專利名稱：多相位壓控振蕩器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及壓控振蕩器，并且具體涉及形成子集成電路芯片上的正交壓控振蕩器。
背景技術(shù)：
壓控振蕩器(VCO)是公知的。一個典型的現(xiàn)有技術(shù)VCO是可調(diào)儲能電路，也就是說，電容(C)與電感(L)并聯(lián)以驅(qū)動一個緩沖器，例如一個反相器，振蕩器以一個基本頻率(T0)振蕩并且擁有電壓可調(diào)工作范圍。理想地，所述VCO輸出頻率直接線性地正比于加在振蕩器上的控制電壓。振蕩器工作頻率可以通過改變L或C而變化。通常，可調(diào)儲能電路VCO是最可靠的VCO。
完整地集成LC儲能VCO通常需要頻帶切換技術(shù)或連續(xù)的多VCO來實現(xiàn)很寬的調(diào)整范圍。分離元件，例如電感和電容，是昂貴而笨重的。進一步地，把這些分離元件貼到集成電路上使集成電路變得復(fù)雜。因此，典型的集成電路芯片VCO是基于簡單振蕩器或者其他可以搭建并容納在片上的電路完成的，例如，環(huán)形振蕩器。然而，環(huán)形振蕩器并不十分穩(wěn)定并且對芯片環(huán)境和工作條件非常敏感。
進一步地，這種基于環(huán)形振蕩器的集成VCO的電壓輸出振蕩并不恒定，而且線性相關(guān)于輸出頻率。為了獲得大可調(diào)范圍，設(shè)計者必須在VCO工作頻譜的低頻端接受較小的輸出信號。這樣的低輸出信號電平使振蕩器的性能變差并且加大了噪聲敏感性。
這樣，需要擁有大可調(diào)范圍和在調(diào)節(jié)范圍內(nèi)輸出大信號電平的完整集成的正交VCO。


為了使前述的和其他的對象、方面和優(yōu)點更容易理解，現(xiàn)在將結(jié)合附圖來參考引用優(yōu)選實施例，其中圖1為優(yōu)選實施例正交VCO的功能框圖；圖2為用于構(gòu)建圖1中VCO的壓控跨導(dǎo)相位驅(qū)動器基本結(jié)構(gòu)；圖3A-B為提供給跨導(dǎo)放大器的輸入向量V1、V2和電流求和輸出節(jié)點的輸出電流向量V1gm1、V2gm2之間的關(guān)系；圖4A-B為對阻抗求和的單一極點的幅度和相位分量的伯德圖(Bode plot)；圖4C是單獨壓控跨導(dǎo)相位驅(qū)動器的阻抗求和用極坐標表示的轉(zhuǎn)移函數(shù)；圖5A-B是用于壓控跨導(dǎo)相位驅(qū)動器、由圖4C的求和阻抗極坐標圖形疊加在如圖3A-B的相位圖之上的向量轉(zhuǎn)移函數(shù)；圖6是優(yōu)選實施例正交VCO的進一步細節(jié)框圖；圖7A-C是壓控跨導(dǎo)反相器的例子；和圖8A-D是分別示出在4、5、6和9相位的多相位壓控振蕩器的簡單示意例。
具體實施例方式
本發(fā)明是不包括電感的多相位壓控振蕩器(VCO)，優(yōu)選是稱為正交VCO的類型，其可完整集成在單獨集成電路芯片上。特別地，本發(fā)明的正交VCO可以由通常稱為CMOS的互補絕緣柵極場效應(yīng)管(FET)技術(shù)來實現(xiàn)。正交VCO典型地產(chǎn)生至少兩個相差90度相位的輸出信號，即，正弦相位和余弦相位。
這樣，本發(fā)明的VCO是低噪、寬頻范圍、可完整集成、在整個頻率范圍都擁有大輸出電壓擺動的CMOS正交VCO。VCO的優(yōu)選可調(diào)范圍從1200MHz延伸到2000MHz并且輸出電壓擺動在整個范圍中足夠大，從而可以驅(qū)動數(shù)字電路。另外VCO包括雙調(diào)諧端口來支持唯一的合成器環(huán)路。
圖1為包括壓控跨導(dǎo)相位驅(qū)動器102、104、106和108的優(yōu)選實施例正交VCO 100的框圖。在這個實施例中，每個壓控跨導(dǎo)相位驅(qū)動器102、104、106和108的輸出提供4個振蕩相位之一。每個壓控跨導(dǎo)相位驅(qū)動器102、104、106和108接收4個相位中的兩個作為模塊輸入。本明不局限應(yīng)用于正交VCO，還可以應(yīng)用于實現(xiàn)N相位的振蕩器，其中每個相位由可控跨導(dǎo)功能模塊產(chǎn)生，如下所述適當(dāng)?shù)貜妮敵鱿辔恢羞x擇模塊輸入。
圖2為用于組建對應(yīng)與圖1中壓控跨導(dǎo)相位驅(qū)動器102、104、106和108的VCO 100的基本相位驅(qū)動器110。每個基本相位驅(qū)動器110包括雙跨導(dǎo)反相放大器112、114。在電流求和輸出節(jié)點120，電阻116和電容118形成單極和相位偏移阻抗?？鐚?dǎo)放大器112、114產(chǎn)生電流V1gm1、V2gm2作為輸入控制電壓V1、V2的響應(yīng)。
如圖3A-B所示，提供給跨導(dǎo)放大器112、114的輸入電壓V1、V2可以被視為是帶有相位和幅度的向量。電流向量V1gm1、V2gm2從此產(chǎn)生并且在電流求和節(jié)點120相加，成為相位驅(qū)動的輸出。簡便起見，選擇電容118為0，因此Xc＝4，電流向量在輸出阻抗(R)處求和，產(chǎn)生輸出電壓向量(V1gm1+V2gm2)R。如圖3A所示，如果輸入電壓向量擁有相同的幅度并且正交，則輸出電壓結(jié)果向量是不正交的45度并且反相輸出。另外，如圖3B所示，可以通過控制跨導(dǎo)放大增益gm1和gm2來可控地變化輸出向量的幅度和相位。
圖4A-B分別為單極求和阻抗以極坐標形式表示的幅度和相位。在零(0)弧度上相位偏移為零(0)并且在頻率接近無限的時候接近負90度(-90°)或者-B/2弧度。在0弧度時幅度最大、等于R，當(dāng)頻率增加趨向無限時幅度降低到0。3db點發(fā)生在T＝1/RC處，同時對應(yīng)與45度相位偏移。圖4C為求和阻抗(包括電容118)對于單獨可控跨導(dǎo)功能模塊的極坐標轉(zhuǎn)換函數(shù)。任意頻率的向量阻抗始于原點、終于弧線122上對應(yīng)特定頻率的點。
圖5A-B為用于壓控跨導(dǎo)相位驅(qū)動器102、104、106、108的向量轉(zhuǎn)移函數(shù)，把圖4C的求和阻抗極坐標圖形疊加在圖3A-B的相位圖上而形成。0°的求和阻抗相位偏移向量利用根據(jù)弧線122的弧線124和126映射到輸出電壓向量(V1gm1+V2gm2)R的幅度和相位。對于任意特定的正交輸入向量和gm1、gm2值的組合，在求和阻抗的極坐標圖形中存在唯一的頻率與正交輸出向量對應(yīng)。因此，如上面所指出的gm1＝gm2，45度相位偏移所對應(yīng)的正交輸出向量位于Tc＝1/RC處，如圖5A所示。這樣通過控制gm1和gm2的值來控制相位驅(qū)動的正交頻率，正交頻率從0到無窮變化。因此，對于圖1例中的每個相位驅(qū)動器102、104、106、108，相對于輸出結(jié)果向量，輸入向量V1相位超前180度，輸入V2相位落后90度。從這個分析可以得出，選擇哪個模塊輸出信號到哪個模塊輸入是很容易的事情。
圖6是根據(jù)并且進一步細化圖1中框圖100的優(yōu)選實施例正交VCO 130的框圖。每個壓控跨導(dǎo)相位驅(qū)動器102、104、106和108分別對應(yīng)于一對可控跨導(dǎo)反相放大器132、134、136和138。進一步地，每對可控跨導(dǎo)反相放大器132’，132”，134’，134”，136’，136”和138’，138”，對應(yīng)于圖2中反相跨導(dǎo)放大器112、114對中的一個，下標表示對應(yīng)關(guān)系(Correspondence)。這樣，如上圖2所示，每個對132，134，136，138提供了各自的電流和相位用來在各自獨立的輸出140、142、144或146處求和。
圖7A-C為可控跨導(dǎo)反相放大器的例子。圖7A為包括N型場效應(yīng)管(NFET)152和P型場效應(yīng)管(PFET)154的簡單反相器150。NFET 152的源極連接到低或負供給電壓上，例如，地，Vlow或者Vss。PFET 154的源極連接到高或正供給電壓Vhi或Vdd上。NFET 152的漏極連接到PFET 154的漏極并與反相器輸出156相連接。反相器的輸入連接到的NFET 152柵極和PFET 154的柵極的公共連接上。這個反相器150的跨導(dǎo)可以通過變化供給電壓(特別地，Vdd)而變化。
利用圖7A中的簡單反相器150作為小信號的跨導(dǎo)放大器，輸出電流如下所示I=(u×c0)p2×zp×kl×(Vin-VDD+Vt)2-(u-c0)n2×znl×(Vin-Vt)2]]>這里k是PFET 154和NFET 152之間的氧化電容遷移比率的乘積。歸一化這些乘積如下(u×c0)p2×zp×kl=(u×c0)n2×znl=(u×c0)2×zl]]>反相器150的跨導(dǎo)增益如下gm=(u×c0)2×zl×(-VDD+2Vt)]]>這樣，反相器150的跨導(dǎo)增益線性正比于歸一化的反相器器件152、154的寬長比。必須注意為了防止VCO的輸出在干線電壓(Vss和Vdd)達到飽和，拓撲限制(gm2/gm1)#2是不能違反的。這通過選擇gm2和gm1反相器的不同器件尺寸來實現(xiàn)，選擇gm2反相器器件兩倍大小(也就是說，寬為兩倍或者長為一半)于gm1反相器并且限定gm1的供給電壓為Vdd。然后，通過限制gm2反相器的供給電壓為干線電壓或更低，所得到的VCO就是穩(wěn)定的。每個反相器所看到的輸出阻抗就是在輸出處并聯(lián)反相器的輸出跨導(dǎo)的寄生電容，如下所示Z(s)=1(gn+gp)+sC]]>因此，對于本例，四個反相器132’，134’，136’和138’，擁有固定的gm為gm1，然而剩下的四個反相器132”，134”，136”和138”，擁有變化的gm為gm2，通過調(diào)整它們的供給電壓來控制。利用簡單反相器150設(shè)計gm2反相器132”，134”，136”和138”，連接Vhi和Vlo有好處也有缺點。好處是VCO輸出電壓振蕩保持較大，也就是說，提供給gm2反相器增益的全范圍供給電壓電平不會過驅(qū)動輸出信號。缺點是特別在低頻，gm2反相器輸出處的大信號振蕩超出gm1反相器輸入處的信號相位。當(dāng)提供給gm2反相器的PFET 154的源極(控制)電壓Vhi低于Vdd時，gm1反相器的輸出可能超過Vhi使得輸出信號電流流入gm2反相器的輸出并且從PFET 154的漏極流到源極，固定了輸出電壓。為了避免這種情況，gm1反相器的最小供給電壓必須有所限制。另外一個把這種簡單反相器150應(yīng)用到正交VCO的缺點是控制電壓同時也是供給電壓。因此，控制電壓必須能夠提供振蕩器電流，因為振蕩器能量供給是必需的。這可以通過把gm2反相器132”，134”，136”和138”替換為圖7B中的反相器160來解決。
圖7B為第二可控跨導(dǎo)反相放大器160，與圖7A類似，包括對應(yīng)于NFET 152和PFET 154的NFET 162和PFET 164。另外，在PFET 164的源極和高供給電壓Vdd之間，PFET 166與PFET 164串連地連接漏極和源極。PFET 166的柵極由偏置控制電壓VCON控制。對這個可控跨導(dǎo)反相放大器160，供給電壓可以保持恒定并且跨導(dǎo)可以通過改變PFET 166的電流而變化，也就是說通過改變VCON而變化。PFET 164的源極電壓是PFET 166提供電流的函數(shù)，并且，相應(yīng)地，也是PFET 166的柵極處的偏置控制電壓VCON的函數(shù)。
上述低頻限制可以利用每個功能模塊求和節(jié)點處的可變換電容(未畫出)克服。由于每個求和節(jié)點的相位偏移是該節(jié)點整體電容的函數(shù)，加大電容會使相位偏移發(fā)生在較低頻率，并因此降低振蕩頻率。
圖7C為第三種可控跨導(dǎo)反相放大器170。NFET 172對應(yīng)于NFET152，162。圖7C中的可控跨導(dǎo)反相放大器170與圖7B中的可控跨導(dǎo)反相放大器160類似，每個都把串聯(lián)PFET 164，166替換為并聯(lián)PFET對。PFET 164對應(yīng)于并聯(lián)PFET 174，176，PFET 166對應(yīng)于并聯(lián)PFET178，180。PFET 174，178串行連接在Vdd和輸出之間。PFET 176，180也串行連接在Vdd和由兩個分別連接到PFET 178，180柵極的分離跨導(dǎo)控制偏置電壓VCON1和VCON2控制的輸出跨導(dǎo)之間?？蛇x地，PFET 174和178之間的連接點可以連接到PFET 176和180之間的連接點182。利用可選連接，PFET 174和176可以用單個PFET替換(未畫出)。
多控制電壓，圖7C中的可控跨導(dǎo)反相放大器170對于需要VCO多端口控制(steering)的實際應(yīng)用是有用的。如前所述，特定反相器的gm是器件尺寸和產(chǎn)生作為結(jié)果的反相器電流的供給電壓聯(lián)合起來的函數(shù)。從以上的振蕩器分析，利用重疊和并聯(lián)PFET 174，176和178，180的電流向量，可以通過對并聯(lián)器件單獨跨導(dǎo)的求和來發(fā)現(xiàn)有效的跨導(dǎo)。通過保持并聯(lián)PFET 174，176和PFET 178，180的有效器件尺寸比例與反相器160的PFET 164，166一致zp164＝zp174+zp176且zp166＝zp178+zp180這樣，通過控制PFET 174，176相對于PFET 178，180的器件尺寸比例，每個端口的相對敏感性就得到了控制。附加的敏感性控制可以通過有選擇地連接PFET 174，178到PFET 176，180的公共漏/源極在182的連接而實現(xiàn)。
需要注意上述實例，雖然每個相位驅(qū)動器的正交輸出可以本質(zhì)上從0到無窮輸出，振蕩器拓撲位置限制了正交VCO的頻率范圍。這些頻率范圍限制在更加嚴格的VCO數(shù)學(xué)分析下將更加明顯。歸一化的、每個功能模塊的頻率相關(guān)轉(zhuǎn)移函數(shù)、輸入向量和輸出向量可以用指數(shù)形式描述如下V(n+2)(e-j(2π(n+2)N))=V(n)(e-j(2πnN))(gm(n)(|z(ω)|e-j(argz(ω))))]]>+V(n+1)(e-j(2π(n+1)N))(gm(n+1)(|z(ω)|e-j(argz(ω))))]]>這里N是振蕩器相位的個數(shù)并且n＝1，2，3，...，N。
對于上述優(yōu)選正交振蕩器N＝4并且所需相位偏移是B/2弧度。由于所有功能模塊是相同的，描述n＝1的情況。相位要求可以簡化如下
-π2=-atan(gm1gm2)+argZ(ω0)]]>反正切項 是由于gm的變化產(chǎn)生的相位偏移而第二項(argZ(ω0))是由于求和阻抗極點產(chǎn)生的相位偏移。后一項相位偏移可以如下得出argZ(ω0)＝atan(-ωRC)帶入滿足振蕩器條件的頻率ω0=ωc×(gm2gm1),]]>其中ωc=1RC]]>所以，ω0ωc=(gm2gm1)]]>對于正交振蕩器，輸入和輸出電壓向量具有相同的幅度，并且增益要求可以如下確定1≤((gm1)2+(gm2)2)×|z(ω0)|2這樣，角求和阻抗頻率條件1≤((gm1)2+(gm2)2)×R2×(1(ω0/ωc)2+1)]]>然后，利用上述gm比和頻率比相等，振蕩器的要求可以如下給出1≤gm1×R andω0=gm2C]]>下面分析振蕩器環(huán)路，每個基本功能模塊輸入的轉(zhuǎn)移函數(shù)為H(s)=gm(n)(|Z(s)|e-j(arg(Z(s))))=gm(n)×(Rsωc+1)]]>兩個模塊輸入的唯一不同是由比例M＝gm1/gm2描述的gm1和gm2。模塊的轉(zhuǎn)移函數(shù)可以用通用轉(zhuǎn)移函數(shù)H(s)，正交輸入I(s)和Q(s)和它們的補(complement)來描述。這樣，振蕩器函數(shù)可以用如下4個聯(lián)合等式描述
I(s)＝-H(s)×(I(s)+M×Q(s))Q(s)＝-H(s)×(Q(s)+M×I(s))I(s)＝-H(s)×(I(s)+M×Q(s))Q(s)＝-H(s)×(Q(s)+M×I(s))輸出模式轉(zhuǎn)移函數(shù)可以通過在Q(s)的補中加入輸入信號X(s)來確定I(s)X(s)=-MH(s)(M2H3(s)-H2(s)+1)H4(s)(1-M4)+4M2H3(s)-2H2(s)+1]]>替換上述H(s)并且化簡，轉(zhuǎn)移函數(shù)極點可以如下給出s＝ωc(gm(n)R×(M-1)-1)s＝-ωc(gm(n)R×(M+1)+1)s＝ωc((gm(n)R-1)+(±j)Mgm(n)R)因此，由穩(wěn)定振蕩的增益需要，1＝gm1R，上述確定的極點發(fā)生在s＝ωc(M-2)s＝-ωc(M+2)s＝ωc((±j)M)當(dāng)簡單實極點存在于當(dāng)(gm2/gm1)＞2時的右半s-平面，優(yōu)選拓撲存在另外一個限制。為了避免右半s-平面擁有極點所帶來的不穩(wěn)定性，限制gm2/gm1，#2必須滿足高端振蕩頻率2/RC的限制。
優(yōu)選正交VCO的Q值可以從開放環(huán)路的3dB帶寬決定。因此，把如圖1的VCO 100的拓撲看作2-階段差分反饋電路，上述正交等式，I(s)和I(s)可以用來決定每個階段的開放環(huán)路轉(zhuǎn)移函數(shù)。
用Q(s)和它的補(Q(s))作為差分輸入并且I(s)和補I(s)作為輸出的一個單獨階段轉(zhuǎn)移函數(shù)I(s)-I(s)‾Q(s)-Q(s)‾=M×H(s)(1-H(s))]]>
用上面的等式替換H(s)形成I(s)-I(s)‾Q(s)-Q(s)‾=(ω0gm2R)(s+ωc(1-gm1R))]]>因此，2個級連差分模塊的開放環(huán)路轉(zhuǎn)移函數(shù)是OL(s)=(ωcgm2R)2(s2+s(2ωc(1-gm1R)))+(ωc(1-gm1R))2]]>這樣，當(dāng)gm1R＞1時分母中二次項的Q為1/2。然而當(dāng)本征頻率不是VCO的頻率時這不是特定的信息。當(dāng)gm1R＝1時，電路本質(zhì)上是下述形式的級連積分器對OL(s)=(1s×gm2C)2]]>通過將微分輸出交叉耦合和饋送到輸入端，電路以一致的增益頻率振蕩，這種情況下為gm2/C弧度。
圖8A-D為多相位壓控振蕩器的簡單示意例，分別表示4，5，6和9相位。特別地，圖8A的四相位VCO 130直接對應(yīng)于圖6的正交VCO 130。單獨跨導(dǎo)放大器用箭頭190表示，并且每個可能根據(jù)特定應(yīng)用反相或不反相。進一步地，交叉耦合跨導(dǎo)放大器用雙箭頭192和其他表示，單獨跨導(dǎo)放大器用單箭頭194表示。應(yīng)該注意，對于如圖8A和8C所示的提供偶數(shù)相位的VCO，包括交叉耦合跨導(dǎo)放大器；而對于如圖8B和8D所示的提供奇數(shù)相位的VCO，不包括交叉耦合跨導(dǎo)放大器。
正如圖8A-D所示，當(dāng)振蕩相位增加時VCO結(jié)構(gòu)也變得更加復(fù)雜。進一步地，可能存在多個設(shè)置使得每個設(shè)置產(chǎn)生特定的相位數(shù)目。
通常，每個相位驅(qū)動器驅(qū)動N個相位中的一個，把相位分為360°/N。這些相位可以從k＝0到N-1中指派k值，其中10指定為0°并且 這樣，相位驅(qū)動器輸入/輸出空間為集合{0，1，...，N-1}并且設(shè)計相位驅(qū)動器輸入x和y的可能值，x和y限定于下式的解M＝x+y Mod N且0＜M＜對于相位驅(qū)動器輸出k＝0。求和阻抗造成的相位偏移為 例如，在如圖6和8A的4相位振蕩器例子中為-45度，如圖8B所示的5相位振蕩器例子中為-36度。相位驅(qū)動器可以是反相或者不反相的跨導(dǎo)放大器。這樣，對于任意相位驅(qū)動輸出k，對應(yīng)輸入為x+k Mod N和y+k Mod N有利地，優(yōu)選實施例振蕩器不需要電感，因而沒有傳統(tǒng)可調(diào)電路Q值。電路Q值可以簡單定義為Q值等于儲存的能量除以無源元件(也就是，R和C)消散的能量。對于并聯(lián)RC電路Q＝T0RC。T0＝M/RC，因此，Q＝M或者反相器的跨導(dǎo)比例。
雖然本發(fā)明只是利用優(yōu)選實施例進行說明，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以認識到，本發(fā)明可以在所附權(quán)利要求所闡述的精神和范圍內(nèi)進行修改以應(yīng)用于實際。
權(quán)利要求
1.一種提供相同振蕩器頻率的多個相位的壓控振蕩器(VCO)，所述VCO包括多個相位驅(qū)動器，每個相位驅(qū)動器驅(qū)動一個振蕩器相位，每個相位驅(qū)動器是電壓可控的并且接收至少兩個振蕩相位。
2.如權(quán)利要求1所述的VCO，其中，每個所述相位驅(qū)動器包括至少兩個獨立可控的跨導(dǎo)放大器，每個所述可控跨導(dǎo)放大器接收控制電壓和輸入相位并且產(chǎn)生輸出從而響應(yīng)所述控制電壓和所述輸入相位，所述至少兩個獨立可控跨導(dǎo)放大器的所述輸出連接在一起并驅(qū)動所述相位驅(qū)動器的輸出振蕩相位。
3.如權(quán)利要求2所述的VCO，其中，多個獨立可控跨導(dǎo)放大器為反相器對，所述反相器的跨導(dǎo)通過所述控制電壓進行調(diào)整。
4.如權(quán)利要求3所述的VCO，其中，每個所述獨立可控跨導(dǎo)放大器包括連接在反相器輸出和低供給電壓之間的第一傳導(dǎo)類型的第一晶體管；連接在高供給電壓(Vhi)和所述反相器輸出之間的第二傳導(dǎo)類型的第二晶體管；和連接到位于反相器輸入的所述第二晶體管控制柵極的所述第一晶體管的控制柵極。
5.如權(quán)利要求4所述的VCO，其中，至少一個所述獨立可控跨導(dǎo)放大器的所述控制電壓為Vhi。
6.如權(quán)利要求4所述的VCO，其中，所述晶體管為場效應(yīng)管(FET)，所述第一傳導(dǎo)類型為N型(NFET)，所述第二傳導(dǎo)類型為P型(PFET)。
7.如權(quán)利要求6所述的VCO，其中，所述VCO為正交VCO并且包括兩對交叉耦合的相位驅(qū)動器，所述每對中的每個所述相位驅(qū)動器從所述的另外一對交叉耦合相位驅(qū)動器接收相位，每個接收到的所述相位都與對應(yīng)相位驅(qū)動輸出相差90度。
8.如權(quán)利要求4所述的VCO，其中，至少一個所述獨立可控跨導(dǎo)放大器進一步包括連接在Vhi和所述第二晶體管之間的所述第二傳導(dǎo)類型的第三晶體管；和連接到所述第三晶體管控制柵極的控制電壓。
9.如權(quán)利要求8所述的VCO，其中，至少一個獨立可控跨導(dǎo)放大器進一步包括串聯(lián)在所述高供給電壓和所述反相器輸出之間的所述第二傳導(dǎo)類型的第四和第五晶體管；連接到所述第五晶體管控制端的第二控制電壓；和在所述反相器輸入，連接到所述第一晶體管、所述第二晶體管和所述第四晶體管的控制柵極的輸入相位。
10.一種提供多個振蕩器相位的壓控振蕩器(VCO)，所述VCO包括多個可控跨導(dǎo)反相放大器，每個放大器接收一個振蕩相位，每個所述振蕩器相位通過至少兩個可控跨導(dǎo)反相放大器進行驅(qū)動。
11.如權(quán)利要求10所述的VCO，其中，所述VCO為正交VCO并且包括兩對交叉耦合的和兩對串行連接的可控跨導(dǎo)反相放大器，每個串聯(lián)連接對連接在所述交叉耦合對的對應(yīng)放大器的輸出之間，所述交叉耦合對的每個輸出連接在另外一個串聯(lián)連接對上。
12.如權(quán)利要求11所述的正交VCO，其中，每個可控跨導(dǎo)反相放大器對是反相器，通過調(diào)整所述反相器的供給電壓可對所述反相器的跨導(dǎo)進行控制。
13.如權(quán)利要求12所述的正交VCO，其中，每個所述可控跨導(dǎo)反相放大器包括連接在輸出和低供給電壓(Vlow)之間的第一傳導(dǎo)類型的第一晶體管；和連接在高供給電壓(Vhi)和所述輸出之間的第二傳導(dǎo)類型的第二晶體管。
14.如權(quán)利要求13所述的正交VCO，其中，所述晶體管為場效應(yīng)管(FET)，所述第一傳導(dǎo)類型為N型(NFET)，所述第二傳導(dǎo)類型為P型(PFET)。
15.如權(quán)利要求14所述的正交VCO，其中，將Vhi調(diào)整為所述可控跨導(dǎo)反相放大器的一半。
16.如權(quán)利要求14所述的正交VCO，其中，每個所述第二晶體管為第一PFET并且其中至少兩個所述可控跨導(dǎo)反相放大器對進一步包括連接在Vhi和所述第一PFET之間的第二PFET；和提供給所述第二PFET控制柵極的控制電壓。
17.如權(quán)利要求16所述的正交VCO，其中，所述至少兩個所述可控跨導(dǎo)反相放大器對進一步包括串行連接在Vhi和所述輸出之間的第三PFET和第四PFET；連接到所述第四PFET控制柵極的第二控制電壓；和連接到所述NFET、所述第一PFET和所述第三PFET控制柵極的輸入相位。
18.一種正交VCO，包括交叉耦合并且提供第一對互補輸出的第一壓控跨導(dǎo)反相放大器對；交叉耦合并且提供第二對互補輸出的第二壓控跨導(dǎo)反相放大器對，所述第二對互補輸出與第一對互補輸出相差90度；串行連接到所述第一對輸出之間的第三壓控跨導(dǎo)反相放大器對，所述第二對的輸出連接到所述第三對之間；和串行連接到所述第二對輸出之間的第四壓控跨導(dǎo)反相放大器對，所述第一對的輸出連接到所述第四對之間，所述第一和第二對中的放大器跨導(dǎo)通過第一控制電壓進行控制，所述第三和第四對中的放大器跨導(dǎo)通過第二控制電壓進行控制。
19.如權(quán)利要求18所述的正交VCO，其中，至少兩對可控跨導(dǎo)反相放大器為反相器對，所述反相器對的跨導(dǎo)通過調(diào)整反相器供給電壓進行控制。
20.如權(quán)利要求19所述的正交VCO，每個所述可控跨導(dǎo)反相放大器包括連接在高供給電壓Vhi和反相器輸出之間的第一場效應(yīng)管(FET)，所述第一FET為p型FET(PFET)；和連接在低供給電壓和所述反相器輸出之間的n型FET(NFET)。
21.如權(quán)利要求19所述的正交VCO，其中，至少兩對所述可控跨導(dǎo)反相放大器進一步包括連接在Vhi和所述第一PFET之間的第二PFET；和提供給所述第二PFET控制柵極的跨導(dǎo)控制電壓。
22.如權(quán)利要求21所述的正交VCO，其中，所述至少兩對可控跨導(dǎo)反相放大器進一步包括串行連接在Vhi和所述輸出之間的第三和第四PFET；連接到所述第四PFET控制柵極的第二控制電壓；和連接到所述NFET、所述第一PFET和所述第三PFET控制柵極的輸入相位。
全文摘要
一種包括多相位壓控跨導(dǎo)驅(qū)動器(102，104，106，108)的多相位壓控振蕩器(VCO，100)。每個驅(qū)動器(102，104，106，108)的輸出提供4個振蕩相位中的一個并且接收4個相位中的2個作為輸入。每個驅(qū)動器(102，104，106，108)與一對反相放大器(132，134，136，138)相對應(yīng)。放大器(132，134，136，138)可以是包括N型場效應(yīng)管(NFET，152)和P型場效應(yīng)管(PFET，154)的簡單反相器(150)。通過提高或者降低供給電壓(V
文檔編號H03B27/00GK1565076SQ02819470
公開日2005年1月12日 申請日期2002年9月26日 優(yōu)先權(quán)日2001年10月1日
發(fā)明者邁克爾·L·布什曼, 勞倫斯·E·康奈爾 申請人:摩托羅拉公司