專利名稱：D類放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種D類放大器，并且尤其涉及一種具有校正電路的D類放大器。
背景技術(shù)：
D類放大通常被通過對高頻、低功率損耗的音頻信號進行功率放大以使得裝置小型化的方法所采樣。在一種眾所周知的D類放大器中，一個數(shù)字化音頻信號被直接轉(zhuǎn)換為脈沖寬度調(diào)制信號并提供給電源開關(guān)。該電源開關(guān)一般包括一個與恒壓電源相連的切換裝置以及一個接地(或陰極電源)的切換裝置。
還眾所周知的一種方法就是通過Δ-∑調(diào)制來降低由需要PWM(脈沖寬度調(diào)制)轉(zhuǎn)換的再量化器所導(dǎo)致的舍入誤差，這能夠獲得高精度PWM(脈沖寬度調(diào)制)信號。該PWM信號是從具有高精度的電源開關(guān)輸出的，因此能夠從D類放大器中輸出高質(zhì)量音頻信號(參見JP11-261347(1999)以及JP2001-292040)。
可是，上述的方法實際上會導(dǎo)致這樣的問題使用為電源開關(guān)供電的理想恒壓電源一般來說很難實現(xiàn)零耗費，并且恒壓電源的消耗功率會增加，這就會導(dǎo)致D類放大器固有優(yōu)點的喪失?？紤]到這些問題，雖然并不是全部，但在很多種情況下采用了折中的方式，該方式僅僅抑制音頻的交變部分，可是這也會由于LC濾波器而成為問題。
進一步，根據(jù)上述的方法，構(gòu)成電源開關(guān)的各個電源切換裝置都具有一個用于打開和關(guān)上的有限延遲時間。因此，通常很難將與恒壓電源相連的切換裝置以及接地的切換裝置中的一個打開，而在同一時間將另一個關(guān)上。這樣，就需要設(shè)置一個在其中一個裝置幾乎被完全關(guān)上之后直到另一個裝置被打開之間的停滯時間。
上面提到的電源波動會直接以電源開關(guān)輸出信號的幅值波動的形式出現(xiàn)，這就會導(dǎo)致放大器輸出音頻信號的失真。
進一步，由于停滯時間設(shè)置所導(dǎo)致的電源開關(guān)輸出信號的失真也會導(dǎo)致放大器輸出音頻信號的失真。
作為解決上述問題的方法，眾所周知的就是根據(jù)常用技術(shù)的校正系統(tǒng)(參見國家譯文出版物2001-51739，例如圖3-8)。這種常用的技術(shù)將在下面參照顯示結(jié)構(gòu)的附圖進行說明。
圖32為具有常規(guī)校正系統(tǒng)的D類放大器的結(jié)構(gòu)方框圖。
在圖32中，脈沖調(diào)制器100、校正單元102、電源開關(guān)103以及LPF(低通濾波器)104相互串聯(lián)在一起。誤差處理器101與校正單元102及電源開關(guān)103并行的連接在節(jié)點N100與N101之間，并將其輸出與校正單元102相連。
在該具有如圖所示配置的校正系統(tǒng)的D類放大器中，脈沖調(diào)制器100通過對一個音頻信號進行調(diào)制而生成一個二進制脈沖調(diào)制信號Vr。
該電源開關(guān)103通過依據(jù)校正信號Vc的值在恒壓電源與地之間進行切換來進行功率放大，其中該校正信號Vc是一個通過校正單元102傳輸?shù)亩M制脈沖信號，并使得電源向與放大器輸出相連的負載供電。這里，該電源開關(guān)103包括一個導(dǎo)致音頻信號失真的因數(shù)(這里稱作失真因數(shù))，例如電源波動以及切換裝置操作的停滯時間設(shè)置。
該誤差處理器101檢測電源開關(guān)103輸出信號的失真，并且尤其是參照脈沖調(diào)制器100輸出的脈沖調(diào)制信號Vr檢測電源開關(guān)103輸出的反饋信號Vs中的誤差，從而生成并輸出一個相應(yīng)于該誤差的誤差信號Ve。
該校正單元102通過根據(jù)誤差處理器101輸出的誤差信號Ve改變其寬度來校正從脈沖調(diào)制器100輸入的脈沖調(diào)制信號Vr，由此進行控制以便于減少來自誤差處理器101的誤差信號Ve。
該校正單元102的內(nèi)部結(jié)構(gòu)將在下面進行描述。
圖33為校正單元102的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖。在圖33中，積分器200、限幅器201以及比較器202的“-”端串聯(lián)在一起。該比較器202的“+”端與誤差處理器101的輸出部分相連而其輸出部分與電源開關(guān)103的輸入相連。該積分器200的輸入與脈沖調(diào)制器100的輸出相連。
下面將參照圖34對校正單元102中各個部分的操作進行說明，其中示出了校正單元102在各個點的信號波形。
在圖34中，參考標(biāo)記210表示輸入至積分器200的脈沖調(diào)制信號Vr的波形，211表示輸入至比較器202“-”端的輸入信號Vi的梯形波，其是從在通過積分器200以及限幅器201的同時被轉(zhuǎn)換的脈沖調(diào)制信號中獲得的。通過積分器200的作用，梯形波211的下降沿和上升沿傾斜成一定的角度。通過限幅器201的作用將梯形波211的幅值限制在一定的范圍之內(nèi)。
參考標(biāo)記212和213均表示從誤差處理器101中輸出并輸入至比較器202“+”端的誤差信號Ve的波形，214和215均表示通過對輸入信號Vi以及輸入至比較器202的誤差信號Ve進行比較而在比較器202中生成并從中輸出的校正信號Vc的波形。
這里，該波形212和213是從彼此具有不同值的誤差信號Ve中得到的。波形214是根據(jù)波形212從比較器202中生成的校正信號Vc中得到的，并且波形215是根據(jù)波形213從比較器202中生成的校正信號Vc中得到的。
從圖34中可以看出，當(dāng)誤差信號Ve具有高電位時(在波形212的情況下)，校正單元102中的比較器202會生成一個具有寬脈沖寬度(也就是波形214)的校正信號Vc，并且相反的，當(dāng)誤差信號Ve具有低電位時(在波形213的情況下)，比較器202會生成一個具有窄脈沖寬度(也就是波形215)的校正信號Vc。
因此，在從用作基準(zhǔn)的脈沖調(diào)制器100輸入的脈沖調(diào)制信號Vr以及從電源開關(guān)103輸入的反饋信號Vs中生成誤差信號Ve的過程中，該誤差處理器101被設(shè)置為使其能夠在含有誤差的反饋信號Vs的脈沖寬度大于或等于用作基準(zhǔn)的脈沖調(diào)制信號Vr的脈沖寬度的情況下生成一個在電位上降低的誤差信號Ve作為波形213，并且在含有誤差的反饋信號Vs的脈沖寬度小于或等于用作基準(zhǔn)的脈沖調(diào)制信號Vr的脈沖寬度的情況下生成一個在電位上升高的誤差信號Ve作為波形212。
具有上述結(jié)構(gòu)的校正系統(tǒng)的D類放大器的使用能夠自動降低從電源開關(guān)103輸出的反饋信號Vs相對于被用作基準(zhǔn)的脈沖調(diào)制信號Vr的誤差。
這樣，由于電源電壓中的波動以及電源開關(guān)103中的停滯時間設(shè)置而導(dǎo)致的信號失真就能夠自動地被校正，這就防止了放大器輸出音頻信號的失真現(xiàn)象的出現(xiàn)。
可是，通過上述在國家譯文出版物2001-51739中公開的D類放大器中的反饋來進行校正的校正系統(tǒng)會出現(xiàn)下面的問題。
首先，為了改進校正的效果，需要將輸入給比較器202“-”端的信號Vi轉(zhuǎn)換為高精度的梯形波信號?？墒?，生成一個高精度梯形波信號的缺點就是需要有一個與圖33中所示的電路相比的復(fù)雜的電路結(jié)構(gòu)。
其次，脈沖調(diào)制信號Vr以及輸入給誤差處理器101的反饋信號Vs都是脈沖信號。通常很難從這種脈沖信號中生成誤差信號Ve，并且在誤差信號Ve中剩余的脈沖也無法徹底清除。這些剩余的脈沖會導(dǎo)致很難獲得充分的校正效果。
在剩余脈沖部分被徹底清除的情況下，該電路的操作是受限制的。也就是說，當(dāng)脈沖部分在校正單元102的非線性區(qū)域中發(fā)生失真時，誤差信號Ve也會發(fā)生失真，這就無法進行適當(dāng)?shù)男Ｕ?。因此，最理想的情況就是在誤差處理器101中生成的誤差信號Ve中不包括脈沖部分，該部分會反映出脈沖調(diào)制信號Vr以及反饋信號Vs低頻部分之間的差值。
可是事實上，誤差處理器101中反饋信號Vs的相位旋轉(zhuǎn)使循環(huán)操作無法穩(wěn)定，這就使得很難對誤差處理器101進行過濾，因此使得脈沖部分被衰減。另一方面，為了獲得充分的反饋效果，也需要對誤差信號Ve進行充分放大和校正，矛盾的是，這會同時將剩余的脈沖部分放大。
在前面所提到的條件下，由于存在剩余脈沖因此很難獲得充分的校正效果(減小音頻信號的失真)。
對于上述公知的結(jié)構(gòu)，可以通過將PWM信號反射給高精度電源開關(guān)的輸出以獲得高精度PWM信號以及作為放大器輸出的高質(zhì)量音頻信號。
可是，提供給電源開關(guān)的電源電壓的波動會很不利的導(dǎo)致輸出信號發(fā)生失真。如果通過一個恒壓電路將某一電壓值持續(xù)的提供給電源開關(guān)，則輸出信號的失真就會降低，可是，該電源開關(guān)就會損耗相當(dāng)大的功率，并且用于向電源開關(guān)提供某一電壓值的恒壓電路中的功率損耗也會增加，這將會導(dǎo)致的另一個問題就是無法對高效、低功率損耗的音頻信號進行功率放大。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個目的就是提供一種具有簡單電路結(jié)構(gòu)的D類放大器，該放大器能夠降低高精度音頻信號的失真，也就是，一種高效的D類放大器，其同常規(guī)的放大器相比由于提供給電源開關(guān)的電源電壓的波動而導(dǎo)致的輸出信號的失真能夠大大的降低，并且即使是電源電壓在一個相當(dāng)大的范圍內(nèi)發(fā)生變化也不會出現(xiàn)任何問題。
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供一種D類放大器，包括一個脈沖調(diào)制器，用來生成一個脈沖調(diào)制信號；一個校正電路，用來參照所述脈沖調(diào)制信號對通過反饋輸入的反饋信號進行校正；以及一個電源開關(guān)，用來根據(jù)從所述校正電路輸出的校正信號生成一個電壓信號，其中所述反饋信號是根據(jù)所述電壓信號生成的，并且所述校正電路包括一個第一積分器，用來根據(jù)所述脈沖調(diào)制信號進行積分；一個第二積分器，用來根據(jù)所述反饋信號進行積分；以及一個比較器，用來對從所述第一積分器輸出的第一積分信號和從所述第二積分器輸出的第二積分信號進行比較，并根據(jù)比較結(jié)果生成所述校正信號。
該脈沖調(diào)制信號以及反饋信號分別在第一和第二積分器中被轉(zhuǎn)換為具有被強化的低頻部分的積分信號。該比較器對積分信號進行比較，生成校正信號并將其作為反饋信號輸出給校正電路。因此，出現(xiàn)在電源開關(guān)中的音頻信號的失真可以通過一個被移除的脈沖信號(也就是被強化的低頻部分)進行校正。這可以防止電路操作受到剩余脈沖部分的限制，也就是，可以避免該進入校正電路非線性區(qū)域并發(fā)生失真的剩余脈沖部分所導(dǎo)致的誤差信號失真以及對正確校正的干擾。并且，也可以根據(jù)脈沖調(diào)制信號以及反饋信號之間的誤差在校正電路中直接生成校正信號，這能夠使得電路結(jié)構(gòu)在整體上簡化。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供一種D類放大器，包括一個脈沖調(diào)制器，用來生成一個脈沖調(diào)制信號；
一個校正電路，用來參照所述脈沖調(diào)制信號對通過反饋輸入的反饋信號進行校正；以及一個電源開關(guān)，用來根據(jù)從所述校正電路輸出的校正信號生成一個電壓信號，其中所述反饋信號是根據(jù)所述電壓信號生成的，并且所述校正電路包括一個第一積分器，用來根據(jù)所述脈沖調(diào)制信號進行積分；一個第二積分器，用來根據(jù)所述反饋信號進行積分；一個第一減法器，用來獲得從所述第一積分器輸出的第一積分信號與從所述第二積分器輸出的第二積分信號之間的差值；一個第三積分器，用來對從所述第一減法器中輸出的第一差分信號進行積分；一個反向器，用來對從所述第三積分器中輸出的第三積分信號進行反向；以及一個比較器，用來對所述第一差分信號和由所述反向器反向的所述第三積分信號進行比較，并根據(jù)比較結(jié)果生成所述校正信號。
第一差分信號(也就是音頻信號的失真)的低頻部分還可以在第三積分器中得到強化并接著通過反向器進行反向，因此該比較器能夠提供第一差分信號一個由音頻信號的失真所導(dǎo)致的部分，并生成音頻信號的失真被進一步強化的校正信號。這同第一方面的D類放大器相比就能夠進行更高精度的校正。
根據(jù)本發(fā)明的第三方面，提供一種D類放大器，包括一個電源開關(guān)，用來響應(yīng)脈沖寬度調(diào)制信號對提供電源電壓的電源進行開/關(guān)切換；一個校正電路，用來根據(jù)從所述電源開關(guān)的輸出生成的反饋信號的幅值對將要被輸入給所述電源開關(guān)的脈沖寬度調(diào)制信號的脈沖寬度進行校正；以及一個運算單元，用來根據(jù)所述電源電壓值對將要被輸入給所述校正電路的反饋信號的幅值進行調(diào)節(jié)。
該D類放大器的效率很高，其中提供給電源開關(guān)的電源電壓的波動所導(dǎo)致的輸出信號的失真同常規(guī)的D類放大器相比已經(jīng)大大降低了，并且即使電源電壓在一個相當(dāng)寬的范圍內(nèi)發(fā)生波動，沒有失真現(xiàn)象出現(xiàn)時的音頻信號的輸出電平也幾乎不會降低。
根據(jù)本發(fā)明的第四方面，提供一種D類放大器，包括一個電源開關(guān)，用來根據(jù)脈沖寬度調(diào)制信號對提供電源電壓的電源進行開/關(guān)切換；以及一個校正電路，用來根據(jù)從所述電源開關(guān)的輸出生成的反饋信號的幅值對將要被輸入給所述電源開關(guān)的所述脈沖寬度調(diào)制信號的脈沖寬度進行校正，其中其中所述校正電路包括一個第一積分器，用來對所述脈沖寬度調(diào)制信號進行積分；一個第二積分器，用來對所述反饋信號和根據(jù)所述電源電壓的dc分量生成的基準(zhǔn)電壓之間的差值進行積分；以及一個比較器，用來比較所述第一和第二積分器的輸出，以及所述比較器的輸出被輸入給所述電源開關(guān)。
該D類放大器的效率很高，其中提供給電源開關(guān)的電源電壓的波動所導(dǎo)致的輸出信號的失真同常規(guī)的D類放大器相比已經(jīng)大大降低了，并且即使電源電壓在一個相當(dāng)寬的范圍內(nèi)發(fā)生波動，沒有失真現(xiàn)象出現(xiàn)時的音頻信號的輸出電平也幾乎不會降低。
根據(jù)本發(fā)明的第五方面，提供一種D類放大器，包括一個電源開關(guān)，用來根據(jù)脈沖寬度調(diào)制信號對提供電源電壓的電源進行開/關(guān)切換；一個校正電路，用來根據(jù)所述電源開關(guān)輸出信號的幅值對將要被輸入給電源開關(guān)的所述脈沖寬度調(diào)制信號的脈沖寬度進行校正；一個電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器，用來從所述電源電壓中生成一個電平基準(zhǔn)信號；以及一個電平調(diào)節(jié)電路，用來根據(jù)所述電平基準(zhǔn)信號值對將要被輸入給所述校正電路的所述脈沖寬度調(diào)制信號的幅值進行調(diào)節(jié)。
該D類放大器的效率很高，其中提供給電源開關(guān)的電源電壓的波動所導(dǎo)致的輸出信號的失真同常規(guī)的D類放大器相比已經(jīng)大大降低了，并且即使電源電壓在一個相當(dāng)寬的范圍內(nèi)發(fā)生波動，其也可以毫無問題的使用。
根據(jù)本發(fā)明的第六方面，提供一種D類放大器，包括一個脈沖調(diào)制器，用來對輸入信號的脈沖寬度進行調(diào)制以輸出一個脈沖寬度調(diào)制信號；一個電源開關(guān)，用來根據(jù)所述脈沖寬度調(diào)制信號對提供電源電壓的電源進行開/關(guān)切換；一個校正電路，用來根據(jù)所述電源開關(guān)輸出信號的幅值對將要被輸入給所述電源開關(guān)的所述脈沖寬度調(diào)制信號的脈沖寬度進行校正；一個電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器，用來從所述電源電壓中生成一個電平基準(zhǔn)信號；一個調(diào)制指數(shù)控制信號發(fā)生器，用來從所述電源電壓中生成一個調(diào)制指數(shù)控制信號；一個電平調(diào)節(jié)電路，用來根據(jù)所述電平基準(zhǔn)信號值對將要被輸入給所述校正電路的所述脈沖寬度調(diào)制信號的幅值進行調(diào)節(jié)；以及一個調(diào)制指數(shù)調(diào)節(jié)電路，用來根據(jù)所述調(diào)制指數(shù)控制信號值對所述脈沖調(diào)制器中的調(diào)制指數(shù)進行調(diào)節(jié)。
該D類放大器的效率很高，其中提供給電源開關(guān)的電源電壓的波動所導(dǎo)致的輸出信號的失真同常規(guī)的D類放大器相比已經(jīng)大大降低了，并且即使電源電壓在一個相當(dāng)寬的范圍內(nèi)發(fā)生波動，其也可以毫無問題的使用。。
本發(fā)明的這些以及其它的目的、特征、方面以及優(yōu)點將隨著下面參照如圖對本發(fā)明的詳細描述而變得更加明顯。


圖1為根據(jù)本發(fā)明的D類放大器的電路結(jié)構(gòu)方框圖；圖2為根據(jù)本發(fā)明的第一優(yōu)選實施例的校正電路內(nèi)部結(jié)構(gòu)的方框圖；圖3為在沒有失真發(fā)生時，根據(jù)本發(fā)明的第一優(yōu)選實施例的校正電路中各點的穩(wěn)態(tài)信號波形；圖4A-4B示出了第一種類型的失真；圖5A-5B示出了第二種類型的失真；圖6A-6B示出了第三種類型的失真；圖7A-7B示出了第四種類型的失真；圖8為在出現(xiàn)第一種類型的失真時，根據(jù)第一優(yōu)選實施例的校正電路中各點的穩(wěn)態(tài)信號波形；
圖9為在出現(xiàn)第二種類型的失真時，根據(jù)第一優(yōu)選實施例的校正電路中各點的穩(wěn)態(tài)信號波形；圖10為在出現(xiàn)第三種類型的失真時，根據(jù)第一優(yōu)選實施例的校正電路中各點的穩(wěn)態(tài)信號波形；圖11為在出現(xiàn)第四種類型的失真時，根據(jù)第一優(yōu)選實施例的校正電路中各點的穩(wěn)態(tài)信號波形；圖12為根據(jù)第一優(yōu)選實施例的校正電路的具體電路結(jié)構(gòu)圖；圖13為根據(jù)本發(fā)明第二優(yōu)選實施例的校正電路的結(jié)構(gòu)方框圖；圖14為在沒有失真現(xiàn)象發(fā)生時，根據(jù)本發(fā)明的第二優(yōu)選實施例的校正電路中各點的穩(wěn)態(tài)信號波形；圖15為在出現(xiàn)第一種類型的失真時，根據(jù)第二優(yōu)選實施例的校正電路中各點的穩(wěn)態(tài)信號波形；圖16為在出現(xiàn)第二種類型的失真時，根據(jù)第二優(yōu)選實施例的校正電路中各點的穩(wěn)態(tài)信號波形；圖17為在出現(xiàn)第三種類型的失真時，根據(jù)第二優(yōu)選實施例的校正電路中各點的穩(wěn)態(tài)信號波形；圖18為在出現(xiàn)第四種類型的失真時，根據(jù)第二優(yōu)選實施例的校正電路中各點的穩(wěn)態(tài)信號波形；圖19為根據(jù)第二優(yōu)選實施例的校正電路的具體電路結(jié)構(gòu)圖；圖20為用來評價由根據(jù)本發(fā)明的校正電路實現(xiàn)的校正效果的測量電路結(jié)構(gòu)圖；圖21為繪制了指示由根據(jù)本發(fā)明的校正電路實現(xiàn)的校正效果的測量數(shù)據(jù)的曲線圖；圖22為根據(jù)本發(fā)明第三優(yōu)選實施例的D類放大器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖23為根據(jù)本發(fā)明第三優(yōu)選實施例的D類放大器的輸出波形；圖24為根據(jù)本發(fā)明第四優(yōu)選實施例的D類放大器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖25為根據(jù)第四優(yōu)選實施例的D類放大器的校正電路的電路圖；圖26為根據(jù)本發(fā)明第五優(yōu)選實施例的D類放大器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖27為根據(jù)第五優(yōu)選實施例的D類放大器的校正電路的各個部分中的信號波形；圖28為根據(jù)第五優(yōu)選實施例的D類放大器的電平調(diào)節(jié)電路的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖；
圖29為根據(jù)本發(fā)明第六優(yōu)選實施例的D類放大器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖30為根據(jù)第七優(yōu)選實施例的D類放大器的電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖；圖31為繪制根據(jù)第七優(yōu)選實施例的D類放大器的電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器的輸入-輸出特性的曲線圖；圖32為根據(jù)常規(guī)技術(shù)的D類放大器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖33為根據(jù)常規(guī)技術(shù)的校正單元的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖；圖34為根據(jù)常規(guī)技術(shù)的校正示意圖。
具體實施例方式
第一優(yōu)選實施例包括在根據(jù)該實施例的D類放大器中的校正電路能夠?qū)拿}沖調(diào)制器輸出的脈沖調(diào)制信號以及從電源開關(guān)輸出的反饋信號進行積分，在比較器中采用脈沖調(diào)制信號為基準(zhǔn)對積分信號進行比較，用來向電源開關(guān)輸出一個相應(yīng)于比較結(jié)果的輸出信號，并且最后校正電源開關(guān)中出現(xiàn)的信號失真。
圖1為根據(jù)本發(fā)明的含有校正電路的D類放大器的電路結(jié)構(gòu)方框圖。
圖1中所示的D類放大器包括一個脈沖調(diào)制器1，一個校正電路2，一個電源開關(guān)3以及一個低通濾波器(LPF)4，它們彼此之間相互串聯(lián)。信號從脈沖調(diào)制器1傳送至LPF4。在節(jié)點N1與校正電路2之間提供一個反饋電路5，這就使得從電源開關(guān)3中輸出信號的一部分被反饋給校正電路2。
該校正電路2包括兩個輸入端，其中一個從脈沖調(diào)制器1接收信號，另一個從反饋電路5中接收反饋信號。
在前面提到的結(jié)構(gòu)中，各個部件的操作將在下面描述。
該脈沖調(diào)制器1將數(shù)字或模擬音頻信號轉(zhuǎn)換為脈沖調(diào)制信號，例如二進制脈沖寬度調(diào)制信號或者二進制脈沖數(shù)字調(diào)制信號，并輸出該脈沖調(diào)制信號。
該校正電路2接收該脈沖調(diào)制信號以及從反饋電路5中返回來的反饋信號，并在電源開關(guān)3中使用脈沖調(diào)制信號作為基準(zhǔn)對包含在反饋信號中的失真因數(shù)進行校正，并輸出該校正后的脈沖調(diào)制信號。
該電源開關(guān)3由一個與電源相連的切換裝置以及一個接地(或與陰極電源相連)的切換裝置構(gòu)成，通過根據(jù)從校正電路2輸出的用于校正失真因數(shù)的脈沖調(diào)制信號在電源與接地之間進行切換來進行功率放大，使得電源能夠向一個與放大器輸出相連的負載供電。
該LPF4從來自電源開關(guān)3中的功率放大信號中除去高頻部分，從而輸出一個解調(diào)的音頻信號。
最后，該反饋電路5對電源開關(guān)3輸出的功率放大信號的幅值進行電平調(diào)節(jié)，并將電平調(diào)節(jié)后的信號提供給校正電路2的另一個輸入端。當(dāng)電源開關(guān)3中的信號幅值沒有出現(xiàn)失真時，上面提到的信號幅值的電平調(diào)節(jié)就會使與脈沖調(diào)制器1中輸出的脈沖調(diào)制信號的幅值具有相同電平的電源開關(guān)3中功率放大信號的幅值衰減一固定的衰減增益。
圖2為根據(jù)本發(fā)明的D類放大器中用于進行校正的校正電路內(nèi)部結(jié)構(gòu)的方框圖。
下面將對圖2中所示的校正電路2的結(jié)構(gòu)進行描述。
減法器20的輸出端與第一積分器21的輸入端相連，第一積分器21的輸出端與比較器25的一個輸入端，也就是“+”輸入端相連。
減法器23的輸出端與第二積分器24的輸入端相連，第二積分器24的輸出端與比較器25的另一端，也就是“-”端相連。
并且，第一積分器21的輸出端也通過第一積分器21與比較器25之間的節(jié)點N2與增益控制器22的輸入端相連。該增益控制器22的輸出端也通過節(jié)點N3分別同減法器20，23的“-”端相連。
減法器20的“+”端與脈沖調(diào)制器1的輸出端相連，減法器23的“+”端與反饋電路5的輸出端相連。比較器25的輸出端與電源開關(guān)3的輸入端相連。
在上面提到的結(jié)構(gòu)中，減法器20、第一積分器21以及增益控制器22構(gòu)成了一個通過增益控制器22提供負反饋的積分電路。在該積分電路中，該減法器20獲得了從脈沖調(diào)制器1中輸出的脈沖調(diào)制信號與從增益控制器22中輸出的信號之間差值，從而生成第一差分信號，并由第一積分器21對該第一差分信號進行積分。也就是，第一積分器21根據(jù)脈沖調(diào)制信號對第一差分信號進行積分，用以強化脈沖調(diào)制信號中的低頻部分，同時適當(dāng)?shù)赝ㄟ^增益控制器22的負反饋抑止低頻增益，這就能夠防止來自第一積分器21中的積分信號超過電路的工作范圍。
進一步，由減法器23和第二積分器24構(gòu)成的積分電路還從反饋電路5的反饋信號中減去增益控制器22的輸出信號，從而生成一個第二差分信號，并對該第二差分信號進行積分。也就是說，第二積分器24根據(jù)反饋信號對第二差分信號進行積分，用以強化反饋信號中的低頻部分，同時減法器23也從反饋電路5的反饋信號中減去增益控制器22的輸出信號，從而減少低頻部分，這就能夠防止第二積分器24的積分信號超過電路的工作范圍。
該比較器25對從第一積分器21和第二積分器24中輸出的積分信號的波形進行比較，并輸出一個比較結(jié)果作為校正信號Vc，該信號為二進制脈沖信號。
在下文中，將使用算術(shù)表達式對比較器25的操作進行描述。
首先，用ei表示脈沖調(diào)制器1輸出的脈沖調(diào)制信號，用eo1表示從第一積分器21中輸出的積分信號，該積分信號eo1可以表示為eo1＝G1∫(ei-Gf·eo1)dt＝G1∫ei·dt-Gf·G1∫eo1·dt ...(1)其中G1為第一積分器21的增益常數(shù)，Gf為增益控制器22的增益常數(shù)。
進一步，用ef表示反饋電路5輸出的反饋信號，用eo2表示第二積分器24輸出的積分信號，該積分信號eo2可以表示為eo2＝G2∫(ef-Gf·eo1)dt＝G2∫ef·dt-Gf·G2∫eo1·dt ...(2)其中G2為第二積分器24的增益常數(shù)。
在表達式(1)和(2)中，積分信號eo1和eo2的低頻部分均被右側(cè)的第二項(包括增益常數(shù)Gf的)適當(dāng)?shù)販p小了。
根據(jù)數(shù)值(eo1-eo2)生成比較器25的輸出校正信號Vc，作為二進制脈沖“H”或“L”(也就是“0”或“1”)。
例如，當(dāng)數(shù)值(eo1-eo2)為正時，從比較器25中輸出校正信號Vc“H”作為二進制脈沖信號。接著，該校正信號Vc“H”使得一個相同相位的信號通過電源開關(guān)3和反饋電路5被反饋回來。這樣，反饋信號ef就被置為“H”電平并增加積分信號eo2的值。因此，數(shù)值(eo1-eo2)就會降低并以穩(wěn)態(tài)向近似于零收斂。
另一方面，當(dāng)數(shù)值(eo1-eo2)為負時，從比較器25中輸出校正信號Vc“L”作為二進制脈沖信號。接著，該校正信號Vc“L”使得一個相同相位的信號通過電源開關(guān)3和反饋電路5被反饋回來。這樣，反饋信號ef就被置為“L”電平并降低積分信號eo2的值。因此，數(shù)值(eo1-eo2)就會增加并以穩(wěn)態(tài)向近似于零收斂。
也就是說，從表達式(1)和(2)中獲得的下面的表達式G1∫ei·dt-G2∫ef·dt+Gf·(G2-G1)∫eo1·dt ...(3)近似于零。
這里，如果不必彼此相等的常數(shù)G1和G2都近似相等并表示為常數(shù)G，表達式(3)可以被近似的表示為G(∫ei dt-∫ef dt)＝0...(4)這表明具有上述結(jié)構(gòu)的校正電路2主要用于使得輸入信號ei和反饋信號ef的低頻部分相等。這樣，就可以從比較器25中生成校正信號Vc，用以減小脈沖調(diào)制信號ei與反饋信號ef的低頻部分之間的差值，也就是音頻信號中的失真。
如上所述，可以通過校正降低音頻信號中的失真。從上面的描述中可以看出，即使常數(shù)G1和G2彼此之間具有不同的值，失真也可以被減小到Gf·(G2-G1)∫eo1 dt的范圍內(nèi)?？墒牵绻?shù)G1和G2具有相同的值，則就可以以更高的精度來降低失真(校正失真)。
接下來，將對校正電路2中各點的信號波形狀態(tài)進行說明。
首先，將對電源開關(guān)3中沒有失真現(xiàn)象出現(xiàn)的情況進行說明。圖3就示出了在這種情況下校正電路2中各點的穩(wěn)態(tài)信號波形。水平軸表示時間，垂直軸表示電壓值。
在圖3中，參考標(biāo)記30表示從脈沖調(diào)制器1中輸出并被輸入至校正電路2的脈沖調(diào)制信號ei的脈沖波形，31表示根據(jù)波形30在第一積分器21中生成的積分信號eo1的積分波形。
參考標(biāo)記34表示從反饋電路5中輸出并被輸入給校正電路2的反饋信號ef的脈沖波形，并且32表示根據(jù)波形34在第二積分器24中生成的積分信號eo2的積分波形。
參考標(biāo)記33表示根據(jù)積分波形31和32的差值在比較器25中生成的校正信號Vc的脈沖波形，作為二進制脈沖“H”或“L”(也就是“0”或“1”)。具體地，當(dāng)波形31高于波形32時，生成脈沖“H”(也就是“1”)，而當(dāng)波形31低于波形32時，生成脈沖“L”(也就是“0”)。
脈沖波形30的幅值范圍應(yīng)該近似位于0和Vsig之間。如果從恒壓電源供給電源開關(guān)3的電壓為Vpow并且反饋電路5中的固定衰減增益為1/K，則反饋電路5輸出的脈沖波形的幅值應(yīng)近似位于0和Vpow/K之間，并且將反饋電路5設(shè)置為使得脈沖波形34的幅值等于從脈沖調(diào)制器1中輸出的脈沖波形30的幅值(也就是Vpow/K＝Vsig)。
在脈沖波形30和34處在如圖3中所示的狀態(tài)，并且通過增益控制器22等的作用在近似Vsig/2的基礎(chǔ)上對第一積分器21和第二積分器24進行操作的情況下，就會生成如圖3中所示的積分波形31和32，并且比較器25輸出的校正信號Vc就會變得類似于脈沖波形33。這里，在穩(wěn)態(tài)下，脈沖波形34相對于比較器25輸出的脈沖波形33具有主要由電源開關(guān)3所導(dǎo)致的延遲時間δ。
也就是說，如圖3所示，當(dāng)校正電路2通常工作在不會導(dǎo)致電源開關(guān)3出現(xiàn)失真的穩(wěn)態(tài)時，反饋信號ef的脈沖波形34就變成與脈沖調(diào)制信號ei的脈沖波形30類似的具有延遲時間δ的波形，這就意味著脈沖波形30和34的低頻部分彼此相等并且音頻信號被正常地傳輸不會發(fā)生失真。
實際上反饋信號ef中包括主要由電源開關(guān)3導(dǎo)致的波形失真。該失真使得反饋信號ef的波形發(fā)生形變，這就使得反饋信號ef的低頻部分同脈沖調(diào)制信號ei的低頻部分不同。
因此，現(xiàn)在就在由電源開關(guān)3導(dǎo)致如圖4A-7B所示四種模式的波形失真的情況下，根據(jù)本實施例的D類放大器的校正電路2的一般校正操作對處于穩(wěn)態(tài)的校正電路2中的波形在各點發(fā)生的變化進行說明。在圖4A-7B中，水平軸表示時間，垂直軸表示電壓值。這四種波形失真或者是它們之間的組合可以表示任何實際上出現(xiàn)的失真。
圖4A和4B表示的情況是電源開關(guān)3的下降延遲使得電源開關(guān)3輸出的脈沖寬度比將要輸入給電源開關(guān)3的校正信號Vc的脈沖寬度大te1(以后稱作第一種類型的失真)。
圖4A示出了在發(fā)生失真之前從比較器25中輸出的校正信號Vc的脈沖波形，而圖4B示出了在發(fā)生第一種類型失真的情況下，在如圖4A所示的校正信號Vc被輸入給電源開關(guān)3之后，電源開關(guān)3輸出信號的脈沖波形。
圖5A和5B表示的情況是電源開關(guān)3的上升延遲使得電源開關(guān)3輸出的脈沖寬度比將要輸入給電源開關(guān)3的校正信號Vc的脈沖寬度小te2(以后稱作第二種類型的失真)。
圖5A示出了在發(fā)生失真之前從比較器25中輸出的校正信號Vc的脈沖波形，而圖5B示出了在發(fā)生第二種類型失真的情況下，在如圖5A所示的校正信號Vc被輸入給電源開關(guān)3之后，電源開關(guān)3輸出信號的脈沖波形。
圖6A和6B表示的情況是電源開關(guān)3中電源電壓的波動使得電源開關(guān)3輸出的脈沖寬度比恒壓電源提供給電源開關(guān)3的基準(zhǔn)電壓值Vpow大ΔV1(以后稱作第三種類型的失真)。
圖6A示出了在發(fā)生失真之前從比較器25中輸出的校正信號Vc的脈沖波形，而圖6B示出了在發(fā)生第三種類型失真的情況下，在如圖6A所示的校正信號Vc被輸入給電源開關(guān)3之后，電源開關(guān)3輸出信號的脈沖波形。
圖7A和7B表示的情況是電源開關(guān)3中電源電壓的波動使得電源開關(guān)3輸出的脈沖寬度比恒壓電源提供給電源開關(guān)3的基準(zhǔn)電壓值Vpow小ΔV2(以后稱作第四種類型的失真)。
圖7A示出了在發(fā)生失真之前從比較器25中輸出的校正信號Vc的脈沖波形，而圖7B示出了在發(fā)生第四種類型失真的情況下，在如圖7A所示的校正信號Vc被輸入給電源開關(guān)3之后，電源開關(guān)3輸出信號的脈沖波形。
參考符號δ表示圖4A到7B的電源開關(guān)3中生成的延遲時間。
在第一和第三種類型的失真情況下，失真出現(xiàn)在低頻部分作為信號電平的增加。在第二和第四種類型的失真情況下，失真出現(xiàn)在低頻部分作為信號電平的降低。
下面就在前面所述的第一至第四種模式的波形失真的情況下，對處于穩(wěn)態(tài)的校正電路2中的波形在各點發(fā)生的變化進行說明。
首先，對第一種類型的失真進行說明。圖8示出了通過在出現(xiàn)第一種類型的失真時進行校正被置于穩(wěn)態(tài)的校正電路2的各點的波形。水平軸表示時間，垂直軸表示電壓值。
在圖8中，脈沖波形30以及積分波形31與圖3中所示的相同，因此這里省略掉了那些重復(fù)的說明。
參考標(biāo)記34a表示從反饋電路5中輸出并輸入給校正電路2的反饋信號ef的脈沖波形，其在電源開關(guān)3中出現(xiàn)第一種類型失真時通過由該實施例的D類放大器執(zhí)行的校正步驟而被置于穩(wěn)態(tài)，參考標(biāo)記32a表示在第二積分器24中根據(jù)脈沖波形34a生成的積分信號eo2的積分波形。
參考標(biāo)記33a表示根據(jù)積分波形31和32a之間的差值在比較器25中生成的校正信號Vc的脈沖波形作為二進制脈沖 “H”或“L”(即，“0”或“1”) 。具體地，當(dāng)波形31高于波形32a時，生成脈沖“H”(或者“1”)，而當(dāng)波形31低于波形32a時，生成脈沖“L”(或者“0”)。
脈沖波形30的幅值范圍應(yīng)該近似位于0和Vsig之間。在第一種類型失真中幅值不會出現(xiàn)失真。因此，如果從恒壓電源供給電源開關(guān)3的電壓為Vpow并且反饋電路5中的固定衰減增益為1/K，則反饋電路5輸出的脈沖波形34a的幅值應(yīng)近似在0和Vpow/K之間，并且通過反饋電路5的作用等于從脈沖調(diào)制器1中輸出的脈沖波形30的幅值(也就是Vpow/K＝Vsig)。
當(dāng)在校正電路2中進行正常校正時，穩(wěn)態(tài)中相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形34a的脈沖區(qū)域等于相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形30的脈沖區(qū)域。
在脈沖波形30和34a處在如圖8中所示的狀態(tài)，并且通過增益控制器22等的作用在近似Vsig/2的基礎(chǔ)上對第一積分器21和第二積分器24進行操作的情況下，就會形成如圖8中所示的積分波形31和32a。
在電源開關(guān)3的第一種類型的失真中(圖4A、4B)，積分波形32a的平均值就會高于如圖3所示沒有出現(xiàn)失真時生成的積分波形32的平均值。這樣，積分波形31大于積分波形32a的時間周期就短于如圖3所示的沒有出現(xiàn)失真的情況下的時間周期。
因此，根據(jù)積分波形31和32a之間的差值由比較器25輸出的校正信號Vc就具有脈沖波形33a。
如圖8所示，響應(yīng)第一種類型的失真，通過比較器25的常規(guī)作用，脈沖波形33a的脈沖寬度比脈沖波形34a的脈沖寬度小te1(也就是說，脈沖波形33a處于“H”電平的時間周期短于如圖3所示的沒有出現(xiàn)失真的情況下的時間周期)。
因此，即使如圖8所示脈沖寬度的脈沖波形33a被反饋并再次被輸入給電源開關(guān)3，這會使得電源開關(guān)3中出現(xiàn)第一種類型的失真，并導(dǎo)致脈沖寬度增加te1，該脈沖波形34a的脈沖寬度也會等于波形30的脈沖寬度。圖8還示出了主要由電源開關(guān)3導(dǎo)致的延遲時間δ在脈沖波形33a和34a之間出現(xiàn)。
如上所述，在電源開關(guān)3中出現(xiàn)第一種類型失真的情況下，該實施例的D類放大器為響應(yīng)該第一種類型的失真，會將比較器25輸出的脈沖波形33a的脈沖寬度設(shè)置成比脈沖波形30的脈沖寬度小te1，由此校正電源開關(guān)3中的第一種類型的失真，用以使得脈沖波形34a的脈沖寬度近似等于穩(wěn)態(tài)下脈沖波形30的脈沖寬度，也就是，使得相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形34a的脈沖區(qū)域近似等于相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形30的脈沖區(qū)域。這就是要使得反饋信號ef以及脈沖調(diào)制信號ei的低頻部分近似于相同，這意味著這些信號之間沒有誤差，即校正了音頻信號的失真。
接下來，對第二種類型的失真進行說明。圖9示出了通過在出現(xiàn)第二種類型的失真時進行校正被置于穩(wěn)態(tài)的校正電路2的各點的波形。水平軸表示時間，垂直軸表示電壓值。
在圖9中，脈沖波形30以及積分波形31與圖8中所示的相同，因此這里省略掉了那些重復(fù)的說明。
參考標(biāo)記34b表示從反饋電路5中輸出并輸入給校正電路2的反饋信號ef的脈沖波形，其在電源開關(guān)3中出現(xiàn)第二種類型失真時通過由該實施例的D類放大器執(zhí)行的校正步驟而被置于穩(wěn)態(tài)，參考標(biāo)記32b表示在第二積分器24中根據(jù)脈沖波形34b生成的積分信號eo2的積分波形。
參考標(biāo)記33b表示根據(jù)積分波形31和32b之間的差值在比較器25中生成的校正信號Vc的脈沖波形作為二進制脈沖“H”或“L”(即，“0”或“1”)。具體地，當(dāng)波形31高于波形32b時，生成脈沖“H”(或者“1”)，而當(dāng)波形31低于波形32b時，生成脈沖“L”(或者“0”)。
脈沖波形30的幅值范圍應(yīng)該近似位于0和Vsig之間。在第二種類型失真中幅值不會出現(xiàn)失真。因此，如果從恒壓電源供給電源開關(guān)3的電壓為Vpow并且反饋電路5中的固定衰減增益為1/K，則反饋電路5輸出的脈沖波形34b的幅值應(yīng)近似在0和Vpow/K之間，并且通過反饋電路5的作用等于從脈沖調(diào)制器1中輸出的脈沖波形30的幅值(也就是Vpow/K＝Vsig)。
當(dāng)在校正電路2中進行正常校正時，穩(wěn)態(tài)中相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形34b的脈沖區(qū)域等于相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形30的脈沖區(qū)域。
在脈沖波形30和34b處在如圖9中所示的狀態(tài)，并且通過增益控制器22等的作用在近似Vsig/2的基礎(chǔ)上對第一積分器21和第二積分器24進行操作的情況下，就會形成如圖9中所示的積分波形31和32b。
在電源開關(guān)3的第二種類型的失真中(圖5A、5B)，積分波形32b的平均值就會小于如圖3所示沒有出現(xiàn)失真時生成的積分波形32的平均值。這樣，積分波形31大于積分波形32b的時間周期就短于如圖3所示的沒有出現(xiàn)失真的情況下的時間周期。
因此，根據(jù)積分波形31和32b之間的差值由比較器25輸出的校正信號Vc就具有脈沖波形33b。
如圖9所示，響應(yīng)第二種類型的失真，通過比較器25的常規(guī)作用，脈沖波形33b的脈沖寬度比脈沖波形34b的脈沖寬度大te2(也就是說，脈沖波形33b處于“H”電平的時間周期長于如圖3所示的沒有出現(xiàn)失真的情況下的時間周期)。
因此，當(dāng)如圖9所示脈沖寬度的脈沖波形33b被反饋并再次被輸入給電源開關(guān)3時，這會使得電源開關(guān)3中出現(xiàn)第二種類型的失真，并導(dǎo)致脈沖寬度增加te2，該脈沖波形34b的脈沖寬度也會等于波形30的脈沖寬度。圖9還示出了主要由電源開關(guān)3導(dǎo)致的延遲時間δ在脈沖波形33b和34b之間出現(xiàn)。
如上所述，在電源開關(guān)3中出現(xiàn)第二種類型失真的情況下，該實施例的D類放大器為響應(yīng)該第二種類型的失真，會將比較器25輸出的脈沖波形33b的脈沖寬度設(shè)置成比脈沖波形30的脈沖寬度大te2，由此校正電源開關(guān)3中的第二種類型的失真，用以使得脈沖波形34b的脈沖寬度近似等于穩(wěn)態(tài)下脈沖波形30的脈沖寬度，也就是，使得相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形34b的脈沖區(qū)域近似等于相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形30的脈沖區(qū)域。這就是要使得反饋信號ef以及脈沖調(diào)制信號ei的低頻部分近似于相同，這意味著這些信號之間沒有誤差，即校正了音頻信號的失真。
接下來，對第三種類型的失真進行說明。圖10示出了通過在出現(xiàn)第三種類型的失真時通過校正被置于穩(wěn)態(tài)的校正電路2的各點的波形。水平軸表示時間，垂直軸表示電壓值。
在圖10中，脈沖波形30以及積分波形31與圖8中所示的相同，因此這里省略掉了那些重復(fù)的說明。
參考標(biāo)記34c表示從反饋電路5中輸出并輸入給校正電路2的反饋信號ef的脈沖波形，其在電源開關(guān)3中出現(xiàn)第三種類型失真時通過由該實施例的D類放大器執(zhí)行的校正步驟而被置于穩(wěn)態(tài)，參考標(biāo)記32c表示在第二積分器24中根據(jù)脈沖波形34c生成的積分信號eo2的積分波形。
參考標(biāo)記33c表示根據(jù)積分波形31和32c之間的差值在比較器25中生成的校正信號Vc的脈沖波形作為二進制脈沖“H”或“L”(即“0”或“1”)。具體地，當(dāng)波形31高于波形32c時，生成脈沖“H”(或者“1”)，而當(dāng)波形31低于波形32c時，生成脈沖“L”(或者“0”)。
脈沖波形30的幅值范圍應(yīng)該近似位于0和Vsig之間。在第三種類型失真中，幅值相對于由恒壓電壓向電源開關(guān)3提供的基準(zhǔn)電壓值Vpow出現(xiàn)+ΔV1的失真。因此，如果反饋電路5中的固定衰減增益為1/K，則反饋電路5輸出的脈沖波形34c的幅值應(yīng)近似在0和(Vpow+ΔV1)/K之間。這樣，脈沖波形34c的幅值就不等于而是比從脈沖調(diào)制器1中輸出的脈沖波形30的幅值大ΔV1/K。
當(dāng)在校正電路2中進行正常校正時，穩(wěn)態(tài)中相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形34c的脈沖區(qū)域等于相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形30的脈沖區(qū)域。
在脈沖波形30和34c處在如圖10中所示的狀態(tài)，并且通過增益控制器22等的作用在近似Vsig/2的基礎(chǔ)上對第一積分器21和第二積分器24進行操作的情況下，就會形成如圖10中所示的積分波形31和32c。
在電源開關(guān)3中出現(xiàn)第三種類型的失真時(圖6A、6B)，積分波形32c的平均值就會高于如圖3所示沒有出現(xiàn)失真時生成的積分波形32的平均值。這樣，期間積分波形31大于積分波形32c的時間周期就短于如圖3所示的沒有出現(xiàn)失真的情況下的時間周期。
因此，根據(jù)積分波形31和32c之間的差值由比較器25輸出的校正信號Vc就具有脈沖波形33c。
如圖10所示，響應(yīng)第三種類型的失真，通過比較器25的作用，脈沖波形33c的脈沖寬度比脈沖波形30的脈沖寬度小(即幅值增加ΔV1)(也就是說，脈沖波形33c處于“H”電平的時間周期短于如圖3所示的沒有出現(xiàn)失真的情況下的時間周期)。
因此，即使當(dāng)如圖10所示脈沖寬度的脈沖波形33c被反饋并再次被輸入給電源開關(guān)3時，這會使得電源開關(guān)3中出現(xiàn)第三種類型的失真，并導(dǎo)致幅值與保持不變的脈沖寬度正常值相比增加ΔV1，相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形34c的脈沖區(qū)域近似等于相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形30的脈沖區(qū)域。圖10還示出了主要由電源開關(guān)3導(dǎo)致的延遲時間δ在脈沖波形33c和34c之間出現(xiàn)。
如上所述，在電源開關(guān)3中出現(xiàn)第三種類型失真的情況下，該實施例的D類放大器響應(yīng)該第三種類型的失真，會將比較器25輸出的脈沖波形33c的脈沖寬度設(shè)置成比脈沖波形30的脈沖寬度小(即幅值增加ΔV1)，由此校正電源開關(guān)3中的第三種類型的失真，用以使得處于穩(wěn)態(tài)的相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形34c的脈沖區(qū)域近似等于相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形30的脈沖區(qū)域。這就是要使得反饋信號ef以及脈沖調(diào)制信號ei的低頻部分近似于相同，這意味著這些信號之間沒有誤差，即校正了音頻信號的失真。
在這種情況下，積分波形32c在幅值上的增加有效地降低了比較器25輸出的校正信號Vc的脈沖寬度。
接下來，對第四種類型的失真進行說明。圖11示出了通過在出現(xiàn)第四種類型的失真時通過校正被置于穩(wěn)態(tài)的校正電路2的各點的波形。水平軸表示時間，垂直軸表示電壓值。
在圖11中，脈沖波形30以及積分波形31與圖8中所示的相同，因此這里省略掉了那些重復(fù)的說明。
參考標(biāo)記34d表示從反饋電路5中輸出并輸入給校正電路2的反饋信號ef的脈沖波形，其在電源開關(guān)3中出現(xiàn)第四種類型失真時通過由該實施例的D類放大器執(zhí)行的校正而被置于穩(wěn)態(tài)，參考標(biāo)記32d表示在第二積分器24中根據(jù)脈沖波形34d生成的積分信號eo2的積分波形。
參考標(biāo)記33d表示根據(jù)積分波形31和32d之間的差值在比較器25中生成的校正信號Vc的脈沖波形作為二進制脈沖“H”或“L”(即“0”或“1”)。具體地，當(dāng)波形31高于波形32d時，生成脈沖“H”(或者“1”)，而當(dāng)波形31低于波形32d時，生成脈沖“L”(或者“0”)。
脈沖波形30的幅值范圍應(yīng)該近似位于0和Vsig之間。在第四種類型失真中，幅值相對于由恒壓電壓向電源開關(guān)3提供的基準(zhǔn)電壓值Vpow出現(xiàn)-ΔV2的失真。因此，如果反饋電路5中的固定衰減增益為1/K，則反饋電路5輸出的脈沖波形34d的幅值應(yīng)在0和(Vpow-ΔV2)/K之間。這樣，脈沖波形34d的幅值就不等于而是比從脈沖調(diào)制器1中輸出的脈沖波形30的幅值小ΔV2/K。
當(dāng)在校正電路2中進行正常校正時，穩(wěn)態(tài)中相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形34d的脈沖區(qū)域等于相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形30的脈沖區(qū)域。
在脈沖波形30和34d處在如圖11中所示的狀態(tài)，并且通過增益控制器22等的作用在近似Vsig/2的基礎(chǔ)上對第一積分器21和第二積分器24進行操作的情況下，就會形成如圖11中所示的積分波形31和32d。
在電源開關(guān)3的第四種類型的失真中(圖7A、7B)，積分波形32d的平均值就會低于如圖3所示沒有出現(xiàn)失真時生成的積分波形32的平均值。這樣，積分波形31大于積分波形32d的時間周期就長于如圖3所示的沒有出現(xiàn)失真的情況下的時間周期。
因此，根據(jù)積分波形31和32d之間的差值由比較器25輸出的校正信號Vc就具有脈沖波形33d。
如圖11所示，響應(yīng)第四種類型的失真，通過比較器25的作用，脈沖波形33d的脈沖寬度比脈沖波形30的脈沖寬度大(即幅值減小ΔV2)(也就是說，脈沖波形33d處于“H”電平的時間周期長于如圖3所示的沒有出現(xiàn)失真的情況下的時間周期)。
因此，即使當(dāng)如圖11所示脈沖寬度的脈沖波形33d被反饋并再次被輸入給電源開關(guān)3時，會使得電源開關(guān)3中出現(xiàn)第四種類型的失真，并導(dǎo)致幅值與保持不變的脈沖寬度正常值相比減小了ΔV2，相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形34d的脈沖區(qū)域近似等于相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形30的脈沖區(qū)域。圖11還示出了主要由電源開關(guān)3導(dǎo)致的延遲時間δ在脈沖波形33d和34d之間出現(xiàn)。
如上所述，在電源開關(guān)3中出現(xiàn)第四種類型失真的情況下，該實施例的D類放大器響應(yīng)該第四種類型的失真，會將比較器25輸出的脈沖波形33d的脈沖寬度設(shè)置成比脈沖波形30的脈沖寬度大(即幅值減小ΔV2)，由此校正電源開關(guān)3中的第四種類型的失真，用以使得處于穩(wěn)態(tài)的相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形34d的脈沖區(qū)域近似等于相應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形30的脈沖區(qū)域。這就是要使得反饋信號ef以及脈沖調(diào)制信號ei的低頻部分近似于相同，這意味著這些信號之間沒有誤差，即校正了音頻信號的失真。
在這種情況下，積分波形32d在幅值上的增加有效地增加了比較器25輸出的校正信號Vc的脈沖寬度。
以上針對根據(jù)當(dāng)前實施例的校正電路2發(fā)送脈沖調(diào)制信號ei到其輸出同時基于反饋執(zhí)行校正的過程進行了說明。
如上所述，具有如圖1和2所示結(jié)構(gòu)的D類放大器能夠減小(或校正)音頻信號中主要由電源開關(guān)3的操作所引起的失真。
換句話說，該第一積分器21基于脈沖調(diào)制信號ei對信號進行積分，第二積分器24基于反饋信號ef對信號進行積分，比較器25參照脈沖調(diào)制信號ei對積分信號進行比較，并根據(jù)比較結(jié)果生成一個脈沖信號，用于向電源開關(guān)3輸出脈沖信號，由此該校正電路2能夠校正音頻信號中主要由電源開關(guān)3引起的失真所導(dǎo)致的因數(shù)。
并且，在本實施例中，第一和第二積分器21和24生成一個其高頻部分已經(jīng)被移除的信號(也就是，其脈沖部分已經(jīng)被移除的信號)，并由比較器25根據(jù)它生成一個校正信號。這就能夠防止象在常規(guī)技術(shù)中那樣，電路的工作受到剩余脈沖部分的限制。也就是說，能夠防止該進入校正電路2的非線性區(qū)域并發(fā)生失真的剩余脈沖部分導(dǎo)致誤差信號的失真并干擾正確的校正。
常規(guī)技術(shù)要求形成高精度的梯形波，并要求在誤差處理器101中生成一個誤差信號以及根據(jù)該誤差信號在校正單元102中生成一個校正信號，這就導(dǎo)致了復(fù)雜的結(jié)構(gòu)。可是，在本發(fā)明中，并不需要形成這種梯形波并且直接在校正電路2中生成校正信號而不需要生成誤差信號，這就使得電路結(jié)構(gòu)在整體上簡化。
并且，本實施例的校正電路包括一個增益控制器22，用來控制來自第一積分器21的積分波形的增益，減法器20從脈沖調(diào)制信號ei中減去增益控制器22的輸出信號(獲得信號之間的差值)，減法器23從反饋信號ef中減去增益控制器22的輸出信號(獲得信號之間的差值)，并且由第一和第二積分器21及24分別對減法器生成的差分信號進行積分，因此可以適當(dāng)?shù)乜刂品e分器21和24中生成的積分信號的低頻增益，這就能夠防止積分信號超過電路的工作范圍。
雖然如圖2所示，第一積分器21的輸出信號被輸入給增益控制器22，而增益控制器22共同地向減法器20和23提供輸入信號，可是第二積分器24的輸出信號也可以被輸入給增益控制器22?？蛇x地，也可以采用這種結(jié)構(gòu)其中包括兩個增益控制器22，并且第一積分器21的輸出信號被輸入給一個增益控制器22而從一個增益控制器22輸出的信號被輸入給減法器20，同時第二積分器24的輸出信號被輸入給另一個增益控制器22而從另一個增益控制器22輸出的信號被輸入給減法器23。
可是，在圖2所示的結(jié)構(gòu)中，第一積分器21的輸出信號被輸入給增益控制器22并且增益控制器22的輸出信號被共同地輸入到減法器20和23，這種結(jié)構(gòu)就能夠防止第二積分器24的增益被衰減，也就能夠以更高的精度進行校正操作。
并且，本發(fā)明的D類放大器包括反饋電路5，用來使電源開關(guān)3輸出信號的幅值衰減并輸出將要被輸入至校正電路2的反饋信號ef。這樣，就能夠在反饋電路5中將電源開關(guān)3中放大信號的幅值衰減為與在電源開關(guān)3中沒有出現(xiàn)失真的情況下從脈沖調(diào)制器1中輸出的脈沖調(diào)制信號ei的幅值的電平相同，同時在電源開關(guān)3中沒有出現(xiàn)失真的情況下可以簡化校正電路2中的比較操作。因此，可以很容易的實現(xiàn)具有該校正功能的D類放大器。
第一優(yōu)選實施例的具體示例在該第一優(yōu)選實施例中，圖12中示出了校正電路的一個更具體的結(jié)構(gòu)。圖12中的結(jié)構(gòu)將在下面說明。
在圖12中，如圖1中所示的脈沖調(diào)制器1的輸出端同電阻50的一端相連，而電阻50的另一端通過節(jié)點N4和N7同運算放大器56的反向(“-”)輸入端相連。并且，該運算放大器56的輸出端在節(jié)點N5分叉，通過電容54和節(jié)點N5提供負反饋，同時與比較器58的“-”輸入端以及節(jié)點N6相連。
電阻52的一端以及電阻51的一端通過節(jié)點N6連接在一起。電阻51的另一端通過節(jié)點N7同運算放大器56的反向(“-”)輸入端相連。電阻52的另一端通過節(jié)點N8和N9同運算放大器57的反向(“-”)輸入端相連。
運算放大器57的輸出在節(jié)點N10分叉，通過電容55和節(jié)點N10提供負反饋，同時與比較器58的非反向(“+”)輸入端相連。如圖1所示的反饋電路5的輸出端通過電阻53和節(jié)點N8同運算放大器57的反向(“-”)輸入端相連。
運算放大器56以及運算放大器57的非反向(“+”)輸入端分別與適當(dāng)?shù)墓潭娢幌噙B。比較器58的輸出端同如圖1所示的電源開關(guān)3的輸入端相連。
在具有上述結(jié)構(gòu)的校正電路2中，將經(jīng)過電阻50輸入的脈沖調(diào)制信號ei以及經(jīng)過電阻51輸入的運算放大器56的輸出信號組合在一塊輸入到運算放大器56的反向輸入端，就相當(dāng)于圖2中減法器20的操作。也就是說，相對反向輸入端對運算放大器56的輸出信號進行反向就相當(dāng)于在減法器20中獲得了脈沖調(diào)制信號ei以及來自增益控制器22的信號之間的差值。
并且，輸入至運算放大器56的反向輸入端的信號在電容54中積聚電荷就相當(dāng)于圖2中所示的第一積分器21的功能。還有，調(diào)節(jié)電阻50和51之間的電阻率就相當(dāng)于圖2中所示的增益控制器22的功能。
另一方面，將經(jīng)過電阻53輸入的反饋信號ef以及經(jīng)過電阻52輸入的運算放大器56的輸出信號組合在一塊輸入到運算放大器56的反向輸入端就相當(dāng)于圖2中減法器23的操作。也就是說，相對反向輸入端對運算放大器57的輸出信號進行反向就相當(dāng)于在減法器23中獲得了反饋信號ef以及來自增益控制器22的信號之間的差值。
并且，輸入至運算放大器57的反向輸入端的信號在電容55中積聚電荷就相當(dāng)于圖2中所示的第二積分器24的功能。還有，電阻52和53之間的電阻率就起到圖2中所示的增益控制器22的作用。
電阻50和51之間的電阻率Gf1等于電阻52和53之間的電阻率Gf2。
此外，比較器58相當(dāng)于圖2中所示的比較器25。由于運算放大器56和57的輸出被分別反向為圖2中所示的第一和第二積分器21及24的輸出，運算放大器56的輸出端同比較器58的“-”輸入端相連并且運算放大器57的輸出端同比較器58的“+”輸入端相連，以構(gòu)成了與圖2所示的比較器25反向互連的結(jié)構(gòu)，因此比較器58的輸出與比較器25的輸出的相位相同。
上面所述的就是根據(jù)該第一優(yōu)選實施例的校正電路2的具體示范性結(jié)構(gòu)。
在上面的具體實例中，雖然電阻50和51之間的電阻率Gf1與電阻52和53之間的電阻率Gf2相等，即使這些電阻率彼此有些不同，對電源開關(guān)3中出現(xiàn)的失真進行校正也只能對脈沖調(diào)制信號ei以及反饋信號ef的工作周期內(nèi)的波動進行。可是，通過使電阻率彼此相等，就可以在電源開關(guān)3中沒出現(xiàn)失真時使得脈沖調(diào)制信號ei以及反饋信號ef的波形完全相同，這就能夠很簡單的進行校正而不需要復(fù)雜的結(jié)構(gòu)。
進一步，將電阻50和51之間的電阻率Gf1與電阻52和53之間的電阻率Gf2設(shè)置為彼此不同的值，并且調(diào)節(jié)電阻率Gf1、Gf2，用于第一積分器21的增益常數(shù)G1，用于第二積分器24的增益常數(shù)G2以及由恒壓電源提供給電源開關(guān)3的電壓Vpow就相當(dāng)于反饋電路5的功能。這樣，就可以省略掉反饋電路。
第二優(yōu)選實施例根據(jù)該實施例的校正電路可以同在第一優(yōu)選實施例中描述的如圖1所示的D類放大器結(jié)合在一起。該校正電路并不是直接用于比較來自第一積分器和第二積分器的信號，而是用于在減法器中獲得來自第一積分器和第二積分器的信號之間的差值，并接著對來自減法器的輸出信號(差分信號)以及在第三積分器中通過對差分信號進行積分并接著在反向器中進行反向而獲得的信號進行比較，，從而生成一個校正信號。
根據(jù)本實施例校正電路2的內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖在圖13中示出。圖13所示的結(jié)構(gòu)將在下文具體說明。在圖13中，減法器20、第一積分器21、增益控制器22，減法器23和第二積分器24與第一優(yōu)選實施例中描述的如圖2所示的部件具有相同的結(jié)構(gòu)，并執(zhí)行相同的功能和操作，這里省略掉相同的描述。
在圖13中，第一積分器21具有經(jīng)節(jié)點N2連接到減法器26的“+”輸入端的輸出端，第二積分器24具有連接到所述減法器26的“-”輸入端的輸出端。此外，減法器26的輸出在節(jié)點N11分叉，分別連接到比較器29的“+”輸入端以及經(jīng)第三積分器27和一反向器28連接到比較器29的“-”輸入端。
與第一優(yōu)選實施例相同，比較器29的輸出端連接到電源開關(guān)3的輸入端。
在本實施例中，如圖13所示，從第一積分器21輸出的積分波形與從第二積分器24輸出的積分波形并不直接進行比較，而是在減法器26中對積分波形之間求差，然后對從減法器26中輸出的信號(差分信號)與通過在第三積分器27中對此差分信號進行積分繼而在反向器28中對其反向所獲得的信號進行比較，從而在比較器29中產(chǎn)生校正信號Vc。
這里，來自減法器26的差分信號包含脈沖調(diào)制信號ei的低頻部分與反饋信號ef的低頻部分之間的差值。低頻部分之間的差值表示包含在反饋信號ef中的誤差，即輸出音頻信號中的失真，該失真在比較器29中被校正。
很明顯，如果例如固定基準(zhǔn)電位(Vsig/2)連接到比較器29的“-”輸入端，則所述校正操作與第一實施例中的校正操作相同。
然而，在本實施例中，這種固定基準(zhǔn)電位(Vsig/2)不連接到比較器29的“-”輸入端，而是第三積分器27和反向器28連接到比較器29的“-”輸入端，所述第三積分器27用于對來自參考Vsig/2工作的減法器26的差分信號進行積分，所述反向器28用于對所述差分信號進行反向。除了上述校正效果外，其還提供了以下效果。
也就是說，包含在減法器26所輸出的差分信號中的脈沖調(diào)制信號ei與反饋信號ef的低頻部分之間的差值(即輸出音頻信號中的失真)在第三積分器27中進一步被積分并被強化，之后在反向器28中被反向，從而輸出音頻信號中被強化的失真在比較器29中被添加到減法器26輸出的差分信號中。因此，可以在比較器29中產(chǎn)生對應(yīng)于輸出音頻信號中的失真的校正信號Vc，具有比第一優(yōu)選實施例中更加強化的失真。這樣獲得了比在第一優(yōu)選實施例中所描述的校正電路更高的校正效果。
接著，將描述校正電路2中各個點的波形狀態(tài)。
首先，將說明在電源開關(guān)3中沒有發(fā)生任何失真的情況。圖14示出了在這種情況下校正電路2中各個點在穩(wěn)態(tài)時的波形。水平軸表示時間，垂直軸表示電壓值。
在圖14中，參考標(biāo)記40表示從脈沖調(diào)制器1輸出并輸入到校正電路2的脈沖調(diào)制信號ei的脈沖波形，41表示根據(jù)脈沖波形40在第一積分器21中產(chǎn)生的積分信號eo1的積分波形。
參考標(biāo)記44表示從反饋電路5輸入到校正電路2的反饋信號ef的脈沖波形，42表示根據(jù)脈沖波形44在第二積分器24中產(chǎn)生的積分信號eo2的積分波形。
參考標(biāo)記45表示在減法器26中通過從積分波形41中減去積分波形42生成的信號的波形，46表示通過在第三積分器27中對波形45積分并在反向器28中對波形45反向獲得的積分波形。
參考標(biāo)記43表示根據(jù)波形45和46之間的差值在比較器29中產(chǎn)生的校正信號Vc的脈沖波形作為二進制脈沖“H”或“L”(即“0”或“1”)表示。具體地，當(dāng)波形45高于波形46時，產(chǎn)生脈沖“H”(或“1”)，而當(dāng)波形45低于波形46時產(chǎn)生脈沖“L”(或“0”)。
脈沖波形40應(yīng)該具有近似在零和Vsig之間的幅值范圍。假設(shè)從恒壓電源提供給電源開關(guān)3的電壓是Vpow，并且反饋電路5中的固定衰減增益是1/K，則從反饋電路5輸出的脈沖波形44具有在近似零和Vpow/K之間的幅值范圍，并且設(shè)置反饋電路5使得脈沖波形44的幅值等于從脈沖調(diào)制器1輸出的脈沖波形40的幅值(即Vpow/K＝Vsig)。
在脈沖波形40和44處于圖14所示的狀態(tài)并且第一積分器21和第二積分器24在近似Vsig/2的基礎(chǔ)上通過增益控制器22和類似裝置進行操作的情況下，形成如圖14所示的積分波形41和42。假如減法器26和第三積分器27在近似Vsig/2的基礎(chǔ)上工作，則形成如圖14所示的波形45和46。
因此，從比較器29輸出的校正信號Vc具有脈沖波形43。這里，在穩(wěn)態(tài)下，脈沖波形44相對于從比較器29輸出的脈沖波形43具有延遲時間δ，該延遲時間主要由電源開關(guān)3引起。
也就是說，圖14示出了校正電路2在電源開關(guān)3不會引起任何失真的正常操作情況下，作為反饋信號ef的脈沖波形44具有與作為脈沖調(diào)制信號ei的脈沖波形40相同的波形。這意味著脈沖波形40和44的低頻部分彼此相等，并且能正常而沒有任何失真的傳送音頻信號。
反饋信號ef實際上包含主要由電源開關(guān)3引起的波形失真。該失真使反饋信號ef的波形變形，導(dǎo)致反饋信號ef的低頻部分不同于脈沖調(diào)制信號ei的低頻部分。
以下說明解釋了在圖4A到7B中示出的由電源開關(guān)3引起的波形失真的四種方式，當(dāng)發(fā)生這四種失真方式時，根據(jù)本實施例的D類放大器的校正電路執(zhí)行一正常的校正操作。這四種方式或這些方式的組合可以表示實際發(fā)生的任何失真。
下面將對校正電路2中各個點的波形在發(fā)生這四種失真方式時如何在穩(wěn)態(tài)變化進行說明。
首先，將說明第一種失真方式。圖15示出了在第一種類型的失真的情況下通過校正被置于穩(wěn)態(tài)的校正電路2的各個點的波形。水平軸表示時間，垂直軸表示電壓值。
在圖15中，脈沖波形40和積分波形41與圖14所示的相同，在此不再重復(fù)說明。
參考標(biāo)記44a表示在電源開關(guān)3發(fā)生第一種類型的失真時，從反饋電路5輸出并輸入到校正電路2的反饋信號ef的脈沖波形，其通過本實施例中的D類放大器執(zhí)行校正而置于穩(wěn)態(tài)，42a表示根據(jù)脈沖波形44a在第二積分器24中產(chǎn)生的積分信號eo2的積分波形。
參考標(biāo)記45a表示在減法器26中通過從積分波形41中減去積分波形42a生成的信號的波形，46a表示通過在第三積分器27中對波形45a積分并在反向器28中對波形45a反向而形成的積分波形。
參考標(biāo)記43a表示根據(jù)積分波形45a與46a之間的差值在比較器29中產(chǎn)生的校正信號Vc的脈沖波形作為二進制脈沖“H”或“L”(即“0”或“1”)。具體地，當(dāng)波形45a高于波形46a時，產(chǎn)生脈沖“H”(或“1”)，而當(dāng)波形45a低于波形46a時產(chǎn)生脈沖“L”(或“0”)。
脈沖波形40應(yīng)該具有近似在零和Vsig之間的幅值范圍。在第一種類型的失真中的幅值不會發(fā)生任何失真。因此，假如從恒壓電源提供給電源開關(guān)3的電壓是Vpow，并且反饋電路5中的固定衰減增益是1/K，則從反饋電路5輸出的脈沖波形44a具有在近似零和Vpow/K之間的幅值范圍，并且通過反饋電路5的作用變得等于從脈沖調(diào)制器1輸出的脈沖波形40的幅值(即Vpow/K＝Vsig)。
當(dāng)在校正電路2中正常執(zhí)行校正時，對應(yīng)于穩(wěn)態(tài)的一個頻率周期的脈沖波形44a的脈沖區(qū)域變得等于對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形40的脈沖區(qū)域。
在脈沖波形40和44a是圖15所示的情況，并且第一和第二積分器21和24在近似Vsig/2的基礎(chǔ)上通過增益控制器22及類似裝置進行操作時，積分波形41和42a形成如圖15所示。
在電源開關(guān)3的第一種類型的失真中(圖4A，4B)，積分波形42a的平均值大于在如圖14所示沒有發(fā)生任何失真時產(chǎn)生的積分波形42的平均值。
這縮短了根據(jù)積分波形41和42a之間的差值在減法器26中產(chǎn)生的積分波形45a超過基準(zhǔn)電平Vsig/2所用的時間周期。另一方面，第三積分器27和反向器28根據(jù)波形45a形成的積分波形46a平均超過基準(zhǔn)電平Vsig/2。
因此，基于波形45a和46a之間的差值從比較器29輸出的校正信號Vc具有脈沖波形43a。在本實施例中，校正信號Vc可以校正輸出音頻信號中被強化的失真。
如圖15所示，響應(yīng)第一種類型的失真，通過比較器29的正常操作，形成比脈沖波形44a的脈沖寬度小te1的脈沖波形43a脈沖寬度(即，脈沖波形43a處在“H”電平的時間周期同如圖14所示沒有發(fā)生任何失真的情形相比被縮短了)。
因此，即使當(dāng)如圖15所示脈沖寬度的脈沖波形43a被反饋并再次輸入電源開關(guān)3，使得在電源開關(guān)3發(fā)生第一種類型的失真，其使得脈沖寬度增加te1，脈沖波形44a的脈沖寬度變得等于波形40的脈沖寬度。圖15還示出了在脈沖波形43a和44a之間出現(xiàn)了延遲時間δ，該延遲時間δ主要由電源開關(guān)3引起。
正如所描述的，在電源開關(guān)3發(fā)生第一種類型的失真時，本實施例的D類放大器響應(yīng)該第一種類型的失真，設(shè)置從比較器29輸出的脈沖波形43a的脈沖寬度小于脈沖波形40的脈沖寬度te1，從而校正電源開關(guān)3中的第一種類型的失真以使脈沖波形44a的脈沖寬度在穩(wěn)態(tài)幾乎等于脈沖波形40的脈沖寬度，即使得對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形44a的脈沖區(qū)域幾乎等于對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形40的脈沖區(qū)域。這使得反饋信號ef的低頻部分和脈沖調(diào)制信號ei的低頻部分幾乎彼此相等，這意味著這些信號之間沒有任何誤差，也就是音頻信號中的失真被校正。
接著，將說明第二種類型的失真。圖16示出了在發(fā)生第二種類型的失真時，通過執(zhí)行校正被置于穩(wěn)態(tài)的校正電路2的各個點的波形。水平軸表示時間，垂直軸表示電壓值。
在圖16中，脈沖波形40和積分波形41與圖15所示的相同，在此不再詳細說明。
參考標(biāo)記44b表示在電源開關(guān)3發(fā)生第二種類型的失真時，從反饋電路5輸出并輸入到校正電路2的反饋信號ef的脈沖波形，其通過當(dāng)前實施例中的D類放大器執(zhí)行校正置于穩(wěn)態(tài)，42b表示根據(jù)脈沖波形44b在第二積分器24中產(chǎn)生的積分信號eo2的積分波形。
參考標(biāo)記45b表示在減法器26中通過從積分波形41中減去積分波形42b生成的信號的波形，46b表示通過在第三積分器27中對波形45b積分并在反向器28中對波形45b反向而形成的積分波形。
參考標(biāo)記43b表示根據(jù)積分波形45b和46b之間的差值在比較器29中產(chǎn)生的校正信號Vc的脈沖波形，作為二進制脈沖“H”或“L”(即“0”或“1”)。具體地，當(dāng)波形45b高于波形46b時，產(chǎn)生脈沖“H”(或“1”)，而當(dāng)波形45b低于波形46b時產(chǎn)生脈沖“L”(或“0”)。
脈沖波形40應(yīng)該具有近似在零和Vsig之間的幅值范圍。在第二種類型的失真中的幅值不會發(fā)生任何失真。因此，假如從恒壓電源提供給電源開關(guān)3的電壓是Vpow，并且反饋電路5中的固定衰減增益是1/K，則從反饋電路5輸出的脈沖波形44b具有在近似零和Vpow/K之間的幅值范圍，并且通過反饋電路5的作用變得等于從脈沖調(diào)制器1輸出的脈沖波形40的幅值(即Vpow/K＝Vsig)。
當(dāng)在校正電路2中正常執(zhí)行校正時，對應(yīng)于穩(wěn)態(tài)的一個頻率周期的脈沖波形44b的脈沖區(qū)域變得等于對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形40的脈沖區(qū)域。
在脈沖波形40和44b是圖16所示的情況，并且第一和第二積分器21和24在近似Vsig/2的基礎(chǔ)上通過增益控制器22及類似裝置進行操作時，形成如圖16所示的積分波形41和42b。
在電源開關(guān)3的第二種類型的失真中(圖5A，5B)，積分波形42b的平均值大于在如圖14所示沒有發(fā)生任何失真時產(chǎn)生的積分波形42的平均值。
因此，根據(jù)積分波形41和42b之間的差值在減法器26中產(chǎn)生的積分波形45b超過基準(zhǔn)電平Vsig/2所用的時間周期被延長。另一方面，由第三積分器27和反向器28根據(jù)波形45b形成的積分波形46b平均低于基準(zhǔn)電平Vsig/2。
因此，基于波形45b和46b之間的差值從比較器29輸出的校正信號Vc具有脈沖波形43b。在當(dāng)前實施例中，校正信號Vc可以校正輸出音頻信號中被強化的失真。
如圖16所示，響應(yīng)第二種類型的失真，通過比較器29的常規(guī)作用，脈沖波形43b的脈沖寬度被形成比脈沖波形44b的脈沖寬度大te2(即脈沖波形43b處在“H”電平的時間周期同如圖14所示沒有任何失真發(fā)生的情形相比被延長了)。
因此，即使當(dāng)如圖16所示脈沖寬度的脈沖波形43b被反饋并再次輸入電源開關(guān)3時，使得在電源開關(guān)3發(fā)生第二種類型的失真，其使得脈沖寬度減小te2，脈沖波形44b的脈沖寬度變得等于波形40的脈沖寬度。圖16還示出了在脈沖波形43b和44b之間出現(xiàn)了延遲時間δ，該延遲時間δ主要由電源開關(guān)3引起。
正如所描述的，在電源開關(guān)3發(fā)生第二種類型的失真時，本實施例的D類放大器響應(yīng)第二種類型的失真，設(shè)置從比較器29輸出的脈沖波形43b的脈沖寬度大于脈沖波形40的脈沖寬度te2，從而校正電源開關(guān)3中的第二種類型的失真以使脈沖波形44b的脈沖寬度在穩(wěn)態(tài)幾乎等于脈沖波形40的脈沖寬度，即使得對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形44b的脈沖區(qū)域幾乎等于對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形40的脈沖區(qū)域。這使得反饋信號ef的低頻部分和脈沖調(diào)制信號ei的低頻部分幾乎彼此相等，這意味著這些信號之間沒有任何誤差，也就是音頻信號中的失真被校正。
接著，將說明第三種類型的失真。圖17示出了在發(fā)生第三種類型的失真時通過校正被置于穩(wěn)態(tài)的校正電路2的各個點的波形。水平軸表示時間，垂直軸表示電壓值。
在圖17中，脈沖波形40和積分波形41與圖15所示的相同，在此省略重復(fù)的說明。
參考標(biāo)記44c表示在電源開關(guān)3發(fā)生第三種類型的失真時，從反饋電路5輸出并輸入到校正電路2的反饋信號ef的脈沖波形，其通過當(dāng)前實施例中的D類放大器執(zhí)行校正置于穩(wěn)態(tài)，42c表示根據(jù)脈沖波形44c在第二積分器24中產(chǎn)生的積分信號eo2的積分波形。
參考標(biāo)記45c表示在減法器26中通過從積分波形41中減去積分波形42c生成的信號的波形，46c表示通過在第三積分器27中對波形45c積分并在反向器28中對波形45c反向而形成的積分波形。
參考標(biāo)記43c表示根據(jù)在積分波形45c和46c之間的差值，在比較器29中產(chǎn)生的校正信號Vc的脈沖波形，作為二進制脈沖“H”或“L”(即“0”或“1”)。具體地，當(dāng)波形45c高于波形46c時，產(chǎn)生脈沖“H”(或“1”)，而當(dāng)波形45c低于波形46c時產(chǎn)生脈沖“L”(或“0”)。
脈沖波形40應(yīng)該具有近似在零和Vsig之間的幅值范圍。在第三種類型的失真中，失真發(fā)生在相對于從恒壓電源提供給電源開關(guān)3的參考電壓值Vpow的+ΔV1的幅值中。因此，假如反饋電路5中的固定衰減增益是1/K，從反饋電路5輸出的脈沖波形44c的幅值近似在零和(Vpow+ΔV1)/K之間，因而不等于而是大于從脈沖調(diào)制器1輸出的脈沖波形40的幅值ΔV1/K。
當(dāng)校正電路2執(zhí)行正常校正時，對應(yīng)于穩(wěn)態(tài)的一個頻率周期的脈沖波形44c的脈沖區(qū)域變得等于對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形40的脈沖區(qū)域。
在脈沖波形40和44c是圖17所示的情況，并且第一和第二積分器21和24在近似Vsig/2的基礎(chǔ)上通過增益控制器22及類似裝置的動作來操作時，如圖17所示形成積分波形41和42c。
在電源開關(guān)3的第三種類型的失真中(圖6A，6B)，積分波形42c的平均值大于在如圖14所示沒有發(fā)生失真時產(chǎn)生的積分波形42的平均值。
因此，根據(jù)積分波形41和42c之間的差值，在減法器26中產(chǎn)生的積分波形45c超過基準(zhǔn)電平Vsig/2所用的時間周期被縮短。另一方面，由第三積分器27和反向器28根據(jù)波形45c形成的積分波形46c平均超過基準(zhǔn)電平Vsig/2。
因此，基于波形45c和46c之間的差值從比較器29輸出的校正信號Vc具有脈沖波形43c。在本實施例中，校正信號Vc可以校正輸出音頻信號中被強化的失真。
如圖17所示，響應(yīng)第三種類型的失真，通過正常比較器29的正常作用，脈沖波形43c脈沖寬度被形成小于脈沖寬度波形40的脈沖寬度(即幅值增加ΔV1)(也就是，脈沖波形43c處在“H”電平的時間周期同如圖14所示沒有任何失真發(fā)生的情形相比被縮短了)。
因此，即使當(dāng)如圖17所示脈沖寬度的脈沖波形43c被反饋并再次輸入電源開關(guān)3時，使得在電源開關(guān)3發(fā)生第三種類型的失真，其使得幅值與正常值相比增加了ΔV1，脈沖寬度保持不變，對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形44c的脈沖區(qū)域變得幾乎等于對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形40的脈沖區(qū)域。圖17還示出了在脈沖波形43c和44c之間出現(xiàn)了延遲時間δ，該延遲時間δ主要由電源開關(guān)3引起。
正如所描述的，在電源開關(guān)3發(fā)生第三種類型的失真時，本實施例的D類放大器響應(yīng)第三種類型的失真，設(shè)置從比較器29輸出的脈沖波形43c的脈沖寬度小于脈沖波形40的脈沖寬度(即幅值增加ΔV1)，從而校正電源開關(guān)3中的第三種類型的失真以使對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形44c的脈沖區(qū)域幾乎等于對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形40的脈沖區(qū)域。這使得反饋信號ef的低頻部分和脈沖調(diào)制信號ei的低頻部分幾乎彼此相等，這意味著這些信號之間沒有任何誤差，也就是音頻信號中的失真被校正。
在這種情況下，增加積分波形42c的幅值引起波形45c的上升沿具有一個負傾斜，這對于減小比較器29輸出的校正信號Vc的脈沖寬度是有效的。
接著，將說明第四種類型的失真。圖18示出了在發(fā)生第四種類型的失真時通過校正被置于穩(wěn)態(tài)的校正電路2的各個點的波形。水平軸表示時間，垂直軸表示電壓值。
在圖18中，脈沖波形40和積分波形41與圖15所示的相同，在此省略了重復(fù)的說明。
參考標(biāo)記44d表示在電源開關(guān)3發(fā)生第三種類型的失真時，從反饋電路5輸出并輸入到校正電路2的反饋信號ef的脈沖波形，其通過當(dāng)前實施例中的D類放大器執(zhí)行校正置于穩(wěn)態(tài)，并且42d表示根據(jù)脈沖波形44d在第二積分器24中產(chǎn)生的積分信號eo2的積分波形。
參考標(biāo)記45d表示在減法器26中通過從積分波形41中減去積分波形42d生成的信號的波形，46d表示通過在第三積分器27中對波形45d積分并在反向器28中對波形45d反向而形成的積分波形。
參考標(biāo)記43d表示根據(jù)在積分波形45d和46d之間的差值在比較器29中產(chǎn)生的校正信號Vc的脈沖波形，作為二進制脈沖“H”或“L”(即“0”或“1”)。具體地，當(dāng)波形45d高于波形46d時，產(chǎn)生脈沖“H” (或“1”)，而當(dāng)波形45d低于波形46d時產(chǎn)生脈沖“L”(或“0”)。
脈沖波形40應(yīng)該具有近似在零和Vsig之間的幅值范圍。在第四種類型的失真中，失真發(fā)生在相對于從恒壓電源提供給電源開關(guān)3的參考電壓值Vpow的-ΔV2的幅值中。因此，假如反饋電路5中的固定衰減增益是1/K，從反饋電路5輸出的脈沖波形44d具有近似在零和(Vpow-ΔV2)/K之間的幅值范圍。因此，脈沖波形44d的幅值不等于而是小于脈沖調(diào)制器1輸出的脈沖波形40的幅值ΔV2/K。
當(dāng)校正電路2執(zhí)行正常校正時，對應(yīng)于穩(wěn)態(tài)的一個頻率周期的脈沖波形44d的脈沖區(qū)域變得等于對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形40的脈沖區(qū)域。
在脈沖波形40和44d是圖18所示的情況，并且第一和第二積分器21和24在近似Vsig/2的基礎(chǔ)上通過增益控制器22及類似裝置的作用操作時，形成如圖18所示的積分波形41和42d。
在電源開關(guān)3的第四種類型的失真中(圖7A，7B)，積分波形42d的平均值小于在如圖14所示沒有發(fā)生任何失真時產(chǎn)生的積分波形42的平均值。
因此，根據(jù)積分波形41和42d之間的差值在減法器26中產(chǎn)生的積分波形45d超過基準(zhǔn)電平Vsig/2所用的時間周期被延長。另一方面，由第三積分器27和反向器28根據(jù)波形45d形成的積分波形46d平均低于基準(zhǔn)電平Vsig/2。
因此，基于波形45d和46d之間的差值從比較器29輸出的校正信號Vc具有脈沖波形43d。在本實施例中，校正信號Vc可以校正輸出音頻信號中被強化的失真。
如圖18所示，響應(yīng)第四種類型的失真，通過比較器29的正常作用，脈沖波形43d脈沖寬度被形成大于脈沖波形40的脈沖寬度(即幅值減小ΔV2)(也就是脈沖波形43d處在“H”電平的時間周期同如圖14所示沒有任何失真發(fā)生的情形相比被延長了)。
因此，即使當(dāng)如圖18所示脈沖寬度的脈沖波形43d被反饋并再次輸入電源開關(guān)3時，使得在電源開關(guān)3發(fā)生第四種類型的失真，其使得幅值與正常值相比減小了ΔV2，脈沖寬度保持不變，對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形44d的脈沖區(qū)域變得幾乎等于對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形40的脈沖區(qū)域。圖18還示出了在脈沖波形43d和44d之間出現(xiàn)了延遲時間δ，該延遲時間δ主要由電源開關(guān)3引起。
正如所描述的，在電源開關(guān)3發(fā)生第四種類型的失真時，本實施例的D類放大器響應(yīng)第四種類型的失真，設(shè)置從比較器29輸出的脈沖波形43d的脈沖寬度大于脈沖波形40的脈沖寬度(即幅值減小ΔV2)，從而校正電源開關(guān)3中的第四種類型的失真以使對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形44d的脈沖區(qū)域幾乎等于對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形40的脈沖區(qū)域。這使得反饋信號ef的低頻部分和脈沖調(diào)制信號ei的低頻部分幾乎彼此相等，這意味著這些信號之間沒有任何誤差，也就是音頻信號中的失真被校正。
在這種情況下，增加積分波形42d的幅值引起波形45d的上升沿具有一個正傾斜，這對于增加比較器29輸出的校正信號Vc的脈沖寬度是有效的。
以上針對根據(jù)本實施例的校正電路2發(fā)送脈沖調(diào)制信號ei到其輸出同時基于反饋執(zhí)行校正的過程進行了說明。
正如所描述的，具有如圖1和13所示結(jié)構(gòu)的D類放大器可以減少(或校正)在音頻信號中主要由電源開關(guān)3的操作引起的失真。
此外，在根據(jù)本實施例的D類放大器中，第一和第二積分器21和24的積分波形并不直接輸入到一個比較器中，而是在減法器26中進行減法操作，并輸出所得到的減法信號。其后，該減法信號與通過在第三積分器27中對該減法信號積分并在反向器28中對該信號反向而得到的信號都被輸入到比較器29中用于比較，從而強化音頻信號中的失真。與第一優(yōu)選實施例相比，這會進一步提高減少(或校正)音頻信號中的失真的校正效果。
第二優(yōu)選實施例的具體示例下面將對根據(jù)圖19所示的當(dāng)前實施例更為具體地描述校正電路2的結(jié)構(gòu)。
運算放大器56和57的輸出之前的級的結(jié)構(gòu)與圖12所示的相同，包括圖13框圖所示的減法器20和23、第一積分器21、第二積分器24和增益控制器22。各個電路的具體連接關(guān)系和功能已經(jīng)在第一優(yōu)選實施例的具體示例中進行了說明，在此省略重復(fù)的說明。
下面參考圖19所示的當(dāng)前具體示例的校正電路2，運算放大器56具有經(jīng)節(jié)點N5、電阻60和節(jié)點N12連接到運算放大器66的反向(“-”)輸入端的輸出，同時運算放大器57具有經(jīng)節(jié)點N10、電阻62和節(jié)點N13連接到運算放大器66的非反向(“+”)輸入端的輸出。
運算放大器66通過電阻61提供負反饋，并且具有經(jīng)節(jié)點N13和電阻63連接到一適當(dāng)?shù)墓潭娢坏姆欠聪蜉斎攵恕?br> 運算放大器66的輸出在節(jié)點N14分叉，分別連接到比較器68的非反向(“+”)輸入端以及經(jīng)電阻64及節(jié)點N15連接到運算放大器67的反向(“-”)輸入端。運算放大器67具有連接到一適當(dāng)?shù)墓潭娢坏姆欠聪?“+”)輸入端。
運算放大器67經(jīng)節(jié)點N16、電容65和節(jié)點N15提供負反饋。
運算放大器67具有經(jīng)節(jié)點N16連接到比較器68的反向(“-”)輸入端的輸出端。比較器68具有連接到圖1所示的電源開關(guān)3的輸入端的輸出端。
在如上所示配置的校正電路2中，電阻60到63和運算放大器66構(gòu)成圖13所示的減法器26。
然而，從運算放大器56和57輸出的信號分別被反向為圖13所示的第一和第二積分器21和24的輸出信號。因此，運算放大器56的輸出端連接到運算放大器66的反向輸入端，運算放大器57的輸出端連接到運算放大器66的非反向輸入端，從而使圖13所示的運算放大器66和減法器26輸出的信號產(chǎn)生相同相位。
電阻64、電容65以及運算放大器67構(gòu)成圖13所示的第三積分器27和反向器28，并具有對從運算放大器66輸出的信號進行積分和反向的功能。
正如所描述的，圖19所示的示意性電路構(gòu)成根據(jù)本發(fā)明的校正電路2。
測量數(shù)據(jù)圖20是說明在使用圖12(第一優(yōu)選實施例的具體示例)或圖19(第二優(yōu)選實施例的具體示例)所示校正電路的情況下用于測量實際校正效果的測量電路的方框圖。
使用圖20所示的測量電路的測量通過在提供PWM調(diào)制電路300的信號發(fā)生器301的干擾之后輸入具有50％負荷比的方波給校正電路2并輸入校正電路2的輸出給校正電路2的反饋輸入端來執(zhí)行。
通過比較將矩形波直接輸入到PWM調(diào)制電路300而不通過經(jīng)過LPF302的校正電路2而獲得的脈沖波形輸入信號的已解碼輸出電平的AC電壓表303的觀察結(jié)果與在由PWM調(diào)制電路300中的信號發(fā)生器提供的干擾由校正電路2抑制的狀態(tài)下脈沖波形輸入信號的已解碼輸出電平的AC電壓表303中觀察的結(jié)果進行估算。
估算結(jié)果繪制在圖21的圖表中。在圖21的圖表中，垂直軸表示干擾剩余電平，水平軸表示干擾頻率。這里，測量數(shù)據(jù)A使用與校正電路2相同的圖12所示的校正電路獲得，測量數(shù)據(jù)B使用與校正電路2相同的圖19所示的校正電路獲得。
從圖21的圖表中很明顯，在第一優(yōu)選實施例中描述的校正電路2執(zhí)行較好的校正效果，在第二優(yōu)選實施例中描述的校正電路2執(zhí)行更好的校正效果。
盡管在上述說明中輸出級按單端描述的，本發(fā)明還可以應(yīng)用到具有兩個用于相互異相180°輸出音頻信號的輸出級的所謂的BTL(非平衡變壓器)結(jié)構(gòu)。也就是，根據(jù)本發(fā)明另外應(yīng)用校正電路到BTL結(jié)構(gòu)中的每個輸出級，可以獲得校正失真的效果。
第三優(yōu)選實施例圖22是根據(jù)本發(fā)明的第三優(yōu)選實施例的D類放大器的結(jié)構(gòu)框圖。D類放大器包括脈沖調(diào)制器1，校正電路2，電源開關(guān)3，LPF4，反饋電路5，揚聲器406，第一恒壓控制電路407，第二恒壓控制電路408，dc輸出基準(zhǔn)信號發(fā)生器410和運算單元411。從一外部源通過一電源終端409向D類放大器提供電源電壓Vcc。
脈沖調(diào)制器1產(chǎn)生一脈沖調(diào)制信號，電源開關(guān)3根據(jù)在校正電路2中校正的校正信號在電源和地之間執(zhí)行切換，使電源供給連接到D類放大器的輸出的負載(揚聲器406)。該切換操作通過如在第一優(yōu)選實施例中的描述的配置的切換裝置來執(zhí)行。
LPF4從電源開關(guān)3輸出的信號中刪除高頻部分以解調(diào)將提供給揚聲器406的音頻信號，從而再現(xiàn)聲音。反饋電路5使電源開關(guān)3輸出的信號的幅值衰減到一適當(dāng)電平并將其提供給校正電路2。
脈沖調(diào)制器1包括用于Δ-∑調(diào)制數(shù)字音頻信號的Δ-∑調(diào)制裝置1a和用于轉(zhuǎn)換Δ-∑調(diào)制音頻信號到脈沖調(diào)制信號的脈沖調(diào)制信號轉(zhuǎn)換裝置。
dc輸出基準(zhǔn)信號發(fā)生器410包括LPF401和電平調(diào)節(jié)器402。運算單元411包括減法器403和加法器404。
主要由一邏輯電路構(gòu)成的第一恒壓控制電路407，使從外部源通過電源終端409提供的電源電壓Vcc穩(wěn)定在某一值，并提供該穩(wěn)定的電源電壓Vcc給脈沖調(diào)制器1。
第二恒壓控制電路408，也主要由一邏輯電路構(gòu)成，使從外部源通過電源終端409提供的電源電壓Vcc穩(wěn)定在某一值，并提供該穩(wěn)定的電源電壓Vcc給校正電路2。
盡管在圖22中直接連接到終端409，實際上電源開關(guān)3一般通過由一電感和一電容構(gòu)成的低通濾波器連接到終端409。然而，這種低通濾波器要消除包含在通過終端409提供的電源電壓Vcc中的高頻噪音，其不同于恒壓控制電路407和408，并不會產(chǎn)生抑制音頻頻帶中的低頻部分的電壓波動的效果。
這是因為使用用于使提供給需要相對大功率的電源開關(guān)3的電壓穩(wěn)定的恒壓控制電路會帶來不利，即在恒壓控制電路中會發(fā)生較大的功率損耗，并且將會增加安裝該恒壓控制電路的成本。
在當(dāng)前實施例中，用于校正反饋信號的校正電路2代替恒壓控制電路使用，并且具有與圖2所示相同的結(jié)構(gòu)，在此省略重復(fù)的說明。此外，在校正電路2中各個點的信號波形與圖3所示的相同，在此省略重復(fù)的說明。
圖22所示的D類放大器執(zhí)行一系列反饋操作，其中基于從脈沖調(diào)制器1輸出的脈沖調(diào)制信號ei與從電源開關(guān)3輸出的反饋信號ef之間的比較產(chǎn)生一校正信號Vc，并通過一反饋系統(tǒng)(反饋電路5和運算單元411)輸入到校正電路2中，校正信號Vc在通過電源開關(guān)3和反饋系統(tǒng)之后成為反饋信號ef。
圖3所示的波形在脈沖調(diào)制信號ei的脈沖波形30與反饋信號ef的脈沖波形34具有幾乎相同的幅值，并且存在延遲時間δ而在電源開關(guān)3中不發(fā)生波形失真的情況下獲得。此外，校正信號Vc的脈沖波形30和脈沖波形33彼此相似。
然而，當(dāng)通過終端409提供給電源開關(guān)3的電源電壓Vcc超過一預(yù)定值并且脈沖波形34的幅值因此變得比脈沖波形30的幅值大時，從第二積分器24輸出的信號電平增加，使得積分波形32與圖3比較起來向上移動。
在這種情況下，如圖10所示，在積分波形31超過積分波形32c的時間周期，即比較器25的輸出處在“H”電平的時間周期被縮短。正如參照圖10所示的，這減少了校正信號Vc的脈沖波形的脈沖寬度，并使對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形34c的脈沖區(qū)域等于對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形30的脈沖區(qū)域。以此過程，對提供給電源開關(guān)3的電源電壓的增加執(zhí)行校正。
相反，當(dāng)通過終端409提供給電源開關(guān)3的電源電壓Vcc低于一預(yù)定值并且脈沖波形34的幅值因此變得小于脈沖波形30的幅值時，第二積分器24的輸出信號電平減小，使得與圖3相比積分波形32向下移動。
在這種情況下，如圖11所示，在積分波形31超過積分波形32d的時間周期，即比較器25的輸出處在“H”電平的時間周期被延長。正如參照圖11所示的，這增加了校正信號Vc的脈沖波形的脈沖寬度，并使對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形34d的脈沖區(qū)域等于對應(yīng)于一個頻率周期的脈沖波形30的脈沖區(qū)域。以此過程，對提供給電源開關(guān)3的電源電壓的減小執(zhí)行校正。
正如所描述的，校正電路2在根據(jù)反饋信號ef對脈沖調(diào)制信號ei執(zhí)行校正(脈沖校正)的同時輸出校正信號Vc。
校正電路2的具體電路結(jié)構(gòu)如圖12所示。
在上述說明中，從脈沖調(diào)制器1輸入到校正電路2的脈沖調(diào)制信號ei和從電源開關(guān)3輸出并輸入到校正電路2的反饋信號ef在適當(dāng)?shù)厮p之后都包括一dc分量。
校正電路2執(zhí)行包括dc分量的校正。原因在下面將說明。
盡管包括一dc分量，脈沖調(diào)制信號ei基本上還是一二進制脈沖信號，并以兩個電平“H”和“L”中的一個電平來表示在電路中各個點的預(yù)定電壓值。因此，使用采用模擬電路的傳統(tǒng)方法通過一電容阻塞dc分量例如，單獨設(shè)置一dc操作點是很困難的。
此外，校正電路2包括具有高dc增益的積分器，因此經(jīng)積分器通過dc反饋使電路操作點穩(wěn)定是很現(xiàn)實的。
當(dāng)電源電壓Vcc發(fā)生微小變化時，上述包括dc分量的校正不會出現(xiàn)問題。然而，當(dāng)電源電壓Vcc極大變化時，就會出現(xiàn)問題。
例如，配置汽車的工具通常需要即使電源電壓Vcc在11V和16V之間變動也要沒有誤差的運作。因此，當(dāng)設(shè)計中心被設(shè)置為13.2V時，需要確保即使電源電壓在大約±20％的范圍內(nèi)變動也要沒有誤差的工作。
在這種條件下，執(zhí)行包括dc分量的用于抑制電源開關(guān)3輸出的信號的失真的校正會引起問題，即當(dāng)沒有發(fā)生任何失真時音頻信號輸出(即輸出電壓電平)在電源電壓Vcc如下所述降低時會快速減小。
例如，當(dāng)電源電壓Vcc設(shè)置在13.2V，其是圖22所示包括校正電路2的D類放大器中的設(shè)計中心點，在脈沖調(diào)制器1的脈沖調(diào)制信號ei具有50％的負荷比的情況下(以下稱作“非調(diào)制情況”)，假定調(diào)節(jié)校正電路2的增益使得從D類放大器輸出的dc電位(以下稱作“放大器輸出dc電位”)是6.6V，其是電源電壓Vcc的一半值。
在這種情況下，即使電源電壓Vcc在11V和16V之間變動時，在脈沖調(diào)制信號ei的非調(diào)制情況下即使執(zhí)行校正，放大器輸出dc電位也保持在近似6.6V。
此外，在上述增益調(diào)節(jié)中，當(dāng)電源電壓Vcc設(shè)置在作為設(shè)計中心的13.2V時，在脈沖調(diào)制器1輸出的脈沖調(diào)制信號ei具有近似80％的脈沖負荷比的情況下，放大器輸出dc電位達到11V。然而，當(dāng)電源電壓Vcc從13.2V減少到11V時，上述校正允許在脈沖調(diào)制器1輸出的脈沖調(diào)制信號ei具有近似80％的脈沖負荷比時放大器輸出dc電位達到11V。這意味著，當(dāng)電源電壓Vcc減小到11V時，在脈沖調(diào)制信號ei的脈沖負荷比超出大約80％時放大器輸出到飽和狀態(tài)。
圖23是解釋此狀態(tài)的波形圖。在圖23中，參考標(biāo)記420表示當(dāng)電源電壓Vcc減小到11V、在非調(diào)制情況放大器輸出dc電位設(shè)置在6.6V時輸出電壓的波形(正弦波形)。此輸出電壓電平是(11-6.6)×2＝8.8Vpp。
這里，變換非調(diào)制情況下的放大器輸出dc電位到5.5V，此時其是電源電壓(11V)的一半值，輸出電壓的波形(正弦波形)由421表示。在這種情況下，輸出電壓電平增加到5.5V×2＝11Vpp。
正如所描述的，在電源電壓在一個相對大的范圍內(nèi)波動時，最好是與脈沖調(diào)制信號ei的脈沖負荷比一致確定的放大器輸出dc電位應(yīng)該根據(jù)電源電壓Vcc的波動而改變，以盡可能高的增加輸出電壓電平。特別是，最好改變反饋系統(tǒng)的設(shè)置，以便在非調(diào)制情況下放大器輸出dc電位總是電源電壓Vcc的一半值。
因此，在本實施例中提供了如圖22所示的dc輸出基準(zhǔn)信號發(fā)生器410和運算單元411。這些部件將在下面說明。
dc輸出基準(zhǔn)信號發(fā)生器410產(chǎn)生一基準(zhǔn)信號，用于在非調(diào)制情況下保持放大器輸出dc電位在一目標(biāo)值。已經(jīng)說明了在非調(diào)制情況下放大器輸出dc電位的目標(biāo)值是提供給電源開關(guān)3的電源電壓Vcc的一半值。
因此，在本實施例中，相對于反饋電路5的增益1/K，dc輸出基準(zhǔn)信號發(fā)生器410通過在此提供的具有1/(2·K)增益的電平調(diào)節(jié)器402，使輸入電壓，即電源電壓Vcc衰減到Vcc/(2·K)。
由于包含在電源電壓Vcc中的ac波動部分由dc輸出基準(zhǔn)信號發(fā)生器410中的LPF401刪除，產(chǎn)生的基準(zhǔn)信號不會受ac波動影響。
在運算單元411中，減法器403從反饋電路5的輸出電壓減去dc輸出基準(zhǔn)信號發(fā)生器410輸出的dc輸出基準(zhǔn)信號，加法器404將一固定電位Vsig/2加入由減法所獲得的電壓中。這里，由Vsw表示包含在電源開關(guān)3的輸出中的dc分量，運算單元411的輸出電壓Vfb可以如下表示Vfb＝Vsw/K-Vcc/(2·K)+Vsig/2 ......(5)這里，在脈沖調(diào)制信號ei的非調(diào)制情況下，校正電路2以包含在反饋信號ef的低頻部分即Vfb等于包含在脈沖調(diào)制信號ei的低頻部分Vsig/2的方式進行操作。
因此，帶入等式Vfb＝Vsig/2到表達式(5)中，Vsw等于Vcc/2。由于LPF4從dc分量Vsw產(chǎn)生D類放大器的輸出，上述結(jié)構(gòu)允許音頻信號輸入到要再現(xiàn)的揚聲器406中。
盡管本實施例已經(jīng)描述了在運算單元411中對通過反饋電路5的信號的dc電位執(zhí)行的減法和加法過程，這些過程可以直接對電源開關(guān)3的輸出執(zhí)行并且可以通過反饋電路5使結(jié)果衰減。
在這種情況下，不必說，要減的信號應(yīng)當(dāng)具有Vcc/2值，要加的信號應(yīng)當(dāng)具有K·Vsig/2值。減法或加法過程可以以相反順序執(zhí)行。
第四優(yōu)選實施例圖24是表示根據(jù)本發(fā)明的第四優(yōu)選實施例的D類放大器的結(jié)構(gòu)框圖。本實施例不同于第三優(yōu)選實施例之處在于沒有提供運算單元411并且用校正電路430代替校正電路2。
校正電路430基本上執(zhí)行與在第三優(yōu)選實施例中描述的校正電路2相同的操作，但是包括響應(yīng)dc輸出基準(zhǔn)信號發(fā)生器410的輸出控制在非調(diào)制情況下的放大器輸出dc電位的功能。校正電路430的電路結(jié)構(gòu)在圖25中示出。
如圖25所示，校正電路430在結(jié)構(gòu)上不同于校正電路2，其中dc輸出基準(zhǔn)信號發(fā)生器410的輸出通過電阻440應(yīng)用到構(gòu)成第二積分器24的差分輸入型運算放大器57的非反向(“+”)輸入端，此非反向(“+”)輸入端連接到一固定電位點，在該點經(jīng)電阻441提供一dc固定電位Vc1。
在具有大的dc增益的積分器(第二積分器24)如所示電路結(jié)構(gòu)被插入到反饋信號ef沿其傳送的路徑時，由反饋操作確定一dc操作點主要由積分器(第二積分器24)的操作確定。
具體地，由運算放大器57構(gòu)成的第二積分器24在dc信號幾乎不反饋的狀態(tài)下，具有運算放大器57的增益。因此，雖然由于反饋操作運算放大器56的dc輸出電位改變，在運算放大器57的差分輸入之間導(dǎo)致的差值很小。換句話說，確定在相關(guān)位置的dc操作點以便滿足此條件。
實際上增加在運算放大器57的“-”輸入端和“+”輸入端的阻抗到足夠大于連接到運算放大器57的“-”輸入端的電阻52，53和連接到運算放大器57的“+”輸入端的電阻440，441的阻值，以及減少通過電阻52，53，440和441提供信號的部件的輸出阻抗到足夠小于電阻52，53，440和441的阻值并不困難。
為便于說明，電阻52和441將具有相同的阻值R3，電阻53和440將具有相同的阻值R4，并且根據(jù)第三優(yōu)選實施例dc輸出基準(zhǔn)信號發(fā)生器410的輸出將是Vcc/(2·K)。然后，在運算放大器57的“+”輸入端的dc電位Vp如下表示Vp＝(Vc1·R4+Vcc·R3/(2·K)/(R3+R4) ......(6)此外，由Vn表示運算放大器57的“-”輸入端的dc電位，電容55具有相對于dc分量無窮大的阻抗，可以忽略其影響。因此，具有以下表達式Vn＝(Vt0·R4+Vfb·R3)/(R3+R4) ......(7)其中Vt0是從運算放大器56輸出的dc電位，Vfb是從反饋電路5輸出的dc電位。
假如在輸入脈沖調(diào)制信號ei的非調(diào)制情況下dc電位是Vsig/2，并且此時Vt0具有Vt00值，則具有以下表達式Vt00＝Vc0·(R1+R2)/R1-Vsig·R2/(2·R1) .....(8)其中R1是電阻50的阻值，R2是電阻51的阻值。
如在此表達式中所示的，Vt00值是由脈沖調(diào)制信號ei的dc電位、提供給運算放大器56的“+”輸入端的固定電位Vc0和電阻50和51的阻值確定的一固定值。因此，設(shè)置固定電位Vc1到等于Vt00，在脈沖調(diào)制信號ei的非調(diào)制情況下表達式(6)和(7)變得在右邊第一項相等。
如前所述，當(dāng)校正電路正常操作時，在表達式(6)和(7)中表示的Vp和Vn幾乎彼此相等。在這種情況下，表達式(6)和(7)因此變得在右邊第二項相等。即，具有表達式Vfb＝Vcc/(2·K)。這表示執(zhí)行反饋操作使得反饋信號ef的dc電位變得等于在脈沖調(diào)制信號ei的非調(diào)制情況下的dc輸出基準(zhǔn)信號。
此外，假如電源開關(guān)3具有dc分量Vsw并且具有表達式Vfb＝Vsw/K，則執(zhí)行反饋操作以便Vsw變成電源電壓Vcc的一半值。
根據(jù)設(shè)置條件，可以設(shè)置所有的阻值R1到R4等于相同的阻值R，固定電位Vc0設(shè)置在Vsig/2。這允許具有表達式Vt00＝Vsig/2和Vc1＝Vsig/2，其簡化了電路結(jié)構(gòu)。
盡管在上述電路結(jié)構(gòu)中電阻52和441具有相同的阻值，并且電阻53和440具有相同的阻值，但即使電阻相互具有不同的阻值也可以獲得相同的效果。
此外，盡管稍為復(fù)雜，可以使用提供用于使dc輸出基準(zhǔn)信號發(fā)生器410的輸出信號反向而代替發(fā)送此輸出信號到構(gòu)成第二積分器24的運算放大器57的“+”輸入端的裝置的結(jié)構(gòu)，即用于相對于增加/減少電源電壓Vcc使dc輸出基準(zhǔn)信號電位增加/減少的方向反向的裝置，其中通過一電阻提供一反向信號給運算放大器57的“-”輸入端。在這種情況下，在運算放大器57“+”輸入端的電位被固定，這可以提高運算放大器57的穩(wěn)定性。
盡管D類放大器的輸出級在上述說明中按照單端來描述的，本發(fā)明并不局限于此，而是還可以應(yīng)用到具有兩個用于相互異相180°輸出音頻信號的輸出級的所謂的BTL結(jié)構(gòu)。也就是說，根據(jù)本發(fā)明另外應(yīng)用校正電路到BTL結(jié)構(gòu)中的每個輸出級，可以獲得校正失真的效果。
第五優(yōu)選實施例圖26是說明根據(jù)本發(fā)明第五優(yōu)選實施例D類放大器的結(jié)構(gòu)框圖。
D類放大器包括脈沖調(diào)制器1，電平調(diào)節(jié)電路450，校正電路2，電源開關(guān)3，反饋電路5，LPF4，揚聲器406，第一恒壓控制電路407，第二恒壓控制電路408和電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460。通過電源終端409從一外部源提供電源電壓Vcc給D類放大器。
脈沖調(diào)制器1包括Δ-∑調(diào)制電路1a，用于對數(shù)字音頻信號Δ-∑調(diào)制，以及脈沖調(diào)制信號轉(zhuǎn)換裝置1b，用于將Δ-∑調(diào)制音頻信號轉(zhuǎn)換為脈沖調(diào)制信號。電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460包括一LPF451和一衰減器452。
脈沖調(diào)制器1產(chǎn)生一脈沖調(diào)制信號，其是通過對音頻信號的脈沖寬度調(diào)制獲得的二進制信號。電源開關(guān)3根據(jù)校正信號的邏輯值執(zhí)行切換操作，該校正信號的電平(幅值)由電平調(diào)節(jié)電路450調(diào)節(jié)，其脈沖寬度進一步由校正電路2校正，使電源供給連接到D類放大器的輸出的負載(揚聲器406)。切換操作通過如在第一優(yōu)選實施例描述所配置的切換裝置中執(zhí)行。
LPF4從電源開關(guān)3輸出的信號中刪除高頻部分以對將提供給揚聲器406的音頻信號解調(diào)，從而再現(xiàn)聲音。反饋電路5使從電源開關(guān)3輸出的信號的幅值衰減到一適當(dāng)電平并提供(反饋)輸出信號到校正電路2。
第一恒壓控制電路407使從外部源通過電源終端409提供的電源電壓Vcc穩(wěn)定在某一值，并提供該穩(wěn)定的電源電壓Vcc給脈沖調(diào)制器1。第二恒壓控制電路408使從外部源通過電源終端409提供的電源電壓Vcc穩(wěn)定在某一值，并提供該穩(wěn)定的電源電壓Vcc給校正電路2。
盡管在圖26中是直接連接到終端409，實際上電源開關(guān)3一般通過一個由一電感和電容構(gòu)成的低通濾波器連接到終端409。
然而，這種低通濾波器要消除包含在電源電壓Vcc中的高頻噪聲，其不同于恒壓控制電路407和408，并不能充分產(chǎn)生抑制音頻頻帶中低頻部分的電壓波動的效果。
這是因為使用用于使提供給需要相對大功率的電源開關(guān)3的電壓穩(wěn)定的恒壓控制電路會帶來不利，即在恒壓控制電路中會發(fā)生較大的功率損耗，并且會增加安裝恒壓控制電路的成本。在當(dāng)前實施例中，用于校正反饋信號的校正電路2代替恒壓控制電路而使用。
校正電路2具有如圖2所示相同的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，在此省略重復(fù)的說明。此外，在校正電路2中各個點的信號波形與圖3所示的相同。在本實施例中，脈沖波形30是從電平調(diào)節(jié)電路450輸出的脈沖調(diào)制信號(以下稱作電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號)。
正如所描述的，執(zhí)行一系列反饋操作，其中校正電路2根據(jù)從電平調(diào)節(jié)電路450輸出的電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號與從電源開關(guān)3輸出并通過反饋電路5輸入到校正電路2的反饋信號之間的比較產(chǎn)生并輸出校正信號Vc，該校正信號Vc在通過電源開關(guān)3和反饋電路5之后成為反饋信號。
如在第一優(yōu)選實施例中所述的，圖3示出了當(dāng)在電源開關(guān)3沒有發(fā)生任何失真時在校正電路2的各個點的波形。當(dāng)在電源開關(guān)3發(fā)生失真時，如第一優(yōu)選實施例所描述的，通過校正電路波形如圖8-11所示變化。
校正電路2基本上根據(jù)在電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號和反饋信號之間低頻部分的差值對輸入電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號執(zhí)行校正(脈沖寬度校正)，從而輸出一校正信號。因此，即使提供給電源開關(guān)3的電源電壓Vcc變化，假如電源電壓Vcc在某一范圍內(nèi)變化也可以獲得沒有失真的高質(zhì)量音頻信號。
然而，在提供給電源開關(guān)3的電源電壓Vcc超出上述范圍變化時，會出現(xiàn)下列問題。
也就是，當(dāng)提供給電源開關(guān)3的電源電壓Vcc增加超過一適當(dāng)值，并且脈沖波形34的幅值變得比脈沖波形30的幅值大很多時，基于脈沖波形34形成的積分波形32的上沿具有比基于脈沖波形30形成的積分波形31尖銳的傾斜，如圖27所示。因此，積分波形31和32在到達脈沖波形30的一半周期之前的一個時間周期相互交叉，使得校正電路2和電源開關(guān)3輸出新脈沖。以下，將稱作波形分割現(xiàn)象。
即使發(fā)生此波形分割現(xiàn)象，對聲音質(zhì)量的影響例如失真會很小，因為對脈沖調(diào)制信號的低頻部分執(zhí)行了校正，然而，增加電源開關(guān)3的開/關(guān)操作的數(shù)量會不利地增加功率損耗和由電源開關(guān)3產(chǎn)生的電磁波。
在本實施例中，提供電平調(diào)節(jié)電路450以便阻止發(fā)生這種波形分割現(xiàn)象。下面將說明電平調(diào)節(jié)電路450的操作。
電平調(diào)節(jié)電路450可以是如圖28所示的結(jié)構(gòu)。在圖28中，模擬開關(guān)450a根據(jù)從脈沖調(diào)制器1提供的脈沖調(diào)制信號的邏輯電平，執(zhí)行選擇并輸出一輸入峰值電壓或地電位的切換操作。
從電平調(diào)節(jié)電路450輸出的信號具有與脈沖調(diào)制信號相同的脈沖寬度，其幅值單獨調(diào)節(jié)到等于輸入的峰值電壓的值。
在電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460中，包含音頻信號頻帶的相對高頻的波動部分從LPF451的電源電壓Vcc衰減，并進一步在衰減器452中衰減到近似1/K。所得到的電壓被輸出到電平調(diào)節(jié)電路450作為峰值電壓(電平基準(zhǔn)信號)。
結(jié)果，輸入到校正電路2的電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號的幅值(峰值)變成近似Vcc/K。此值幾乎等于從反饋電路5輸出的反饋信號的幅值，如前所述。
發(fā)生波形分割現(xiàn)象的原因是，與脈沖調(diào)制信號的幅值相比，反饋信號的幅值增加到超出了限制。在此優(yōu)選實施例中，電平調(diào)節(jié)電路450調(diào)節(jié)輸入到校正電路2的電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號的幅值到幾乎等于反饋信號的幅值，這可以避免發(fā)生波形分割現(xiàn)象。
調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號的幅值還會使包含在脈沖調(diào)制信號中的音頻信號部分在電平上變化。如前所述，操作校正電路2以便使包含在反饋信號中的音頻信號部分與包含在脈沖調(diào)制信號中的音頻信號部分一致。
因此，在本實施例中，輸出音頻信號根據(jù)隨電平調(diào)節(jié)電路450執(zhí)行的調(diào)節(jié)在電源電壓Vcc上的波動而改變電平，使得校正電路2中的校正效果部分損失。
然而，通過設(shè)置電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460中LPF451的截止頻率在一個足夠低的值，有可能避免出現(xiàn)在電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460的輸出中發(fā)生的電源電壓Vcc的快速波動(在相對高的頻帶中的波動)，并避免電平調(diào)節(jié)電路450對這種快速波動執(zhí)行調(diào)節(jié)。
以這種設(shè)置，通過校正電路2校正脈沖寬度以便充分避免相對于音頻頻帶中電源電壓Vcc相對快的波動發(fā)生的失真，以及相對于相對緩和的波動，即在相對低的頻率中較大的波動，停止脈沖寬度校正，調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號的幅值以避免發(fā)生波形分割現(xiàn)象，這可以避免效率降低和電磁干擾。
盡管本實施例描述了具有1/K增益的反饋電路5，以及也具有1/K衰減率的衰減器452，其是針對由校正電路2對脈沖調(diào)制信號和反饋信號執(zhí)行的過程幾乎相同的情況，通常，這些過程不必彼此等同。
第六優(yōu)選實施例在第五優(yōu)選實施例中，相對于在一個相對較低的頻帶中電源電壓Vcc的波動，電平調(diào)節(jié)電路450調(diào)節(jié)輸入到校正電路2的電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號的電平，從而避免發(fā)生波形分割現(xiàn)象。然而，從D類放大器輸出的音頻信號的電平根據(jù)電源電壓Vcc的波動而變化，引起了揚聲器406的音量波動。
根據(jù)以下將要描述的第六優(yōu)選實施例，D類放大器具有可以避免波形分割現(xiàn)象的發(fā)生，同時避免根據(jù)電源電壓Vcc的波動而發(fā)生音量波動的結(jié)構(gòu)。
圖29是說明根據(jù)當(dāng)前實施例的D類放大器的結(jié)構(gòu)框圖。同第五優(yōu)選實施例一樣，本實施例的D類放大器也包括脈沖調(diào)制器1，電平調(diào)節(jié)電路450，校正電路2，電源開關(guān)3，反饋電路5，LPF4，揚聲器406，第一恒壓控制電路407，第二恒壓控制電路408和電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460。通過電源終端409從一外部源提供電源電壓Vcc給D類放大器。
本實施例的D類放大器不同于第五優(yōu)選實施例之處在于增加了A/D轉(zhuǎn)換器500，并且脈沖調(diào)制器1進一步具有一個倍增系數(shù)發(fā)生器510和一個乘法器520。
在本實施例中，電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460還用作調(diào)制指數(shù)控制信號發(fā)生器，用于產(chǎn)生一個控制將提供被乘法器520的倍增系數(shù)(即調(diào)制指數(shù))的信號(以下稱作調(diào)制指數(shù)控制信號)。A/D轉(zhuǎn)換器500轉(zhuǎn)換從電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460輸出的調(diào)制指數(shù)控制信號為數(shù)字數(shù)據(jù)，并提供數(shù)字化的調(diào)制指數(shù)控制信號給脈沖調(diào)制器1中的倍增系數(shù)發(fā)生器510。倍增系數(shù)發(fā)生器510在當(dāng)電源電壓Vcc等于一預(yù)定值時將輸入規(guī)格化為1，并獲得一個規(guī)格化的輸入的倒數(shù)，用于提供乘法器520該得到的倒數(shù)作為一個倍增系數(shù)，即調(diào)制指數(shù)。乘法器520將一給定作為數(shù)字數(shù)據(jù)的音頻信號與該倍增系數(shù)相乘。A/D轉(zhuǎn)換器500、倍增系數(shù)發(fā)生器510以及乘法器520構(gòu)成一調(diào)制指數(shù)控制電路。
因此，取消在電平調(diào)節(jié)電路450中對一音頻信號給定的調(diào)節(jié)，這可以避免發(fā)生揚聲器406的音量波動。此操作將在下面進行說明。
當(dāng)電源電壓Vcc是一預(yù)定值時，電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460的輸出將被規(guī)格化為1，當(dāng)電源電壓Vcc是一預(yù)定值時，包含在電平調(diào)節(jié)電路450輸出中的音頻信號部分將由e1表示。然后，由G表示電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460規(guī)格化的輸出，包含在電平調(diào)節(jié)電路450的輸出中的音頻信號部分可以表示為G·e1。
此外，由e0表示要輸入到Δ-∑調(diào)制裝置的音頻信號數(shù)據(jù)，具有表達式e1＝M·e0，其中M是Δ-∑調(diào)制裝置1a和脈沖調(diào)制信號轉(zhuǎn)換裝置1b中的轉(zhuǎn)換增益。
這里，當(dāng)電源電壓Vcc是一預(yù)定值時，將AD轉(zhuǎn)換器500的輸出規(guī)格化為1，AD轉(zhuǎn)換器500的規(guī)格化的輸出變得幾乎等于上述G。倍增系數(shù)發(fā)生器510計算該規(guī)格化的輸出的倒數(shù)，其輸出幾乎變?yōu)?/G。
這里，由e00表示輸入到乘法器520的音頻信號，具有表達式e0＝e00/G。
因此，包含在電平調(diào)節(jié)電路450的輸出中的音頻信號部分表示為G·M＝M·e00，其中不包括G。這表明要輸入給校正電路2的音頻信號部分不受值G由于電源電壓Vcc的波動而波動的影響，也就不會發(fā)生音量波動。
第七優(yōu)選實施例第六優(yōu)選實施例在脈沖調(diào)制器1中對輸入音頻信號執(zhí)行預(yù)定的過程，以避免發(fā)生波形分割現(xiàn)象，同時避免發(fā)生由于電源電壓Vcc波動而發(fā)生音量波動。
然而，增加用于對輸入音頻信號執(zhí)行這些預(yù)定過程的AD轉(zhuǎn)換器500、倍增系數(shù)生成器510和乘法器520不可避免地會導(dǎo)致諸如成本增加之類的缺點。
考慮到波形分割現(xiàn)象實際上發(fā)生在電源電壓Vcc增加到超出某一限定值，本實施例提供這樣一種結(jié)構(gòu)，其中從電平調(diào)節(jié)電路450輸出的電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號在達到此限定值之前具有某一幅值，并且僅當(dāng)電源電壓Vcc增加超出此限定值時，增加電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號的幅值以避免發(fā)生波形分割現(xiàn)象。與第六優(yōu)選實施例相比這簡化了結(jié)構(gòu)。
本實施例提供了與第五優(yōu)選實施例相同的結(jié)構(gòu)，不同于第五實施例之處在于電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460具有圖30所示的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，而不是圖26所示的結(jié)構(gòu)。
在圖30中，通過LPF451和衰減器452提供電源電壓Vcc到比較器453的“+”輸入端和開關(guān)454的一個輸入端。
從一固定電壓源455提供一固定電壓V0給比較器453的“-”輸入端。該固定電壓V0也提供給開關(guān)454的其它輸入端。
比較器453的輸出提供給開關(guān)454的控制輸入端。當(dāng)衰減器452的一個輸出電壓大于固定電壓V0時，開關(guān)454選擇衰減器452的此輸出電壓，當(dāng)衰減器452的輸出電壓等于或小于固定電壓V0時，選擇固定電壓V0。
因此，在當(dāng)前實施例中，從電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460輸出的電平基準(zhǔn)信號根據(jù)電源電壓Vcc的波動沿圖31所示的實線601變化。參考符號Vcc1表示當(dāng)衰減器452的輸出電壓等于固定電壓V0時的電源電壓值。
在當(dāng)前實施例中，電平調(diào)節(jié)電路450執(zhí)行電平調(diào)節(jié)以便使輸出的電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號的電壓值固定在一個頻帶內(nèi)的V0，在該頻帶電源電壓Vcc小于Vcc1并且要輸出的電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號的幅值根據(jù)在一個頻帶內(nèi)的電源電壓Vcc的增加而增加，在該頻帶內(nèi)電源電壓等于或大于Vcc1。
上述操作通過保持從電平調(diào)節(jié)電路450輸出的電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號的幅值在一個不可能發(fā)生波形分割現(xiàn)象的頻帶內(nèi)不變，可以獲得避免從D類放大器輸出的音頻信號電平隨電源電壓Vcc的波動而在電平上發(fā)生改變，同時通過根據(jù)在一個可能發(fā)生波形分割現(xiàn)象的頻帶內(nèi)電源電壓Vcc的增加而增加從電平調(diào)節(jié)電路450輸出的電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號的幅值也可以獲得避免發(fā)生波形分割現(xiàn)象的功能。
圖31所示的虛線600表示如第五優(yōu)選實施例所述，衰減器452在整個頻帶內(nèi)提供近似1/K的衰減的情況下的特性。圖31所示的點劃線602表示在擴展一個頻帶時的特性，在此頻帶內(nèi)，通過增加衰減器452中的衰減量到超過1/K并改變電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460的輸出在該電壓從Vcc1增加到Vcc2的電壓，從電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460輸出的信號保持在某一電平。應(yīng)當(dāng)注意，還可以擴展一個頻帶，在該頻帶內(nèi)，從電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器460輸出的信號通過增加固定電壓源455的固定電壓V0而保持在某一電平。
增加在第六優(yōu)選實施例中描述的AD轉(zhuǎn)換器500、倍增系數(shù)生成器510和乘法器520到本實施例的結(jié)構(gòu)中，可以執(zhí)行用于避免在一個頻帶內(nèi)發(fā)生的音量波動的過程，在該頻帶電平調(diào)節(jié)脈沖調(diào)制信號的幅值根據(jù)電源電壓Vcc的波動而增加。
盡管在上述優(yōu)選實施例中說明的輸出級是按照單端描述的，本發(fā)明還可以應(yīng)用到所謂的具有兩個用于相互異相180°輸出音頻信號的輸出級的BTL結(jié)構(gòu)。也就是，另外應(yīng)用本發(fā)明到BTL結(jié)構(gòu)中的每個輸出級，也可以獲得上述校正失真的效果。
本發(fā)明提供了一種高效D類放大器，與傳統(tǒng)D類放大器相比，能夠有效減小輸出信號中由提供給電源開關(guān)的電源電壓的波動而產(chǎn)生的失真，該放大器即使在電源電壓在一個相對大的范圍內(nèi)波動時，也可以毫無問題的使用，在該放大器中，當(dāng)沒有發(fā)生任何失真時，音頻信號輸出電平幾乎不減小。
雖然已經(jīng)對本發(fā)明進行了詳細說明和描述，可是上述說明都是從各個方面進行的示意性說明，并不是限制性的。因此應(yīng)當(dāng)理解，在不脫離本發(fā)明范圍的情況下可以對其作出多種修改和變動。
權(quán)利要求
1.一種D類放大器，包括一個脈沖調(diào)制器，用來生成一個脈沖調(diào)制信號；一個校正電路，用來參照所述脈沖調(diào)制信號對通過反饋輸入的反饋信號進行校正；以及一個電源開關(guān)，用來根據(jù)從所述校正電路輸出的校正信號生成一個電壓信號，其中所述反饋信號是根據(jù)所述電壓信號生成的，并且所述校正電路包括一個第一積分器，用來根據(jù)所述脈沖調(diào)制信號進行積分；一個第二積分器，用來根據(jù)所述反饋信號進行積分；以及一個比較器，用來對從所述第一積分器輸出的第一積分信號和從所述第二積分器輸出的第二積分信號進行比較，并根據(jù)比較結(jié)果生成所述校正信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的D類放大器，其中所述校正電路還包括一個增益控制器，用來控制所述第一積分信號的增益；一個第一減法器，用來獲得所述增益控制器的輸出信號與所述脈沖調(diào)制信號之間的差值，從而生成將被輸入給所述第一積分器的第一差分信號；以及一個第二減法器，用來獲得所述增益控制器的輸出信號與所述反饋信號之間的差值，從而生成將被輸入給所述第二積分器的第二差分信號。
3.一種D類放大器，包括一個脈沖調(diào)制器，用來生成一個脈沖調(diào)制信號；一個校正電路，用來參照所述脈沖調(diào)制信號對通過反饋輸入的反饋信號進行校正；以及一個電源開關(guān)，用來根據(jù)從所述校正電路輸出的校正信號生成一個電壓信號，其中所述反饋信號是根據(jù)所述電壓信號生成的，并且所述校正電路包括一個第一積分器，用來根據(jù)所述脈沖調(diào)制信號進行積分；一個第二積分器，用來根據(jù)所述反饋信號進行積分；一個第一減法器，用來獲得從所述第一積分器輸出的第一積分信號與從所述第二積分器輸出的第二積分信號之間的差值；一個第三積分器，用來對從所述第一減法器中輸出的第一差分信號進行積分；一個反向器，用來對從所述第三積分器中輸出的第三積分信號進行反向；以及一個比較器，用來對所述第一差分信號和由所述反向器反向的所述第三積分信號進行比較，并根據(jù)比較結(jié)果生成所述校正信號。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的D類放大器，其中所述校正電路還包括一個增益控制器，用來控制所述第一積分信號的增益；一個第二減法器，用來獲得所述增益控制器的輸出信號與所述脈沖調(diào)制信號之間的差值，從而生成將被輸入給所述第一積分器的第二差分信號；以及一個第三減法器，用來獲得所述增益控制器的輸出信號與所述反饋信號之間的差值，從而生成將被輸入給所述第二積分器的第三差分信號。
5.根據(jù)權(quán)利要求1或3所述的D類放大器，還包括一個反饋電路，用來使在所述電源開關(guān)中生成的所述電壓信號的幅值衰減，并輸出將要被輸入給所述校正電路的所述反饋信號。
6.根據(jù)權(quán)利要求1或3或的D類放大器，其中所述第一積分器的增益常數(shù)與所述第二積分器的增益常數(shù)彼此相同。
7.一種D類放大器，包括一個電源開關(guān)，用來響應(yīng)脈沖寬度調(diào)制信號對提供電源電壓的電源進行開/關(guān)切換；一個校正電路，用來根據(jù)從所述電源開關(guān)的輸出生成的反饋信號的幅值對將要被輸入給所述電源開關(guān)的脈沖寬度調(diào)制信號的脈沖寬度進行校正；以及一個運算單元，用來根據(jù)所述電源電壓值對將要被輸入給所述校正電路的反饋信號的幅值進行調(diào)節(jié)。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的D類放大器，其中所述運算單元包括一個減法器，用來從所述反饋信號中減去根據(jù)所述電源電壓的dc分量生成的基準(zhǔn)電壓；一個加法器，用來將固定的dc電壓加到所述減法器的輸出，其中所述加法器的輸出被輸入給所述校正電路。
9.一種D類放大器，包括一個電源開關(guān)，用來根據(jù)脈沖寬度調(diào)制信號對提供電源電壓的電源進行開/關(guān)切換；以及一個校正電路，用來根據(jù)從所述電源開關(guān)的輸出生成的反饋信號的幅值對將要被輸入給所述電源開關(guān)的所述脈沖寬度調(diào)制信號的脈沖寬度進行校正，其中其中所述校正電路包括一個第一積分器，用來對所述脈沖寬度調(diào)制信號進行積分；一個第二積分器，用來對所述反饋信號和根據(jù)所述電源電壓的dc分量生成的基準(zhǔn)電壓之間的差值進行積分；以及一個比較器，用來比較所述第一和第二積分器的輸出，以及所述比較器的輸出被輸入給所述電源開關(guān)。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的D類放大器，其中所述第二積分器包括一個具有反向輸入端和非反向輸入端的運算放大器，所述反饋信號通過第一電阻輸入至所述反向輸入端并且所述基準(zhǔn)電壓和一個固定電壓通過第二和第三晶體管被應(yīng)用于所述非反向輸入端。
11.根據(jù)權(quán)利要求9所述的D類放大器，其中所述第二積分器包括一個具有反向輸入端和非反向輸入端的運算放大器，所述反饋信號和被反向的所述基準(zhǔn)電壓通過第一和第二電阻被應(yīng)用至所述反向輸入端，以及一個固定電壓，通過第三電阻被應(yīng)用于所述非反向輸入端。
12.一種D類放大器，包括一個電源開關(guān)，用來根據(jù)脈沖寬度調(diào)制信號對提供電源電壓的電源進行開/關(guān)切換；一個校正電路，用來根據(jù)所述電源開關(guān)輸出信號的幅值對將要被輸入給電源開關(guān)的所述脈沖寬度調(diào)制信號的脈沖寬度進行校正；一個電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器，用來從所述電源電壓中生成一個電平基準(zhǔn)信號；以及一個電平調(diào)節(jié)電路，用來根據(jù)所述電平基準(zhǔn)信號值對將要被輸入給所述校正電路的所述脈沖寬度調(diào)制信號的幅值進行調(diào)節(jié)。
13.一種D類放大器，包括一個脈沖調(diào)制器，用來對輸入信號的脈沖寬度進行調(diào)制以輸出一個脈沖寬度調(diào)制信號；一個電源開關(guān)，用來根據(jù)所述脈沖寬度調(diào)制信號對提供電源電壓的電源進行開/關(guān)切換；一個校正電路，用來根據(jù)所述電源開關(guān)輸出信號的幅值對將要被輸入給所述電源開關(guān)的所述脈沖寬度調(diào)制信號的脈沖寬度進行校正；一個電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器，用來從所述電源電壓中生成一個電平基準(zhǔn)信號；一個調(diào)制指數(shù)控制信號發(fā)生器，用來從所述電源電壓中生成一個調(diào)制指數(shù)控制信號；一個電平調(diào)節(jié)電路，用來根據(jù)所述電平基準(zhǔn)信號值對將要被輸入給所述校正電路的所述脈沖寬度調(diào)制信號的幅值進行調(diào)節(jié)；以及一個調(diào)制指數(shù)調(diào)節(jié)電路，用來根據(jù)所述調(diào)制指數(shù)控制信號值對所述脈沖調(diào)制器中的調(diào)制指數(shù)進行調(diào)節(jié)。
14.根據(jù)權(quán)利要求12所述的D類放大器，其中所述電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器包括一個低通濾波器，用來從所述電源電壓中移除高頻部分；以及一個衰減器，用來對所述低通濾波器的輸出進行衰減。
15.根據(jù)權(quán)利要求13所述的D類放大器，其中所述電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器包括一個低通濾波器，用來從所述電源電壓中移除高頻部分；以及一個衰減器，用來對所述低通濾波器的輸出進行衰減。
16.根據(jù)權(quán)利要求13所述的D類放大器，其中所述電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器還可以用作所述調(diào)制指數(shù)控制信號發(fā)生器。
17.根據(jù)權(quán)利要求13所述的D類放大器，其中所述調(diào)制指數(shù)調(diào)節(jié)電路包括一個A/D轉(zhuǎn)換器，用來將所述調(diào)制指數(shù)控制信號轉(zhuǎn)換為一個數(shù)字信號；一個倍增系數(shù)生成器，用來根據(jù)所述A/D轉(zhuǎn)換器輸出的所述數(shù)字信號生成一個倍增系數(shù)；以及一個乘法器，用來使得所述倍增系數(shù)與輸入至所述脈沖調(diào)制器的信號相乘。
18.根據(jù)權(quán)利要求12或13所述的D類放大器，其中所述電平基準(zhǔn)信號發(fā)生器在所述電源電壓低于預(yù)置值的頻帶內(nèi)輸出一個將固定值作為所述電平基準(zhǔn)信號的電壓，并在所述電源電壓等于或高于所述預(yù)置值的頻帶內(nèi)輸出一個將隨著所述電源電壓的增加超過所述固定值的數(shù)值作為所述電平基準(zhǔn)信號的電壓。
全文摘要
在一個第一積分器(21)和一個第二積分器(24)中分別對脈沖調(diào)制器(1)輸出的脈沖調(diào)制信號(ei)以及含有電源開關(guān)(3)導(dǎo)致的失真的反饋信號(ef)進行積分，并分別輸入給比較器(25或29)的輸入端，從而生成一個校正信號(Vc)。
文檔編號H03F99/00GK1497839SQ03164888
公開日2004年5月19日 申請日期2003年9月30日 優(yōu)先權(quán)日2002年10月3日
發(fā)明者田浦賢一, 辻雅之, 石田雅之, 仲田剛, 之 申請人:三菱電機株式會社