并且這還是期望的輸出電流。等效輸出電阻為Rout=1Σi=0N-1bi·1Ri=RunitΣi=0N-1bi·wi=RunitX---(4)]]>分析圖1的電路并解方程(3)和(4)得到Iout=K·11+RRunit·X=K·X1+ρu·X---(5)]]>其中K是常數(shù)，ρu是負(fù)載電阻和單位電流源的輸出電阻之比。即使這個(gè)電路模型過(guò)于簡(jiǎn)化無(wú)法為實(shí)際電路的輸入輸出關(guān)系提供精確的表達(dá)式，因?yàn)榫w管是非線(xiàn)性設(shè)備等，但它關(guān)于構(gòu)成有非常高(實(shí)際是“無(wú)限”)的輸出電阻的電流源以便實(shí)現(xiàn)高度線(xiàn)性的需要提供了很好的理解。但是，應(yīng)該注意到實(shí)現(xiàn)足夠高的輸出電阻是不經(jīng)常的，并且如果考慮了上面引用的文章中隱含給出的設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)，這實(shí)際上決不是問(wèn)題。
電流源的有限輸出電阻是DAC靜態(tài)性能的限制因素之一，但就像已經(jīng)提到的那樣，這不是實(shí)際問(wèn)題。但是，對(duì)高頻操作重要的DAC的動(dòng)態(tài)性能在很大程度上受電流源的有限輸出電容影響，也受其它寄生電容影響。上面引用的文章中有一些對(duì)此已經(jīng)進(jìn)行了論述。
在所引用的Andersson和Wikner的文章中公開(kāi)了一種更精巧的模型，考慮了寄生電容和開(kāi)關(guān)電阻的影響。圖3中示出了依照這種模型的電路圖。這個(gè)模型關(guān)于動(dòng)態(tài)轉(zhuǎn)換屬性，與實(shí)際DAC電路有較好的對(duì)應(yīng)。因而，寄生電容被并聯(lián)到電流源的內(nèi)部電阻部分。寄生電容被并聯(lián)到終端或負(fù)載電阻。另外，在開(kāi)關(guān)的切換位置，開(kāi)關(guān)被連接到包括并聯(lián)的電阻和電容的斷開(kāi)負(fù)載。
除了上述模型之外，文獻(xiàn)中還給出了其它非理想因子的模型，例如部件失配和采樣時(shí)鐘不穩(wěn)定的影響。這些現(xiàn)象沒(méi)有被包括進(jìn)下文要描述的模型中。但是，并非是說(shuō)這些現(xiàn)象不重要，但這里考慮的是寄生部件的影響占支配地位的情況。
看上面給出的模型，可以觀察到非線(xiàn)性行為來(lái)自如下事實(shí)除了想要的或理想電流源之外，還存在寄生網(wǎng)絡(luò)，即有一個(gè)由寄生部件構(gòu)成的網(wǎng)絡(luò)與輸出結(jié)點(diǎn)相連。這個(gè)寄生網(wǎng)絡(luò)導(dǎo)致了電流的丟失，即，期望導(dǎo)向負(fù)載的一部分電流通過(guò)寄生網(wǎng)絡(luò)而丟失了。
例如，可以考慮寄生網(wǎng)絡(luò)是純電容的情況。這種情況下，不考慮電流源的內(nèi)部寄生電容可以由圖4的電路圖模型化DAC。該電路不同于圖1的電路，不同之處在于電容Cx與負(fù)載電阻器R并連。電容器Cx代表與輸入碼X關(guān)聯(lián)的寄生電容。這是合理的假設(shè)，因?yàn)榕c輸出相連的電流源(包括它們固有的電容)的數(shù)量是由輸入碼決定的。對(duì)這個(gè)簡(jiǎn)化的電路模型，可以由下列微分方程給出輸出電壓Vout(t)=R·Iout(t)=R·(IX-CX·∂∂tVout(t)).---(6)]]>其中期望的輸出電流是IX＝Iunit·X. (7)可以看到方程(6)表示所有固定碼X的一階線(xiàn)性建立過(guò)程。這個(gè)方程的通解是Vout(t)=A·e1R·Cx+B---(8)]]>其中A和B由物理強(qiáng)加的邊界條件確定，這些邊界條件通常被當(dāng)作建立過(guò)程的起始和結(jié)束值
Vout(O)＝V0(初始電壓) (9)并且Iimt→∞Vout(t)=IX·R=VX]]>(所需的輸出電壓)， (10)得出Vout(t)=V0+(VX-V0)·(1-etR·Cx)---(11)]]>在時(shí)間t的相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel(t，X)定義為erel(t,X)=VX-Vout(t)VX-V0=1-Vout(t)-VVX-V0---(12)]]>用方程(11)發(fā)現(xiàn)erel(t,X)=etR·Cx---(13)]]>因而已經(jīng)對(duì)兩個(gè)連續(xù)的采樣瞬間之間的周期中的輸出電壓的瞬變行為建立了一些連續(xù)-時(shí)間分析表達(dá)式，即當(dāng)X固定并因而Cx也已建立時(shí)的分析表達(dá)式。對(duì)離散-時(shí)間分析這種周期末尾上的電壓值也很有趣，即電壓Y(n)＝Vout(n·T)，其中n是表示更新瞬間T的整數(shù)，T是更新周期時(shí)間。
用方程(11)和(13)，得到Y(jié)(n)＝Vout(n·T)＝VX(n)-erel(T，X(n))·(VX-Vout((n-1)·T))(14)即使Y(n)和X(n)之間的關(guān)系是動(dòng)態(tài)的，即取決于輸入信號(hào)X所有先前的取樣，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)erel是輸入信號(hào)X的靜態(tài)函數(shù)，即它只取于X的當(dāng)前值。此外，計(jì)算輸出Y(n)只需要erel的值(連同當(dāng)前輸入X(n)以及前一輸出Y(n-1)＝Vout((n-1)·T))。
現(xiàn)在將論述依照?qǐng)D4的模型電路的電流導(dǎo)引DAC實(shí)際實(shí)現(xiàn)中的穩(wěn)定誤差的本質(zhì)。首先規(guī)格化輸出電壓Vout，使期望的輸出電壓是VX＝X。根據(jù)方程(14)作下列假設(shè)(以后將被其稍事調(diào)整)Y(n)＝X(n)-erel(X(n))·(X(n)-Y(n-1))(15)通常這樣給定的更新瞬間上的輸出值是期望值X(n)加上額外誤差。這個(gè)額外誤差是兩個(gè)因子之積-穩(wěn)定的輸出步長(zhǎng)X(n)-Y(n-1)-相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel(X(n))，它只是當(dāng)前輸入電流的函數(shù)，即輸入信號(hào)X的靜態(tài)函數(shù)。
如果分析依照方程(15)的基本假設(shè)，就會(huì)發(fā)現(xiàn)只需要兩個(gè)變量的值來(lái)估算輸出值，即前一輸出值的估算值Y(n-1)及當(dāng)前輸入碼X(n)。此外對(duì)相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel(X(n))的估算(求值)需要一個(gè)魔盒，例如查找表。如果使用了查找表，如果假定相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel(X(n))在若干值上是分段常量，例如相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel(X(n))僅是X的少量MSB的函數(shù)，就能保持查找表的大小很小。圖5中示出了描繪輸出值Y(n)如何依照方程(15)取決于輸入值X(n)和前一輸出值Y(n-1)的框圖。因而輸入值X(n)被提供給一些功能模塊(例如查找表LTU 11)，以在其輸出上產(chǎn)生相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel(X(n))的值。輸入值還被提供給第一個(gè)求和結(jié)點(diǎn)13的第一輸入端，該結(jié)點(diǎn)在它的第二個(gè)輸入端，即倒相輸入上接收存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器或寄存器15中的先前的或老的輸出值Y(n-1)。第一個(gè)求和結(jié)點(diǎn)13的輸出是求積結(jié)點(diǎn)17的輸入，結(jié)點(diǎn)17還接收來(lái)自功能模塊11的相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel(X(n))。結(jié)點(diǎn)17中通過(guò)將其輸入端上的值相乘而獲得的值被提供給第二個(gè)求和結(jié)點(diǎn)19，結(jié)點(diǎn)19還從寄存器15接收老的輸出值Y(n-1)。在第二個(gè)求和結(jié)點(diǎn)的輸出端上提供了期望的新輸出值Y(n)。
圖6a是用所引用的Andersson和Wikner的文章中公開(kāi)的模型獲得的相對(duì)步長(zhǎng)誤差的負(fù)值-erel的模擬值的曲線(xiàn)圖。輸入信號(hào)是有矩形概率密度使所有信號(hào)轉(zhuǎn)換概率近似相等的隨機(jī)白噪信號(hào)。從這個(gè)曲線(xiàn)圖中可以看出，相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel是X的函數(shù)這個(gè)假設(shè)并不完全有效，因?yàn)橹抵杏幸粋€(gè)分布。但是，可以觀察到相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel的值粗略符合由X決定的曲線(xiàn)。如果包括進(jìn)一個(gè)新參數(shù)，是想要的轉(zhuǎn)換的符號(hào)，即輸入值和老的輸出值之間差值的符號(hào)，sgn(X(n)-Y(n-1))，降低了由估算引入的誤差的方差。圖6b中示出了這種情況，其中相對(duì)步長(zhǎng)誤差的負(fù)值-erel被繪制成想要的轉(zhuǎn)換的符號(hào)與輸入值或期望的輸出值相乘，即X(n)·sgn(X(n)-Y(n-1))。
這個(gè)觀察導(dǎo)致對(duì)依照方程(15)和圖5的模型的一些調(diào)整，得到兩個(gè)替代模型，但下面將描述由MY和MX表示的類(lèi)似模型。
模型MY上述觀察的直接后果是相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel通常被看作是X(n)和Y(n-1)的函數(shù)的假設(shè)。如上面所建議的那樣，這比聲明相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel是X(n)的函數(shù)更通用，變遷的符號(hào)也是這樣。進(jìn)行估算的功能模塊還是一個(gè)查找表，并且這個(gè)查找表還可以?xún)H由(例如)X(n)和Y(n-1)的少量MSB來(lái)尋址，以保持該表的容量較小。圖7中示出了所提出的描繪這種DAC模型的框圖。
圖7的框圖因而不同于圖5的框圖，不同之處在于老的輸出值Y(n-1)被提供為功能模塊11的第二個(gè)輸入。
模型MX上面提出的模型要求在對(duì)相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel的確定或估算可以開(kāi)始之前估算Y(n-1)。如果假定老的輸入值或期望值X(n-1)和老的輸出值Y(n-1)之間的絕對(duì)誤差|X(n-1)-Y(n-1)|較小，對(duì)相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel的估算中的Y(n-1)可由X(n)代替。如果在相對(duì)步長(zhǎng)誤差erel的估算中只使用了Y(n-1)的少數(shù)MSB，這種代替尤其合理。這給出了圖8中調(diào)整后的框圖，它示出了怎樣產(chǎn)生DAC的輸出值。
圖8的框圖因而不同的圖5的框圖，不同之處在于老的輸入或期望值X(n-1)被提供為功能模塊11的第二個(gè)輸入并存儲(chǔ)在第二個(gè)存儲(chǔ)單元或寄存器21中。
現(xiàn)在將描述基于電流導(dǎo)引DAC的上述操作模型的誤差校正方法。為簡(jiǎn)便起見(jiàn)，使用與根據(jù)方程(15)和圖5的基本假設(shè)相一致的模型。將要確定調(diào)整后的輸入信號(hào)X(n)，它將導(dǎo)致期望的輸出信號(hào)Y(n)＝X(n)。然后假定誤差校正在最后一個(gè)更新瞬間上成功，即Y(n-1)＝X(n-1)。如果施加了輸入信號(hào)X(n)，從方程(15)獲得下面的輸出信號(hào)Y(n)=X(n-1)+erel(X~(n))·(X~(n)-X(n-1))]]>設(shè)Y(n)＝X(n)，得X~(n)=X(n-1)+X(n)-X(n-1)erel(X~(n))]]>進(jìn)一步假定校正較小或?qū)斎胄盘?hào)沒(méi)有太大變化，可以假定
erel(X~(n))≈erel(X(n))]]>得到X~(n)=X(n-1)+X(n)-X(n-1)erel(X(n))---(16)]]>值1/erel(X)可以存儲(chǔ)在查找表中。使用這個(gè)方程(16)，可以提供獲得調(diào)整后的值X(n)的過(guò)程，由圖9的框圖示出。這個(gè)過(guò)程接著在一個(gè)用于校正DAC誤差的設(shè)備中被執(zhí)行，如下文所述。
輸入值X(n)被提供給一個(gè)功能模塊(例如查找表LUT)31，以在其輸出上產(chǎn)生相對(duì)步長(zhǎng)誤差erelX(n)的倒相值的值。輸入值還被提供給第一個(gè)求和結(jié)點(diǎn)33的第一個(gè)輸入，該結(jié)點(diǎn)在它的第二個(gè)輸入，即符號(hào)倒轉(zhuǎn)輸入上接收存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器或寄存器中的先前的或老的輸入值X(n-1)。第一個(gè)求和結(jié)點(diǎn)33的輸出是求積結(jié)點(diǎn)37的輸入，該結(jié)點(diǎn)還從功能模塊31接收相對(duì)步長(zhǎng)誤差erelX(n)的倒相。結(jié)點(diǎn)37中通過(guò)將其輸入端上的值相乘獲得的值被提供給第二個(gè)求和結(jié)點(diǎn)39，該結(jié)點(diǎn)還從寄存器15接收老的輸入值X(n-1)。調(diào)整后的輸入值X(n)被提供在第二個(gè)求和結(jié)點(diǎn)39的輸出端上。
在K.O.Anderson，Niklas U.Andersson和J.J.Wikner的“Spectral Shaping of DAC nonlinearity errors throughmodulation of expected errors”(Proc.IEEE InternationSymposium on Circuits and Systems(ISCAS’01)，Vol.3，pp.417-420，Sydney，Australia，May6-9，2001)中，已經(jīng)描述了一種基于Δ-E周制的誤差校正方法。圖10的框圖中示意性地示出了這種現(xiàn)有技術(shù)的誤差校正方法中所用的基本方法。該現(xiàn)有技術(shù)的方法的基本思想是使用反饋環(huán)中的估算誤差來(lái)抑制信號(hào)帶中的非線(xiàn)性失真，到高頻失真的成本。在模擬領(lǐng)域中可以過(guò)濾掉這個(gè)高頻失真。該技術(shù)依賴(lài)于DAC引入的非線(xiàn)性誤差的良好模型，如上所述。
輸入信號(hào)被提供給第一個(gè)求和結(jié)點(diǎn)41，還在倒相輸入上向該結(jié)點(diǎn)提供校正。這個(gè)校正是用DAC模型模塊43計(jì)算的，模塊43給出輸出信號(hào)的估算。這個(gè)估算被提供給第二個(gè)求和結(jié)點(diǎn)45，還在倒相輸入端上向該結(jié)點(diǎn)提供輸入信號(hào)。第二個(gè)求和因而提供對(duì)誤差的估算作為輸出信號(hào)。這個(gè)估算的誤差通過(guò)有傳輸功能的過(guò)濾器47，并且被作為校正提供給第一個(gè)求和結(jié)點(diǎn)41。校正后的輸入信號(hào)是DAC 49的輸入。
現(xiàn)在將描述一些測(cè)定結(jié)果，以展示現(xiàn)實(shí)世界中模型的有效性。圖11a和11b中示出了有補(bǔ)償和無(wú)補(bǔ)償時(shí)測(cè)定的單音頻譜的實(shí)例。所用模型是依照?qǐng)D5的模型的非常簡(jiǎn)單的版本。查找表僅包含兩個(gè)值并由輸入信號(hào)的MSB尋址。假定當(dāng)XMSB＝0時(shí)相對(duì)誤差erel＝0，當(dāng)XMSB＝a時(shí)相對(duì)誤差erel＝a，其中a是某個(gè)常數(shù)。即使這是一個(gè)粗略的近似，在圖11a和11b中可以觀察到主要的寄生音(第二諧波)降低了12dB，到高頻失真的成本?？梢詾樽罴训目赡艿男阅苓x擇參數(shù)a。
因而，已經(jīng)考慮由于寄生部件而導(dǎo)致的信號(hào)相關(guān)的穩(wěn)定誤差描述了一種低復(fù)雜度模型。該模型的低復(fù)雜度使得它適用于誤差補(bǔ)償技術(shù)的片上實(shí)現(xiàn)。使用該模型的誤差補(bǔ)償技術(shù)的測(cè)定結(jié)果顯示了該誤差補(bǔ)償模型的有用性。應(yīng)該存儲(chǔ)在查找表中的相對(duì)步長(zhǎng)誤差的絕對(duì)值對(duì)不同的電路是不同的，可以通過(guò)對(duì)輸出信號(hào)的(如)模擬和/或在線(xiàn)測(cè)定來(lái)實(shí)現(xiàn)。
權(quán)利要求
1.一種補(bǔ)償DAC中的誤差的方法，包括在輸入信號(hào)進(jìn)入DAC之前對(duì)其進(jìn)行調(diào)整，該方法的特征在于依照一種模型進(jìn)行調(diào)整以補(bǔ)償所產(chǎn)生的誤差，在該模型中DAC的每個(gè)輸入值是與各個(gè)輸入值直接成比例的期望值和一個(gè)誤差的和，該誤差是穩(wěn)定的輸出值，即期望值和由DAC實(shí)際提供的先前的輸出值之間的差，和僅是各個(gè)輸入信號(hào)函數(shù)的相對(duì)步長(zhǎng)誤差之積。
2.依照權(quán)利要求1的方法，其特征在于相對(duì)步長(zhǎng)誤差還是先前的輸出信號(hào)的函數(shù)。
3.依照權(quán)利要求1的方法，其特征在于相對(duì)步長(zhǎng)誤差還是先前的輸入信號(hào)的函數(shù)。
4.一種有誤差校正的DAC，該DAC在輸入線(xiàn)上在周期性重復(fù)的時(shí)間上接收代表輸入數(shù)字值的輸入信號(hào)并在輸出線(xiàn)路上提供輸出電信號(hào)，輸出電信號(hào)的幅度代表輸入值，該DAC包括被連接的誤差校正單元，以直接接收輸入值或接收輸入信號(hào)，以向輸入線(xiàn)路提供調(diào)整過(guò)的輸入信號(hào)，其特征在于誤差校正單元被安排提供調(diào)整后的輸入信號(hào)，以便提供校正過(guò)的輸出信號(hào)，進(jìn)行校正是為了依照一種模型補(bǔ)償產(chǎn)生的誤差，在該模型中DAC的每個(gè)輸入值是與各個(gè)輸入值直接成比例的期望值和一個(gè)誤差的和，該誤差是穩(wěn)定的輸出值，即期望值和由DAC實(shí)際提供的先前的輸出值之間的差，和僅是各個(gè)輸入信號(hào)函數(shù)的相對(duì)步長(zhǎng)誤差的積。
5.依照權(quán)利要求4的DAC，其特征在于配置該模型，以使相對(duì)步長(zhǎng)誤差還是先前的輸出信號(hào)的函數(shù)。
6.依照權(quán)利要求4的DAC，其特征在于配置該模型，以使相對(duì)步長(zhǎng)誤差還是先前的輸入信號(hào)的函數(shù)。
全文摘要
在實(shí)際轉(zhuǎn)換這前調(diào)整(41)電流導(dǎo)引數(shù)模轉(zhuǎn)換器(49)的值X(n)輸入以補(bǔ)償數(shù)模轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換誤差。依照數(shù)模轉(zhuǎn)換器的一種模型(43)調(diào)整輸入值，該模型中數(shù)模轉(zhuǎn)換器Y(n)的每個(gè)輸出是與各個(gè)輸入值直接成比例的期望值和誤差之和。誤差是穩(wěn)定的輸出值的函數(shù)，即期望值和由數(shù)模轉(zhuǎn)換器實(shí)際提供的先前輸出值Y(n－1)之間的誤差，相對(duì)步長(zhǎng)誤差僅是各個(gè)輸入信號(hào)的函數(shù)并被存儲(chǔ)在一個(gè)表中。相對(duì)步長(zhǎng)誤差還可以是先前的輸出信號(hào)和先前的輸入信號(hào)的函數(shù)。這個(gè)模型復(fù)雜度低，并且適用于片上實(shí)現(xiàn)。
文檔編號(hào)H03M1/66GK1650524SQ03809452
公開(kāi)日2005年8月3日 申請(qǐng)日期2003年4月14日 優(yōu)先權(quán)日2002年4月26日
發(fā)明者O·安德松, J·維克納 申請(qǐng)人:艾利森電話(huà)股份有限公司