專利名稱：分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器裝置以及使用該裝置的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及計(jì)算技術(shù)或基于微處理器的設(shè)備，特別地，本發(fā)明涉及能夠降低電磁干擾(EMI)發(fā)射的分段時(shí)鐘頻譜發(fā)生器。本發(fā)明特別公開了一種分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，后者能夠?qū)MI頻譜劃分為具有急速衰減的多個(gè)低帶寬分量，以降低EMI發(fā)射。
背景技術(shù)：
高速數(shù)字時(shí)鐘控制系統(tǒng)通常很容易受到電磁干擾(EMI)發(fā)射的干擾，除非在設(shè)計(jì)裝有此類時(shí)鐘控制系統(tǒng)的設(shè)備時(shí)進(jìn)行特殊考慮。一種既可靠又便宜的減少EMI發(fā)射的方法是，使用美國(guó)專利5,488,627和5,631,920公開的擴(kuò)頻時(shí)鐘。上述專利公開了通過使用可編程計(jì)數(shù)器以及存儲(chǔ)電路中存儲(chǔ)的數(shù)據(jù)改變擴(kuò)頻頻率的電路。專利5,488,627和5,631,920轉(zhuǎn)讓給萊克斯馬克國(guó)際公司。
序號(hào)為09/169,110(申請(qǐng)日期1998年10月8日)的美國(guó)專利申請(qǐng)，公開了一種數(shù)字?jǐn)U頻時(shí)鐘電路，其中在時(shí)鐘電路即將正常運(yùn)行前，通過使用隨機(jī)存取存儲(chǔ)器和復(fù)用器接收初始數(shù)據(jù)，改變時(shí)鐘。該申請(qǐng)的題目為“可變擴(kuò)頻時(shí)鐘”，共同轉(zhuǎn)讓給萊克斯馬克國(guó)際公司。
序號(hào)為09/388,043(申請(qǐng)日期為1999年9月1日)的美國(guó)專利申請(qǐng)，公開了一種用于自動(dòng)補(bǔ)償擴(kuò)頻時(shí)鐘發(fā)生器電路的方法，該方法測(cè)量鎖相環(huán)上升、下降信號(hào)的脈沖寬度，比較實(shí)際脈沖寬度與預(yù)定值，然后校正偏差。該申請(qǐng)的題目為“用于補(bǔ)償擴(kuò)頻時(shí)鐘發(fā)生器的方法和裝置”，轉(zhuǎn)讓給萊克斯馬克國(guó)際公司。
在人們不斷公開使用鎖相環(huán)電路構(gòu)造現(xiàn)有擴(kuò)頻時(shí)鐘的同時(shí)，也可以將其他類型的頻率合成電路做成擴(kuò)頻時(shí)鐘，包括數(shù)字鎖定環(huán)路和延遲鎖定環(huán)路。美國(guó)專利5,079,519公開了一種數(shù)字鎖定環(huán)路示例，美國(guó)專利5,771,264公開了一種延遲鎖定環(huán)路示例。美國(guó)專利6,046,646和5,610,955公開用于制造擴(kuò)頻時(shí)鐘的其他方法。
先前使用的擴(kuò)頻時(shí)鐘發(fā)生器設(shè)計(jì)對(duì)壓控振蕩器增益、充電泵電流和無源元件值(與鎖相環(huán)電路相連)很敏感。此外，先前的擴(kuò)頻時(shí)鐘發(fā)生器電路可能并不滿足聯(lián)合王國(guó)無線電通信局于2000年3月18日發(fā)布的白皮書中推薦的EMI測(cè)試，其RA參考號(hào)為AY3377(510001891)，為CISPR-22規(guī)則的修正草案。
在CISPR-22推薦規(guī)則中，將改變電子產(chǎn)品的“寬帶”發(fā)射章程，以至需要使用擴(kuò)頻時(shí)鐘發(fā)生器電路，以滿足更嚴(yán)格的發(fā)射需求，從而有可能消除使用擴(kuò)頻時(shí)鐘所獲得的大部分益處。推薦規(guī)則在一種發(fā)射信號(hào)上進(jìn)行發(fā)射測(cè)試，如果該信號(hào)具有某些特性，則認(rèn)為是寬帶信號(hào)，并且需要服從新的發(fā)射限制。如果發(fā)射信號(hào)不具備上述特性，則認(rèn)為該信號(hào)是窄帶信號(hào)，并仍然服從現(xiàn)有發(fā)射限制。
推薦的測(cè)試將確定特定發(fā)射頻率的振幅是否在當(dāng)前限制的10dB以內(nèi)，假如這樣的話，通過測(cè)試確定其具有寬帶特性或還是具有窄帶特性。推薦測(cè)試測(cè)量感興趣頻率的±150kHz范圍內(nèi)的發(fā)射。如果兩個(gè)偏移頻率(即，±150kHz)測(cè)量在當(dāng)前限制的10dB以內(nèi)，則認(rèn)為正在測(cè)試的原始信號(hào)為寬帶信號(hào)。如果情況是這樣的話，則允許的發(fā)射限制比以前更低。
該報(bào)告推薦的新測(cè)試方法如下對(duì)于大于(L-10dB)的每個(gè)干擾，其中L為以對(duì)數(shù)為單位的限制電平，記錄出現(xiàn)最大干擾電平的頻率fn以及該頻率的干擾電平dn。記錄每個(gè)報(bào)道干擾的天線極化。對(duì)于大于(L-10dB)的每個(gè)干擾，測(cè)量位于(fn+150kHz)的干擾dnh的電平，以及位于(fn-150kHz)的干擾dnl的電平。如果dnh和dnl均比限制電平低10dB或更多，則認(rèn)為該干擾是窄帶干擾，并應(yīng)用表3或表4的限制。如果dnh或dnl不比限制電平少10dB，則認(rèn)為該干擾是寬帶干擾，并繼續(xù)以下過程。
在不超過100kHz的條件下，從fn開始向上調(diào)整測(cè)量接收機(jī)的頻率，直至到達(dá)(L-dnh)＞10dB的頻率fnh。在不超過100kHz的條件下，從fn開始向下調(diào)整測(cè)量接收機(jī)的頻率，直至到達(dá)(L-dnl)＞10dB的頻率fnl。根據(jù)≅f=(fnh-fnl)]]>計(jì)算發(fā)射占據(jù)的總帶寬 位于頻率fn、fn+l的各個(gè)寬帶發(fā)射的電平應(yīng)不超過(L-10Log( /120kHz)*)或(L-10dB*)中的較大者，其中L為表3或表4中的適用限制電平，以對(duì)數(shù)為單位。
如果在歐洲實(shí)施推薦的新標(biāo)準(zhǔn)，則具有較高抖動(dòng)的常規(guī)單頻時(shí)鐘電路或常規(guī)擴(kuò)頻時(shí)鐘發(fā)生電路很難滿足推薦的新標(biāo)準(zhǔn)。滿足推薦的新規(guī)則CISPR-22需要新型時(shí)鐘，因?yàn)闃?biāo)準(zhǔn)擴(kuò)頻時(shí)鐘生成電路在頻譜存在部分中生成相對(duì)平直的帶寬。在新CISPR-22推薦測(cè)試中，認(rèn)為該發(fā)射是寬帶發(fā)射。為了成為窄帶發(fā)射，時(shí)鐘電路生成的頻譜必須具有大量峰值和峰谷，以切割(分割)頻譜輪廓。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)在于提供一種分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，該發(fā)生器能夠在頻域內(nèi)創(chuàng)建在感興趣頻率段內(nèi)具有許多峰值和峰谷的頻譜形狀。本發(fā)明的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)在于提供一種分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，該發(fā)生器能夠發(fā)射以適當(dāng)間隔出現(xiàn)的眾多峰值和峰谷，從而各峰值兩端的衰減點(diǎn)在偏移頻率位置下降10dB以下，其中偏移頻率與峰值頻率的間隔為+150kHz和-150kHz。本發(fā)明的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)在于提供一種分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，該發(fā)生器能夠在具有眾多峰值和峰谷的頻域中提供分段頻譜形狀，并與諧波中心的頻率合成電路一起提供分段頻譜形狀，其中頻率合成電路可以為鎖相環(huán)，數(shù)字鎖定環(huán)路，延遲鎖定環(huán)路或其他類似電路。本發(fā)明的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)在于提供一種分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，該發(fā)生器能夠在具有眾多峰值和峰谷分段集合的頻域中生成頻譜形狀，并且該發(fā)生器基于頻率合成電路，頻率合成電路的設(shè)計(jì)非常靈活，從而通過改變某些設(shè)置，可以將頻率合成電路作為擴(kuò)頻時(shí)鐘發(fā)生器電路，其中上述設(shè)置或者是可編程的，或者在生產(chǎn)時(shí)確定。本發(fā)明的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)在于提供一種分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，該發(fā)生器能夠以預(yù)定調(diào)制輪廓調(diào)制工作頻率，調(diào)制輪廓確定調(diào)制頻率的下限和上限。
在以下說明中將部分闡述本發(fā)明的其他優(yōu)點(diǎn)和全新特征，通過研究以下說明書或通過實(shí)施本發(fā)明進(jìn)行學(xué)習(xí)，熟練技術(shù)人員將更加了解本發(fā)明。
為了實(shí)現(xiàn)上述優(yōu)點(diǎn)和其他優(yōu)點(diǎn)，根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，用于控制分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路的方法提供頻率合成電路的時(shí)鐘信號(hào)，并提供一個(gè)控制器；其中受控制器控制的頻率合成器隨時(shí)間推移生成眾多輸出頻率；并根據(jù)調(diào)制輪廓在至少一個(gè)時(shí)間間隔上調(diào)制眾多輸出頻率，從而眾多輸出頻率的頻率響應(yīng)在相對(duì)于頻率的振幅譜上展現(xiàn)分段波形，其特征在于分段波形包括許多頻率段，每段展現(xiàn)(a)最大振幅和(b)一對(duì)最小振幅，其中在距離各段中心頻率預(yù)定頻率偏移的位置，最大振幅和每個(gè)最小振幅之間的頻率響應(yīng)斜率為10dB衰減。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，利用高于下限的調(diào)制頻率控制分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路的方法提供一個(gè)控制器，其中受控制器控制的頻率合成器隨時(shí)間推移生成眾多輸出頻率；根據(jù)調(diào)制輪廓在至少一個(gè)時(shí)間間隔上調(diào)制眾多輸出頻率，從而眾多輸出頻率的頻率響應(yīng)在相對(duì)于頻率的振幅譜上展現(xiàn)分段波形，其特征在于分段波形包括許多頻率段，每段展現(xiàn)(a)最大振幅和(b)一對(duì)最小振幅，其中以高于下限的比率調(diào)制眾多輸出頻率，下限依賴于預(yù)定偏移值，閾值和諧波分隔，并考慮測(cè)試分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器使用的接收機(jī)的靈敏度的通頻帶限制。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，利用低于上限的調(diào)制頻率控制分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路的方法提供頻率合成電路的時(shí)鐘信號(hào)，并提供一個(gè)控制器；其中受控制器控制的頻率合成器隨時(shí)間推移生成眾多輸出頻率；并根據(jù)調(diào)制輪廓在至少一個(gè)時(shí)間間隔上調(diào)制眾多輸出頻率，從而眾多輸出頻率的頻率響應(yīng)在相對(duì)于頻率的振幅譜上展現(xiàn)分段波形，其特征在于分段波形包括許多頻率段，每段展現(xiàn)(a)最大振幅和(b)一對(duì)最小振幅，其中以低于上限的比率調(diào)制眾多輸出頻率，上限依賴于時(shí)鐘頻率，頻率偏差和需要衰減的預(yù)定時(shí)鐘諧波。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路，該電路包括控制器和具有時(shí)鐘信號(hào)輸入的頻率合成電路，受控制器控制的頻率合成器根據(jù)調(diào)制輪廓隨時(shí)間推移生成眾多輸出頻率，從而眾多輸出頻率的頻率響應(yīng)在相對(duì)于頻率的振幅譜上展現(xiàn)分段波形，其特征在于分段波形包括許多頻率段，每段展現(xiàn)(a)最大振幅和(b)一對(duì)最小振幅，其中在距離各段中心頻率預(yù)定頻率偏移的位置，最大振幅和每個(gè)最小振幅之間的頻率響應(yīng)斜率為10dB衰減。
通過閱讀以下說明書和附圖，熟練技術(shù)人員將更加了解本發(fā)明的其他優(yōu)點(diǎn)，其中說明書和附圖以實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的最佳方式描述本發(fā)明的最佳實(shí)施方式。應(yīng)該理解，本發(fā)明可以具有其他不同實(shí)施方式，并且可以以各種方式修改其細(xì)節(jié)，而并不背離本發(fā)明。因此，附圖和說明書只是說明性的，而不是限制性的。


說明書包含并構(gòu)成部分說明書的附圖用來說明本發(fā)明的某些方面，詳細(xì)說明書和權(quán)利要求書用來說明本發(fā)明的原理。其中附圖為圖1是具有除N電路的現(xiàn)有鎖相環(huán)電路的框圖，其中除N電路隨著時(shí)間準(zhǔn)移改變N的值。
圖2是一個(gè)定時(shí)圖，表示圖1公開的某些電路信號(hào)的關(guān)系。
圖3是一個(gè)框圖，表示根據(jù)本發(fā)明之原理構(gòu)造的使用鎖相環(huán)的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路。
圖4表示萊克斯馬克激光打印機(jī)使用的分段頻譜時(shí)鐘的首選理想輪廓。
圖5表示分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的模擬三角形輪廓。
圖6表示分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的階梯三角形輪廓。
圖7表示分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的正弦波輪廓。
圖8表示分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的指數(shù)輪廓。
圖9表示首選分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器生成的頻譜，表示前三個(gè)時(shí)鐘諧波。
圖10表示首選分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器生成的頻譜，在擴(kuò)展x軸上表示基頻(即，第一諧波)。
圖11表示首選分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器生成的頻譜，在擴(kuò)展x軸上表示第二諧波。
圖12表示首選分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器生成的頻譜，在擴(kuò)展x軸上表示第三諧波。
圖13表示首選分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器生成的頻譜，表示第三諧波的放大圖。
圖14表示與CISPR標(biāo)準(zhǔn)CISPR16-1提供的全部精選通頻帶相比時(shí)的典型接收機(jī)通頻帶。
圖15是一個(gè)頻譜圖，表示接收機(jī)對(duì)諧波取樣時(shí)的接收機(jī)帶寬形狀。
圖16是一個(gè)頻譜圖，表示接收機(jī)同時(shí)對(duì)兩個(gè)諧波取樣時(shí)的接收機(jī)帶寬形狀。
圖17是一個(gè)頻譜圖，表示接收機(jī)同時(shí)對(duì)兩個(gè)諧波取樣時(shí)的接收機(jī)帶寬形狀，其中諧波具有間隔和重疊區(qū)域。
圖18是一個(gè)頻譜圖，表示接收機(jī)同時(shí)對(duì)兩個(gè)諧波取樣時(shí)的接收機(jī)帶寬形狀，其中諧波分隔足夠大以至能夠觀察到比閾值更大的衰減。
圖19是一個(gè)頻譜圖，表示接收機(jī)同時(shí)對(duì)兩個(gè)諧波取樣時(shí)的接收機(jī)帶寬形狀，其中諧波分隔足夠大，以至能夠在預(yù)定偏移頻率位置觀察到比閾值更大的衰減。
圖20是一個(gè)頻譜圖，表示接收機(jī)同時(shí)對(duì)兩個(gè)諧波取樣時(shí)的接收機(jī)帶寬形狀，其中諧波分隔非常大，并且能夠在預(yù)定偏移頻率位置觀察到比閾值更大的衰減。
具體實(shí)施例方式
以下詳細(xì)參照本發(fā)明的最佳實(shí)施方式，利用附圖舉例說明最佳實(shí)施方式，其中在所有附圖中，相同參考號(hào)數(shù)表示相同部分。
提供一種分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，該發(fā)生器使用頻率合成電路生成頻率輸出，其中利用調(diào)制輪廓改變頻率輸出。利用諸如RAM之類的存儲(chǔ)設(shè)備中存儲(chǔ)的數(shù)據(jù)表，控制調(diào)制輪廓，并按照適當(dāng)時(shí)間間隔將上述數(shù)據(jù)表輸入到反饋計(jì)數(shù)器中，以創(chuàng)建時(shí)鐘頻率，該時(shí)鐘頻率根據(jù)命令，主要由于放入到頻率合成電路之反饋計(jì)數(shù)器中的新值，改變其頻率值。(也可以使用前饋或引用計(jì)數(shù)器來改變頻率。也可以同時(shí)使用反饋和前饋計(jì)數(shù)器的組合。通常，首選反饋計(jì)數(shù)器，因?yàn)樗軌蛱峁└逦恼{(diào)制輪廓。因此可以理解，可以利用前饋和/或反饋計(jì)數(shù)器代替引用的反饋計(jì)數(shù)器調(diào)制。)在最佳實(shí)施方式中，頻率合成電路為鎖相環(huán)(PLL)，通常利用晶體振蕩器提供的穩(wěn)頻時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)鎖相環(huán)。
最佳分段頻譜輪廓在頻域中具有明顯不同的峰谷，并且其調(diào)制輪廓的頻率時(shí)間外觀具有“尖峰”(見圖4)，盡管可以使用其他輪廓形狀。通過引入用于反饋計(jì)數(shù)器的不同值，創(chuàng)建并控制上述輪廓，其中反饋計(jì)數(shù)器強(qiáng)迫壓控振蕩器(VCO)發(fā)射新頻率或相位，通過強(qiáng)迫相頻檢波器(PFD)電路向充電泵輸出上升或下降脈沖，實(shí)現(xiàn)上述處理。在最佳輪廓中，有許多時(shí)間間隔，使VCO連續(xù)發(fā)射新頻率，并且輪廓最好連續(xù)重復(fù)相同間隔。輪廓的重復(fù)頻率為調(diào)制頻率。該頻率為圖10所示頻譜中峰值之間的間隔。當(dāng)調(diào)制頻率增加時(shí)，頻譜中峰值之間的間隔減少?？梢愿鶕?jù)表示方形調(diào)頻時(shí)鐘信號(hào)的傅立葉級(jí)數(shù)導(dǎo)出上述關(guān)系。盡管可以“調(diào)制”分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路的調(diào)制頻率，但是對(duì)許多商業(yè)應(yīng)用而言，調(diào)制頻率最好非常穩(wěn)定。
為了使硬件電路設(shè)計(jì)廣泛用于各種應(yīng)用，需要在反饋計(jì)數(shù)器的兩端使用大量前除法器和后除法器，另外，通過使用提供除數(shù)的寄存器，可以對(duì)除法電路本身進(jìn)行編程，其中在微處理器的控制下或者在邏輯狀態(tài)機(jī)的控制下，為寄存器裝載不同數(shù)值。用于實(shí)現(xiàn)分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的最佳電路包括使設(shè)計(jì)者順利設(shè)計(jì)電路的其他寄存器，包括“基址寄存器”和“起始寄存器”，基址寄存器使得存儲(chǔ)數(shù)據(jù)表的存儲(chǔ)設(shè)備的尺寸最小，起始寄存器使得系統(tǒng)能夠在初始化時(shí)使用RAM，而不是非易失存儲(chǔ)器。此外，最佳電路包括“復(fù)位同步”輸入和“同步輸出”輸出信號(hào)，從而分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器能夠與下行或上行電路同步。
優(yōu)選的是使用微處理器類型的電路和計(jì)算機(jī)程序，控制加載到分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路址各種寄存器和計(jì)數(shù)器中的數(shù)值。作為選擇，也可以使用不帶微處理器或其他順序可編程儀器的硬件邏輯，其前提是該硬件邏輯能夠?qū)⑿Ｕ淀樞蚍湃氲椒答佊?jì)數(shù)器中?？梢允褂眠壿嫚顟B(tài)機(jī)來實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的非微處理器實(shí)施方式。在以上兩種情況中，通常使用大量邏輯門和其他類型的數(shù)字電路，并且最好在諸如ASIC(專用集成電路)之類的單一集成電路內(nèi)提供上述數(shù)字電路。ASIC是一種提供大量邏輯門的經(jīng)濟(jì)方式，ASIC甚至包括帶有隨機(jī)存取存儲(chǔ)器(RAM)的微處理器。
在使用處理電路(如內(nèi)置在ASIC內(nèi)的微處理器)的實(shí)施方式中，使用處理電路的時(shí)序邏輯為隨機(jī)存取存儲(chǔ)器(RAM)或只讀存儲(chǔ)器(ROM)中存儲(chǔ)的數(shù)據(jù)表做索引，將數(shù)據(jù)表的內(nèi)容順序引導(dǎo)到加法電路(以提供“基數(shù)”偏移)，然后將其內(nèi)容加載到反饋計(jì)數(shù)器中。這樣，處理電路完全以實(shí)時(shí)方式控制以上數(shù)值，從而完全控制提供給PFD輸入的反饋信號(hào)。進(jìn)而控制提供給充電泵的上升和下降信號(hào)，由此控制提供給VCO的輸出電流的數(shù)值。
如果使用非處理電路解決方案實(shí)現(xiàn)本發(fā)明，則最好使用邏輯狀態(tài)機(jī)來控制反饋計(jì)數(shù)器的值。狀態(tài)機(jī)必須能夠正確加載分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路內(nèi)的各種寄存器，并且必須能夠控制將數(shù)值加載到RAM(或其他類型的易失存儲(chǔ)設(shè)備，如寄存器組)內(nèi)存儲(chǔ)的查找表中。
利用調(diào)制輪廓改變最佳電路(即，最佳實(shí)施方式中的鎖相環(huán))的頻率合成器的輸出頻率，其中下文公開幾種不同輪廓?！袄硐肴R克斯馬克輪廓”為最佳實(shí)施方式，下文詳細(xì)公開該輪廓。為了生成分段頻譜頻率響應(yīng)，調(diào)制輪廓的工作調(diào)制頻率應(yīng)該比大部分常規(guī)擴(kuò)頻時(shí)鐘發(fā)生器電路的調(diào)制頻率更高。
分段時(shí)鐘輸出信號(hào)必須具有許多段，其中在整個(gè)頻譜上，每段的峰值振幅的兩端急劇衰減。為了滿足新推薦的規(guī)則(即，CISPR-22推薦規(guī)則)，每段必須在各峰值兩端(或偏移)±150kHz的鄰近頻率至少衰減10dB。
調(diào)制輪廓的工作調(diào)制頻率具有一個(gè)下限，其理論值為150kHz。然而，由于接收機(jī)不理想的事實(shí)，上述下限必須考慮EMI發(fā)射測(cè)試使用的接收機(jī)類型。考慮到上述事實(shí)，下限通常至少為160kHz(用于最好的接收機(jī))，并且可以更大。下文提供根據(jù)經(jīng)驗(yàn)導(dǎo)出的公式，該公式用于確定下限，下限基于預(yù)定閾值，當(dāng)?shù)竭_(dá)預(yù)定閾值時(shí)，頻率響應(yīng)從每段的峰值開始衰減。
除下限外，本發(fā)明還定義了調(diào)制輪廓的工作調(diào)制頻率的上限。以下利用公式提供上限，上限為時(shí)鐘頻率、頻率偏差以及需要衰減的時(shí)鐘諧波的函數(shù)。另外，一個(gè)確定上限的因素是調(diào)制輪廓的形狀。可以使用各種調(diào)制輪廓，包括理想萊克斯馬克輪廓。
現(xiàn)在參照附圖，圖1表示現(xiàn)有技術(shù)中的常規(guī)鎖相環(huán)(PLL)，利用參考號(hào)數(shù)10描述PLL。將位于20的基準(zhǔn)信號(hào)引導(dǎo)到相頻檢波器(PFD)22的輸入，PFD22還具有位于40的第二“反饋”輸入。PFD22分別輸出位于參考號(hào)數(shù)24和26的稱為上升和下降的兩個(gè)信號(hào)，將上述信號(hào)連接到充電泵(CP)28的輸入。
充電泵電流為位于30的輸出，將該輸出引導(dǎo)到環(huán)路濾波器32，后者決定需要向壓控振蕩器(VCO)34發(fā)送的信號(hào)。VCO34的輸出為一個(gè)頻率信號(hào)，該信號(hào)與位于30的充電泵的輸出電壓成比例。將VCO34的輸出引導(dǎo)到除N電路38，后者通常為除N計(jì)數(shù)器，并且在收到N個(gè)累計(jì)輸入脈沖后，輸出一個(gè)脈沖。將N計(jì)數(shù)器38的輸出引導(dǎo)到PFD22的輸入，作為反饋信號(hào)40。
如果N計(jì)數(shù)器38的N值保持不變，則PLL電路10充當(dāng)標(biāo)準(zhǔn)PLL。然而，為了在本發(fā)明中使用，隨著時(shí)間的推移改變N計(jì)數(shù)器38的N值，因此在圖1中，位于38的方塊具有標(biāo)記N(t)，表示N的值隨時(shí)間改變。正如現(xiàn)有技術(shù)中熟知的那樣，可以利用某種類型的控制電路控制N的變化(例如在微處理器的控制下)，或者利用不帶中央處理器的硬件邏輯電路進(jìn)行控制。(如上所述，利用計(jì)數(shù)器和/或反饋計(jì)數(shù)器改變基準(zhǔn)頻率的組合，改變PLL輸出頻率。)圖2表示圖1所示PLL10中使用的某些信號(hào)的波形。在圖2中，將基準(zhǔn)信號(hào)(REF)20、反饋信號(hào)(FB)40、上升信號(hào)24和下降信號(hào)26描述為沿垂直(即，Y軸)對(duì)時(shí)間(沿水平或X軸)的電壓信號(hào)。圖2主要表示現(xiàn)有PLL電路10中的上升信號(hào)24和下降信號(hào)26的生成。
從沿X軸的時(shí)間標(biāo)記50開始，基準(zhǔn)信號(hào)20在60出現(xiàn)正躍遷，反饋信號(hào)40在70出現(xiàn)類似的正躍遷。實(shí)際上，由于60和70的兩個(gè)躍遷同時(shí)(即，在時(shí)間標(biāo)記50)發(fā)生，所以上升信號(hào)24或下降信號(hào)26中沒有邏輯躍遷。在沿X軸的時(shí)間標(biāo)記51，基準(zhǔn)信號(hào)20和反饋信號(hào)40出現(xiàn)負(fù)邏輯躍遷，返回到邏輯0。
在下一個(gè)時(shí)間標(biāo)記52，反饋信號(hào)40在72出現(xiàn)正躍遷，從邏輯0變?yōu)檫壿?，其發(fā)生時(shí)間在基準(zhǔn)信號(hào)20在63(即，時(shí)間標(biāo)記53)出現(xiàn)下一個(gè)邏輯1躍遷之前。在鎖相環(huán)本地，相頻檢波器(PFD)22斷定VCO運(yùn)行太快，因?yàn)槠溆行л敵雒}沖(變?yōu)榉答佇盘?hào)40)到達(dá)太早，在基準(zhǔn)信號(hào)在63出現(xiàn)正躍遷之間到達(dá)。因此，PFD22將生成下降脈沖(即，使VCO“減速”)，正如圖2所示的下降信號(hào)上位于92和93的邏輯躍遷。上升或下降信號(hào)的脈沖寬度表示反饋信號(hào)40與基準(zhǔn)信號(hào)63的正躍遷之間的時(shí)差。
在圖2的示例中，基準(zhǔn)和反饋信號(hào)在時(shí)間標(biāo)記54出現(xiàn)負(fù)躍遷，然后兩個(gè)信號(hào)幾乎同時(shí)在時(shí)間標(biāo)記55出現(xiàn)正邏輯躍遷。因此，在時(shí)間標(biāo)記55沒有上升或下降信號(hào)躍遷。在時(shí)間標(biāo)記56，基準(zhǔn)和反饋信號(hào)再次出現(xiàn)負(fù)邏輯躍遷。
在圖2的示例中，基準(zhǔn)信號(hào)20在67出現(xiàn)正邏輯躍遷，然而，反饋信號(hào)40稍后(即，在78)出現(xiàn)下一個(gè)正邏輯躍遷。由于基準(zhǔn)信號(hào)邏輯躍遷67出現(xiàn)在時(shí)間標(biāo)記57，比位于58的下一個(gè)時(shí)間標(biāo)記要早(反饋信號(hào)在78出現(xiàn)邏輯躍遷)，所以PFD22在時(shí)間標(biāo)記57生成一個(gè)上升脈沖。在圖2中，上升信號(hào)24在87躍遷為邏輯1，并保持高邏輯電平，直至在88負(fù)躍遷到邏輯0?；鶞?zhǔn)信號(hào)和反饋信號(hào)幾乎同時(shí)在時(shí)間標(biāo)記59出現(xiàn)負(fù)邏輯躍遷。
實(shí)際上，PLL10在環(huán)路濾波器32中過濾上升和下降信號(hào)，導(dǎo)致VCO34的輸出頻率連續(xù)改變，但是調(diào)制頻率的頻譜振幅變化如下所述。
現(xiàn)在參照?qǐng)D3，該圖表示分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路100，該電路基于圖1描述的PLL電路。本發(fā)明可以使用任意類型的頻率合成電路，特別是利用數(shù)字電路進(jìn)行工作的電路。例如，可以使用數(shù)字鎖定環(huán)路或延遲鎖定環(huán)路，或者使用上面敘述的調(diào)制技術(shù)，代替鎖相環(huán)。在圖3中，PLL電路主要由PFD122、充電泵128、環(huán)路濾波器132、VCO134和反饋(FB)計(jì)數(shù)器138構(gòu)成。在所示實(shí)施方式中，反饋計(jì)數(shù)器能夠在改變其輸出狀態(tài)前數(shù)到16，因此，可以作為除N電路，其中N的范圍為1-16。
PFD具有位于124的UP(上升)輸出，和位于126的DOWN(下降)輸出。充電泵128的輸出通過環(huán)路濾波器132或與環(huán)路濾波器132并聯(lián)，成為VCO134的輸入。最好將VCO134的輸出引導(dǎo)到位于136的前除法器電路136和位于142的后除法器電路。除法器136和142的其他用途在于，對(duì)提交給分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路100中其他電路部分的頻率進(jìn)行縮放處理。前除法器136能夠用整數(shù)除頻率，并且最好能夠利用外部設(shè)備加載其除數(shù)(如，當(dāng)前除法器136為除N計(jì)數(shù)器時(shí)，加載N的值)。在圖3中，位于140的前除法器寄存器為將N值加載到前除法器136中的設(shè)備。同樣，位于144的寄存器#4將除數(shù)M加載到后除法器電路142中。
在110提供了一個(gè)非常準(zhǔn)確的外部晶體或振蕩器電路，該電路生成穩(wěn)頻輸出，其中可利用位于112的內(nèi)部振蕩器修改該輸出。作為選擇，位于110的“外部晶體”表示從制造商那里購買的單晶時(shí)鐘設(shè)備，位于112的“內(nèi)部振蕩器”表示位于110的晶體本身的支撐電路。位于112的“內(nèi)部振蕩器”的最佳輸出為48MHz，將該輸出提供給位于120的計(jì)數(shù)器電路，并作為位于116的穩(wěn)頻基準(zhǔn)輸出。
如果位于112的“內(nèi)部振蕩器”是以獨(dú)立頻率合成電路(如，另一個(gè)鎖相環(huán))的方式提供的，則位于110的外部晶體具有非常寬的頻率范圍，如3.5MHz至100MHz(或更寬，如果需要的話)，此時(shí)，位于112的“內(nèi)部振蕩器”可以將晶體頻率修改為特定應(yīng)用所需的任意固定基準(zhǔn)頻率。
將位于116的基準(zhǔn)頻率提供給圖3中的復(fù)用器150，并且提供電路100的時(shí)鐘輸出作為位于154的復(fù)用器的輸出，該輸出可以為位于116的基準(zhǔn)頻率，或者為位于142的后除法器電路的輸出，取決于作為輸入152提供給復(fù)用器150的邏輯信號(hào)的狀態(tài)。在圖3中，將邏輯控制信號(hào)152標(biāo)記為“SSCG旁路”，因?yàn)槭褂眠壿嬓盘?hào)152可以“繞過”分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路，而不是選擇在116提供的穩(wěn)頻基準(zhǔn)輸出。
計(jì)數(shù)器120能夠用整數(shù)除該頻率，并且在圖3所示的實(shí)施方式中，計(jì)數(shù)器120具有的除數(shù)范圍為1到32?？梢詮奈挥?14的寄存器中加載計(jì)數(shù)器120中的除數(shù)P的值，其中在圖3中，該寄存器稱為前除法器寄存器。這樣，計(jì)數(shù)器120中的P值是可編程的。
如上所述，引導(dǎo)到計(jì)數(shù)器120的時(shí)鐘信號(hào)的頻率最好為48MHz，利用位于110的外部晶體本身和位于112的支撐電路組成的晶體時(shí)鐘振蕩器實(shí)現(xiàn)以上頻率。最好將位于114的前除法器寄存器設(shè)置為2，從而控制計(jì)數(shù)器120以向PFD電路122提供24MHz基準(zhǔn)頻率的速度，改變狀態(tài)。PFD122向充電泵128提供上升和下降信號(hào)，充電泵128最好為采用電流作為源極的充電泵，以便向環(huán)路濾波器132和壓控振蕩器134提供25μA的電流?？梢岳斫?，上述工作頻率只是首選實(shí)例，并且本發(fā)明的電路和方法可以采用更高或更低頻率?？梢岳斫猓潆姳每梢詾殡娏髟椿螂妷涸?，并且可以為源電流或反向電流，取決于需要的電流方向。
圖3的主PLL由幾個(gè)主要部分組成，包括PFD124、充電泵128、環(huán)路濾波器132、VCO134、前除法器136和反饋計(jì)數(shù)器138。該P(yáng)LL為三階設(shè)備，并且最好具有以下特性(如上所述)充電泵的電流源為25μA；壓控振蕩器(VCO)134的增益為143MHz/伏，首選輸入頻率為266.4MHz；環(huán)路濾波器132包括串聯(lián)電阻器為10kOhm的36pF電容器，以及與36pF電容器和10kOhm電阻器并聯(lián)的850pF電容器；前除法器136最好具有除數(shù)1，其中利用前除法器寄存器140加載除數(shù)；并且反饋計(jì)數(shù)器138的范圍最好為1-16。(依靠需要的操作方式，熟練技術(shù)人員可以理解，可以使用元件值的多種不同組合獲得相同結(jié)果。)影響反饋計(jì)數(shù)器138的輔助元件包括隨機(jī)存取存儲(chǔ)器(RAM)電路180，基址寄存器184以及起始寄存器188。上述元件向反饋計(jì)數(shù)器138提供數(shù)值，反饋計(jì)數(shù)器138控制分段頻率輪廓，后者調(diào)制輸出頻率154。為存儲(chǔ)設(shè)備180加載地址計(jì)數(shù)器170中的值，也可以通過地址總線182直接從微處理器加載地址值。此外，D觸發(fā)器162鎖存的控制信號(hào)使得分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路開始運(yùn)行，并繼續(xù)運(yùn)行。
地址計(jì)數(shù)器170最好數(shù)到256地址值，并通過輸出總線178向RAM設(shè)備180提供上述值。上述操作是在反饋計(jì)數(shù)器138輸出的計(jì)數(shù)值的控制下進(jìn)行的。并且受位于172的寄存器#3輸入的數(shù)值的控制。加載到寄存器#3中的數(shù)值代表RAM設(shè)備180中的查找表需要使用的地址數(shù)。在本發(fā)明的最佳方式中，該數(shù)值等于114(十進(jìn)制)。因此，地址計(jì)數(shù)器170順序計(jì)算(重復(fù))RAM設(shè)備180內(nèi)的查找表使用的地址數(shù)，并由位于172的寄存器#3設(shè)置該數(shù)值。每當(dāng)反饋計(jì)數(shù)器138的輸出發(fā)射脈沖時(shí)，位于170的地址計(jì)數(shù)器就將另一個(gè)增加值計(jì)算在內(nèi)，然后在位于178的輸出總線上，向RAM表輸出一個(gè)新的數(shù)值?？偩€178上的數(shù)值代表指向RAM設(shè)備180內(nèi)的特定存儲(chǔ)單元的地址指針。
影響地址計(jì)數(shù)器170的另一個(gè)信號(hào)是位于174的“復(fù)位同步”信號(hào)。當(dāng)位于174的復(fù)位同步信號(hào)起作用時(shí)，該信號(hào)使得地址計(jì)數(shù)器的輸出復(fù)位為初始值。通常，將初始值設(shè)置為計(jì)數(shù)值0，然而，圖3所示的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)允許范圍0-255內(nèi)的任意數(shù)值。復(fù)位同步信號(hào)允許上行時(shí)鐘電路控制圖3的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路100的起始值和定時(shí)。當(dāng)多個(gè)分段時(shí)鐘發(fā)生器電路需要彼此同步時(shí)，或者同時(shí)使用多個(gè)分段時(shí)鐘發(fā)生器與諸如擴(kuò)頻時(shí)鐘發(fā)生器之類的不同類型的時(shí)鐘發(fā)生器電路時(shí)，上述處理非常有用。此外，圖3所示的分段頻譜時(shí)鐘電路100還包括位于176的“同步輸出”信號(hào)，該信號(hào)用于與下行時(shí)鐘發(fā)生器電路同步，下行時(shí)鐘發(fā)生器電路包括擴(kuò)頻時(shí)鐘發(fā)生器或其他分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，或各種其他類型的數(shù)字時(shí)鐘設(shè)備。
當(dāng)初始化分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路100時(shí)，系統(tǒng)微處理器向RAM設(shè)備180提供初始加載值0。當(dāng)加電復(fù)位序列出現(xiàn)時(shí)，微處理器為RAM180加載與所需的特定頻率和偏差輸出有關(guān)的預(yù)定數(shù)組。在圖3所示的實(shí)施方式中，RAM設(shè)備180包括一個(gè)256行×4列的RAM電路，提供4比特精度，并具有256個(gè)數(shù)值作為最大值。如上所述，在所示實(shí)施方式中，地址計(jì)數(shù)器170僅僅使用114個(gè)存儲(chǔ)單元。
可以理解，圖3所示時(shí)鐘發(fā)生器電路100中的存儲(chǔ)設(shè)備180，可以使用除RAM之外的其他類型的存儲(chǔ)設(shè)備。對(duì)電路100的特定應(yīng)用而言，如果明確知道存儲(chǔ)設(shè)備180中存儲(chǔ)的數(shù)據(jù)表的數(shù)值不會(huì)改變，則可以使用ROM(只讀存儲(chǔ)器)。此外，在圖3所示的設(shè)計(jì)中，可以使用許多寄存器，盡管總線182和總線178需要分別對(duì)上述寄存器進(jìn)行尋址。對(duì)于諸如RAM之類的易失存儲(chǔ)設(shè)備而言，當(dāng)初始化電路100(如位于188的起始寄存器)的電源時(shí)，可使用其他電路元件克服某些缺陷。以下詳細(xì)論述。
如果需要在RAM存儲(chǔ)設(shè)備180之查找表中存儲(chǔ)的數(shù)值較大，而彼此不同的數(shù)量較小，則可以在存儲(chǔ)的數(shù)值中添加一個(gè)基數(shù)，以使RAM存儲(chǔ)設(shè)備180的存儲(chǔ)容量較小。這正是使用4比特精度的理由。通過使用基址寄存器184實(shí)現(xiàn)上述處理，基址寄存器184向加法電路186提供數(shù)值。同時(shí)向加法電路186提供RAM存儲(chǔ)設(shè)備180的輸出，加法電路186的輸出為RAM提供的數(shù)值和基址寄存器提供的數(shù)值的總和。
可以理解，如果無需基數(shù)也能將RAM存儲(chǔ)設(shè)備180的容量保持在合理約束內(nèi)，則不需要加法電路186。當(dāng)然，可以使用更大的存儲(chǔ)器片以消除基址寄存器184，但是，無論是作為包含圖3所示全部電路或大部分電路的獨(dú)立設(shè)備還是作為部分ASIC，通常需要更多金錢。
如果存儲(chǔ)設(shè)備180內(nèi)的地址查找表包括易失RAM，則該電路以空值或其他未知值或不可靠值開始。因此，最好包括起始寄存器188，以便在初始化時(shí)向反饋計(jì)數(shù)器138提供實(shí)際數(shù)值。從而反饋計(jì)數(shù)器138能夠在加電復(fù)位時(shí)提供合理的控制特性。起始寄存器138向復(fù)用器164提供數(shù)值。在初始化時(shí)，復(fù)用器164輸出起始寄存器188提供的數(shù)值。稍后，復(fù)用器輸出加法電路186提供的數(shù)值，其中將加法電路186提供的數(shù)值輸入到復(fù)用器164中。當(dāng)出現(xiàn)以上情況時(shí)，存儲(chǔ)設(shè)備180內(nèi)的RAM查找表中的數(shù)值將直接控制反饋計(jì)數(shù)器138。
可以提供(以寄存器的形式或以外部信號(hào)輸入的形式)位于160的“SSCG ON”寄存器，用于選擇固定或調(diào)制加法數(shù)量。當(dāng)有效時(shí)，向D觸發(fā)器162提供邏輯信號(hào)，D觸發(fā)器162具有一個(gè)輸出，該輸出選擇復(fù)用器164需要的輸入。在初始化時(shí)，控制復(fù)用器164關(guān)注起始寄存器中的數(shù)值，而不是加法電路186輸出的數(shù)值。當(dāng)?shù)刂酚?jì)數(shù)器170變?yōu)?時(shí)，利用時(shí)鐘發(fā)生器電路100的上述部分，啟動(dòng)一個(gè)分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器周期，其中利用位于176的同步輸出信號(hào)上的輸出脈沖表示地址計(jì)數(shù)器170變?yōu)?。同步輸出信號(hào)176還作為D觸發(fā)器162的時(shí)鐘輸入。
根據(jù)上述推理，如果存儲(chǔ)設(shè)備180內(nèi)的地址查找表包括ROM或其他非易失類型的存儲(chǔ)器，則總是存在正確的“真實(shí)”數(shù)值，并且不需要起始寄存器188。此外，在上述情況中，也不需要復(fù)用器164。當(dāng)然，在分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路100中，可以使用加法電路和復(fù)用電路的各種組合，而并不背離本發(fā)明的原理。
在最佳實(shí)施方式中，當(dāng)PLL不在RAM存儲(chǔ)設(shè)備180內(nèi)的查找表數(shù)值內(nèi)循環(huán)時(shí)，起始寄存器188設(shè)置PLL的工作頻率。其最佳值為11(十進(jìn)制)。
基址寄存器184提供與RAM存儲(chǔ)設(shè)備180內(nèi)的查找表數(shù)值關(guān)聯(lián)的預(yù)定數(shù)值。根據(jù)需要的頻率輸出偏差和基礎(chǔ)頻率值改變以上數(shù)值。在本發(fā)明的最佳方式中，查找表包括具有4比特元素的RAM，能夠存儲(chǔ)的數(shù)值范圍為0-15(十進(jìn)制)。
后除法器電路142的值受位于144的寄存器#4的控制。為寄存器#4加載與所需輸出頻率關(guān)聯(lián)的數(shù)值，并且最好設(shè)置為4。在圖3所示的實(shí)施方式中，后除法器電路142提供的輸出頻率為66.6MHz。
對(duì)于特定電子應(yīng)用而言，如果知道寄存器的數(shù)值決不改變，則可以采用硬邏輯替換圖3所示的寄存器。然而，為了使分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路100盡可能通用，首先選擇寄存器而不是硬邏輯，另外，微處理器或其他類型的狀態(tài)機(jī)邏輯或時(shí)序邏輯能夠直接尋址。那樣，可以為每個(gè)寄存器配備用于特定應(yīng)用的適當(dāng)數(shù)值，通過使用寄存器中的適當(dāng)數(shù)值，相同的硬件設(shè)計(jì)可用于多種時(shí)鐘發(fā)生器應(yīng)用。在某些情況中，可能需要位于時(shí)鐘輸出信號(hào)154的輸出時(shí)鐘頻率在不同頻域中運(yùn)行，并利用寄存器改變除法電路或各種計(jì)數(shù)器，如果合適的話。如果存儲(chǔ)設(shè)備是易變存儲(chǔ)設(shè)備，如RAM存儲(chǔ)器或寄存器組，則在存儲(chǔ)設(shè)備180的查找表中加載不同數(shù)值時(shí)，也可以使用上述處理。
圖4表示用于本發(fā)明之最佳分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的理想“萊克斯馬克”調(diào)制輪廓。利用參考號(hào)數(shù)200標(biāo)識(shí)的曲線表示該輪廓，該曲線從左邊的最小值202開始，增加到峰值206，然后減少到右邊的最小值210。正如從圖4中看到的那樣，工作頻率的變化(即，沿y軸顯示的“偏離因數(shù)”)并不是最小值點(diǎn)202或210與最大值點(diǎn)206之間的直線。相反，首選輪廓與美國(guó)專利5,872,807(Booth807專利)中公開的擴(kuò)頻輪廓非常相似，其中美國(guó)專利5,872,807公開了用于生成其頻率響應(yīng)具有某些數(shù)學(xué)特性的擴(kuò)頻的時(shí)鐘電路。
Booth807專利的題目為“擴(kuò)頻時(shí)鐘發(fā)生器以及有關(guān)方法”，轉(zhuǎn)讓給萊克斯馬克國(guó)際公司，這里全文引用作為參考。該專利從數(shù)學(xué)上描述了用于定義構(gòu)成調(diào)制輪廓的周期波形的某些參數(shù)，并且與本發(fā)明中圖4所示的首選“理想萊克斯馬克輪廓”非常相似，盡管本發(fā)明中的比例因數(shù)p被設(shè)置為0.75，而在Booth807專利中，將該因數(shù)設(shè)置為0.55。
Booth807專利描述了一種生成擴(kuò)頻時(shí)鐘輸出信號(hào)的時(shí)鐘電路，該信號(hào)具有基頻，并且在基頻的諧波中具有縮減振幅的EMI頻譜分量。擴(kuò)頻時(shí)鐘發(fā)生器包括一個(gè)時(shí)鐘脈沖發(fā)生器，用于生成一系列時(shí)鐘脈沖；以及一個(gè)擴(kuò)頻調(diào)制器，用于調(diào)制時(shí)鐘脈沖發(fā)生器的頻率，以使EMI頻譜分量的振幅更寬、更平，否則其振幅將是標(biāo)準(zhǔn)時(shí)鐘脈沖發(fā)生器生成的振幅。通過使用與輪廓周期相對(duì)的頻率偏差值的特定輪廓，對(duì)擴(kuò)頻時(shí)鐘輸出信號(hào)的頻率進(jìn)行調(diào)制。首選調(diào)制輪廓利用特定波形對(duì)時(shí)鐘脈沖的相位進(jìn)行調(diào)制，其中特定波形的相位偏差輪廓的百分比，為預(yù)定上限和下限定義的包絡(luò)內(nèi)的特定波形的周期百分比(％周期)的函數(shù)，利用以下數(shù)量定義第二象限的上限Φ3＝100％((％周期/25)2-1)；利用以下數(shù)量定義下限Φ4＝100％((％周期/25)4-1)。
對(duì)于-25％至0％周期之間的第一象限，下限等于Φ4(-％周期)，上限等于Φ3(-％周期)。對(duì)于25％至50％周期之間的第三象限，下限等于-Φ3(50-％周期)，上限等于-Φ4(50-％周期)。對(duì)于第四象限，下限等于-Φ3(％周期-50)，上限等于-Φ4(％周期-50)。
在圖4中，利用沿y軸的0值表示標(biāo)稱頻率，并且在該輪廓的左部，斜率為正，該輪廓與直線的交點(diǎn)為204；在該輪廓的右部，斜率為負(fù)，該輪廓與標(biāo)稱頻率的交點(diǎn)為208。與Booth807專利相比，在圖4所示的“理想萊克斯馬克輪廓”中，減少了反彎曲量，事實(shí)上，根據(jù)曲線對(duì)稱，左部212與右部214相同。
圖5表示對(duì)本發(fā)明有用的調(diào)制輪廓，其中當(dāng)查看頻率時(shí)間圖時(shí)，該輪廓為三角形。將三角形輪廓曲線表示為220，具有第一最小值222，最大值226和第二最小值230。該輪廓與標(biāo)稱頻率(即，基頻)的交點(diǎn)為224和228。另外，三角形輪廓220的左部232與右部234對(duì)稱。
圖6表示對(duì)本發(fā)明有用的階梯三角形調(diào)制輪廓。在圖6中，利用參考號(hào)數(shù)240表示該輪廓曲線，該輪廓具有起點(diǎn)(第一最小值)242，最大值246和終點(diǎn)(第二最小值)250。輪廓曲線240與基頻的交點(diǎn)為244和248。曲線240的左部252與右部254對(duì)稱，盡管并不要求與本發(fā)明一起使用的所有輪廓均是對(duì)稱的。同時(shí)，請(qǐng)不要把圖6所示的階梯數(shù)理解為對(duì)所使用的階梯數(shù)的限制。其他實(shí)施方式可以使用兩個(gè)階梯。
圖7表示正弦波調(diào)制輪廓，該輪廓具有第一最小值262，最大值266和第二最小值270。利用參考號(hào)數(shù)260標(biāo)識(shí)該輪廓曲線本身，該曲線與基頻的交點(diǎn)為264和268。同時(shí)，左部272與右部274對(duì)稱。
本發(fā)明可以使用圖8所示的指數(shù)調(diào)制輪廓，其中“魚翅”曲線280具有第一最小值282，最大值286和第二最小值290。輪廓曲線280與基頻的交點(diǎn)為284和288，其左部292與右部294對(duì)稱，關(guān)于y軸和曲線280的斜率變化，在相對(duì)象限內(nèi)對(duì)稱。
圖9表示用于基頻的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器輸出的頻譜曲線300，以及其前兩個(gè)諧波?；l約為20MHz，其最大振幅在參考號(hào)數(shù)302標(biāo)識(shí)的頻帶內(nèi)。正如從曲線300中看到的那樣，圖9中的頻譜圖以較高頻率延伸，直至到達(dá)第二諧波，其最大振幅在參考號(hào)數(shù)304標(biāo)識(shí)的頻帶內(nèi)。頻譜響應(yīng)曲線300繼續(xù)延伸，直至到達(dá)第三諧波最大值，該最大值在參考號(hào)數(shù)306標(biāo)識(shí)的頻帶內(nèi)。當(dāng)然，頻譜響應(yīng)曲線300繼續(xù)以較高頻率延伸，遠(yuǎn)離圖9所示的曲線，但是其振幅通常小于圖9所示的前三個(gè)頻帶。
圖10表示位于基頻(即，第一諧波)區(qū)域的頻譜部分的頻率響應(yīng)曲線300。再次圖解說明頻率響應(yīng)曲線300，然而x軸已經(jīng)展開，以顯示更多細(xì)節(jié)。將位于基頻的全部最大振幅表示為參考號(hào)數(shù)302標(biāo)識(shí)的頻帶。
正如圖10中看到的那樣，將頻率響應(yīng)曲線300劃分(分割)為邊帶內(nèi)的許多獨(dú)立諧波(以下稱為獨(dú)立“分段”)，其中邊帶的一般外貌為通過頻譜的失真正弦波的組合。例如，將位于314的分段表示為18MHz，其帶寬約為240kHz?？梢钥吹剑l譜主要由第一諧波頻率附近的大量分割段組成。參考號(hào)數(shù)310和312標(biāo)識(shí)的其他段與中心頻率非常接近，利用316標(biāo)識(shí)的不同段比基頻的頻率更高。
使用圖3所示的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路100的主要點(diǎn)在于調(diào)制時(shí)鐘頻率，以生成圖10所示的分段頻譜。如果調(diào)制頻率為240kHz，則圖10所示的每一段的帶寬實(shí)質(zhì)為240kHz。以上用法中的術(shù)語“帶寬”指從某一段一端的低谷直到定義該段另一端的不同低谷的更高頻率。正如從圖10中看到的那樣，以上低谷無需具有相同振幅，例如位于314和316的頻譜段。因此，沿頻譜斜率方向的特定衰減點(diǎn)不能定義各段的“帶寬”，在以上用法中，帶寬指該振幅在曲線300的頻譜內(nèi)的下一頻譜段中再次上升前的負(fù)“峰值”(或峰谷)。
正如從圖10中看到的那樣，310和312所示的頻譜段在該段的兩端具有幾乎相同的最小峰谷，然而，其最大值具有不同振幅。段310的最大值約為82dBμV，在圖10中用水平線318表示。這表示分段頻率時(shí)鐘信號(hào)的全部頻率響應(yīng)的最大值，當(dāng)然，當(dāng)在適當(dāng)標(biāo)準(zhǔn)下測(cè)試(無論是FCC標(biāo)準(zhǔn)還是CISPR標(biāo)準(zhǔn))時(shí)，必須小于最大允許發(fā)射。在圖10中，可以看到，另外兩段具有幾乎相同的峰值，即接近沿水平線318的上限。段312并不具備上述最大振幅，但與段312兩端的兩個(gè)頻譜段(包括段310左邊的頻譜段)具有相同帶寬。
為了滿足推薦的CISPR-22規(guī)則，必須在分段頻譜時(shí)鐘頻率響應(yīng)的每個(gè)峰值的兩端出現(xiàn)至少10dB的衰減。10dB衰減的出現(xiàn)位置距峰值中心頻率+150kHz和-150kHz。以下將詳細(xì)討論，并且在圖13中提供更詳細(xì)的圖解示例。
圖11表示第二諧波周圍的頻率響應(yīng)，對(duì)于分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的頻率響應(yīng)曲線300而言，其總帶寬在304周圍的區(qū)域內(nèi)。在圖11中，可以清楚看到構(gòu)成各頻率響應(yīng)段的邊帶內(nèi)的各個(gè)諧波，并且其帶寬約為240kHz，各段的帶寬與圖10描述的第一諧波中的帶寬相同。利用參考號(hào)數(shù)320、322和324標(biāo)識(shí)靠近第二諧波中心的頻譜段。正如在圖11中看到的那樣，在以上三段中，段320具有最大振幅，其振幅峰值約為53dBμV。段322具有非常低的峰值振幅，而段324的振幅接近53dBμV。
第二諧波頻率響應(yīng)的兩邊是其他頻譜段，例如，段326的頻率小于第二諧波的中心頻率，段328的頻率大于第二諧波的中心頻率。正如上面討論的那樣，段326和328的“峰谷”的最小振幅并不相等，但這些最小值仍然定義各段的帶寬的開始和結(jié)尾。正如上面討論的那樣，分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的頻率響應(yīng)必須在各段的每個(gè)峰值的兩端體現(xiàn)比較急速的衰減(至少10dB)。在距離各段的各個(gè)峰值±150kHz的偏移頻率位置測(cè)量10dB衰減。
圖12表示接近第三諧波頻率的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的頻率響應(yīng)曲線300，利用參考號(hào)數(shù)306標(biāo)識(shí)圖12所示的第三諧波的總帶寬。正如圖10和11所示的曲線那樣，頻率響應(yīng)曲線300由許多段構(gòu)成，利用參考號(hào)數(shù)330和332標(biāo)識(shí)靠近第三諧波中心的頻譜段。每段的帶寬約為240kHz，各段的帶寬定義如上所述。
正如參考號(hào)數(shù)334所示，在第三諧波內(nèi)，總帶寬為兩個(gè)峰值之間的較長(zhǎng)(按照帶寬)峰谷。其原因在于，第三諧波部分具有或多或少的注銷段，因此，在圖12中幾乎不能辨別最大值。此時(shí)，可以看到，在±150kHz偏移頻率內(nèi)，用334標(biāo)識(shí)的兩個(gè)峰值之間的急速衰減滿足10dB規(guī)則。然而，這是一個(gè)反常，并不代表分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器輸出的頻譜300的大量剩余頻譜。
正如在上圖中看到的那樣，參考號(hào)數(shù)336和338標(biāo)識(shí)的頻譜段遠(yuǎn)離第三諧波的中心，并且其峰谷的振幅也不相同。然而其衰減仍然比較急速，其帶寬為240kHz，與時(shí)鐘發(fā)生器信號(hào)的其他各段的帶寬相同。
第三諧波部分中最有可能不滿足推薦的CISPR-22規(guī)則的部分為第三諧波的“側(cè)翼”部分。正如在圖12中看到的那樣，“左”側(cè)翼由幾個(gè)頻譜段構(gòu)成，并利用參考號(hào)數(shù)340、342、344、346和348共同標(biāo)識(shí)以上頻譜段。正如在圖12中看到的那樣，各頻譜段具有比較急速的衰減，具有兩個(gè)峰谷，并具有較大的峰值振幅，其中兩個(gè)峰谷直接向具有較大峰值振幅的相鄰頻譜段斜沖，并且較大峰值振幅在第三諧波段的最大振幅的10dB內(nèi)。圖13詳細(xì)分析第三諧波的上述部分。
圖13為圖12所示第三諧波之左側(cè)翼部分沿x軸(頻域)的擴(kuò)展圖。對(duì)于分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器輸出的頻譜曲線300，標(biāo)識(shí)各頻譜段340、342、344、346和348。以上各段具有一個(gè)特定峰值和兩個(gè)特定峰谷最小值，并且通常峰谷最小值的振幅不相等。用參考號(hào)數(shù)350-355標(biāo)識(shí)峰值，用360-364標(biāo)識(shí)相應(yīng)峰谷。
用354標(biāo)識(shí)最大峰值(即，具有最大振幅的頻譜段)，其振幅約為69dBμV。在圖13中，位于其左部的頻譜段(即，段344)的峰值353的振幅與最大值非常接近，并且其左部(在圖13中)的頻譜段340和342具有較大峰值。峰值354的右部(在圖13中)為具有峰值355的頻譜段348。該峰值比69dBμV的峰值354少幾個(gè)dB，另外，頻譜段344的形狀非常不同，因?yàn)槠溆也糠骞?65比其左部峰谷364少幾個(gè)dB。
用參考號(hào)數(shù)356標(biāo)識(shí)圖13右部的下一個(gè)峰值，用366標(biāo)識(shí)其右部(即，更高頻率)的峰谷。峰值356比69dBμV的最大峰值354的振幅小10dB以上。
用參考號(hào)數(shù)370標(biāo)識(shí)圖13所示的最大峰值，參考號(hào)數(shù)370更接近第三諧波的中心(正如在圖12中看到的那樣)。用371標(biāo)識(shí)緊靠其左部(在圖13中)的峰谷。如上所述，為了滿足推薦的CISPR-22規(guī)則，各段的衰減必須非常急速。然而，如果某段的峰值振幅比正在分析的特定諧波的最大振幅小10dB，則其衰減(即，更低振幅峰值的衰減)不需要非常急速，因?yàn)榘l(fā)射測(cè)試不包括以上特殊峰值。特別地，關(guān)于峰值356，其峰值遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于峰值370的振幅，肯定比峰值370小10dB以上。因此，峰值356的±150kHz范圍內(nèi)的偏移頻率衰減并不適用于特定頻譜段。
在圖13中，利用垂直線(在圖13中)380、354和382限定的頻率偏移390和392標(biāo)識(shí)衰減測(cè)試。推薦標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定距離各段中心的頻率偏差(即，偏移頻率)為+150kHz和-150kHz。利用頻率展開(即，偏差)390標(biāo)識(shí)-150kHz，利用392標(biāo)識(shí)+150kHz的展開(即，偏差)。因此，頻率標(biāo)記380和382為臨界點(diǎn)，其頻率響應(yīng)必須至少比峰值354小10dB。否則，將不滿足推薦的CISPR-22規(guī)則，并認(rèn)為頻率輪廓為寬帶頻率輸出，需要服從更新、更嚴(yán)格的發(fā)射規(guī)則。
正如在圖13中看到的那樣，頻率響應(yīng)曲線300的振幅恰好比頻譜段346的峰值354小10dB。(請(qǐng)注意，該圖提供使用特定接收機(jī)(如Rhode和Schwartz模型ESI接收機(jī))進(jìn)行發(fā)射測(cè)試時(shí)，最壞情況下的設(shè)計(jì)方案示例。)因此，上述特定分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器頻率響應(yīng)能夠通過推薦的CISPR-22規(guī)則，如果是在歐洲進(jìn)行進(jìn)行檢測(cè)的話。
由于推薦的CISPR-22規(guī)則使用±150kHz的頻率偏移，所以首先使用150kHz的調(diào)制頻率，從而各頻譜段的峰值之間的峰谷與+150kHz或-150kHz的偏移頻率范圍匹配。然而，在確定最佳調(diào)制頻率前，必須考慮測(cè)試過程的某些方面。如果發(fā)射測(cè)試使用的接收機(jī)是完美的，則最佳調(diào)制頻率正好為150kHz。然而，并不存在十分完美的接收機(jī)，事實(shí)上，CISPR規(guī)則允許在發(fā)射測(cè)試中使用某些質(zhì)量不高的接收機(jī)，至少是不“完美”的接收機(jī)。
在CISPR標(biāo)準(zhǔn)CISPR16-1中，提供選擇上述接收機(jī)的通頻帶限制，并且對(duì)頻帶C和D，在初版CISPR16-1標(biāo)準(zhǔn)(1993)的第180頁上的圖2c中提供其曲線圖。圖14提供該曲線圖的示例，以下詳細(xì)說明。由于上述測(cè)試中使用的接收機(jī)并不完全相同，因此在測(cè)量發(fā)射頻譜時(shí)，測(cè)量EMI發(fā)射的不同類型的接收機(jī)將提供不同結(jié)果。從而對(duì)正在進(jìn)行EMI發(fā)射測(cè)試的電子設(shè)備的測(cè)試結(jié)果造成不利影響，盡管進(jìn)行測(cè)試的設(shè)備是精心設(shè)計(jì)的，并能通過特定類型的接收機(jī)模型的測(cè)試，但是也許不能不同類型的接收機(jī)模型的測(cè)試，即使兩種接收機(jī)都在可接受的通頻帶選擇限制內(nèi)。因此，對(duì)于特定測(cè)試裝置，必須謹(jǐn)慎選擇分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的調(diào)制頻率。
一般規(guī)則是，時(shí)鐘信號(hào)的調(diào)制頻率越低，越容易實(shí)現(xiàn)該時(shí)鐘，用于生成時(shí)鐘的時(shí)鐘電路越有用。擴(kuò)頻時(shí)鐘發(fā)生器電路傾向于具有30kHz的調(diào)制頻率。然而，本發(fā)明的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器要求更高的調(diào)制頻率，其范圍為150kHz，并且包括超過200kHz的更高的調(diào)制頻率。
調(diào)制頻率的下限為了更好地定義調(diào)制頻率的下限，必須考慮需要測(cè)量產(chǎn)品發(fā)射的接收機(jī)的特性。根據(jù)本發(fā)明，以上產(chǎn)品包括利用分段頻譜時(shí)鐘的產(chǎn)品，或利用擴(kuò)頻時(shí)鐘的產(chǎn)品。由于種種原因，設(shè)計(jì)能夠通過特定規(guī)格測(cè)試設(shè)備之測(cè)試的產(chǎn)品是合理的。
如上所述，第180頁上的CISPR16-1(圖2c)確定接收機(jī)特性。該曲線圖表示為了使接收機(jī)在產(chǎn)品規(guī)格內(nèi)其通頻帶必須滿足的約束(見圖14，曲線402和404)。距離接收機(jī)的中心調(diào)諧頻率越遠(yuǎn)，衰減越大。窄通頻帶允許更低的調(diào)制頻率。
根據(jù)幾種不同接收機(jī)的測(cè)量結(jié)果，在相似曲線圖上繪制兩個(gè)接收機(jī)的通頻帶特性，圖14表示其結(jié)果。如上所述，在圖14中，將CISPR16的下限繪制為曲線402，將CISPR16的上限繪制為曲線404，其中邊界402和404之間的區(qū)域400內(nèi)的接收機(jī)是可接受的。測(cè)量的所有接收機(jī)與兩個(gè)標(biāo)繪接收機(jī)匹配(曲線410和412)或落在它們之間。對(duì)于Rhode和Schwartz生產(chǎn)的測(cè)試接收機(jī)，模型ESVP具有較窄通頻帶，在圖14中，利用曲線410表示其特性曲線。Rhode和Schwartz模型ESI的通頻帶很寬，但仍然在產(chǎn)品規(guī)格內(nèi)。在圖14中，利用曲線412表示其特性曲線。
人們可以設(shè)計(jì)他/她的電子設(shè)備，以通過利用產(chǎn)品規(guī)格內(nèi)的任意接收機(jī)在測(cè)試基地進(jìn)行EMI發(fā)射測(cè)試。在測(cè)試基地(或測(cè)試設(shè)備)經(jīng)過認(rèn)證以后，將來可以使用特定接收機(jī)進(jìn)行認(rèn)證，因?yàn)椴粌H了解其測(cè)試特性，而且允許(即，保證)利用其測(cè)試特性測(cè)試電子設(shè)備。即使特定接收機(jī)損壞，也可以使用類似接收機(jī)代替，如相同廠商生產(chǎn)的相同型號(hào)。
電子設(shè)備設(shè)計(jì)人員可以選擇設(shè)計(jì)電子設(shè)備，以通過使用更寬通頻帶接收機(jī)在測(cè)試設(shè)備上進(jìn)行的發(fā)射測(cè)試(包括CISPR測(cè)試或FCC測(cè)試)。對(duì)本發(fā)明而言，假設(shè)在測(cè)試設(shè)備中安裝諸如Rhode和Schwartz模型ESI之類的具有更寬通頻帶的接收機(jī)。以上假設(shè)將影響調(diào)制頻率，包括用于確定調(diào)制頻率之下限的考慮。
本發(fā)明包括用于確定調(diào)制頻率之上下限的方法，該方法考慮了偏移頻率和測(cè)試設(shè)備。在測(cè)試設(shè)備中，主要考慮接收機(jī)特性。了解發(fā)射接收機(jī)的工作過程對(duì)設(shè)計(jì)本發(fā)明的分段頻譜時(shí)鐘非常重要，以下說明發(fā)射接收機(jī)的工作原理和作用。
圖15表示接收機(jī)測(cè)量單個(gè)頻率峰值的方法。利用圖15左部的曲線420表示接收機(jī)的通頻帶的形狀。當(dāng)接收機(jī)掃過其中心頻率到達(dá)右部時(shí)，用當(dāng)前頻率含量乘以其通頻帶，并累加各部分。在接收機(jī)的通頻帶的中心(見圖15中的箭頭422)，沒有衰減，相當(dāng)于用“1”乘以其振幅(參見位于最高振幅424的測(cè)量振幅曲線426)。利用箭頭424表示單個(gè)諧波H1，箭頭424周圍的虛線(即，曲線426)表示接收機(jī)實(shí)際測(cè)量的振幅。請(qǐng)注意，對(duì)于單個(gè)諧波，作為結(jié)果測(cè)量的振幅的形狀與接收機(jī)通頻帶420的形狀(曲線426)相同。
圖16和17表示兩個(gè)諧波非常接近以至接收機(jī)通頻帶包圍兩個(gè)諧波時(shí)發(fā)生的情況。在圖16中，將通頻帶形狀420疊加到諧波H1(430)和H2(432)上，利用參考號(hào)數(shù)434標(biāo)識(shí)重疊通頻帶曲線。此時(shí)，在通頻帶的邊緣上測(cè)量諧波430和432，并且在累加之前快速衰減兩個(gè)諧波(正如在振幅值440和442看到的那樣)。
圖17表示以上兩個(gè)諧波，利用參考號(hào)數(shù)450和452標(biāo)識(shí)它們。虛曲線460表示接收機(jī)測(cè)量、報(bào)告的振幅。請(qǐng)注意，其形狀與以各諧波為中心的接收機(jī)通頻帶的形狀相同，其區(qū)別在于，諧波450和452之間為重疊區(qū)域，利用參考號(hào)數(shù)466標(biāo)識(shí)重疊區(qū)域。重疊區(qū)域466表示接收機(jī)通頻帶同時(shí)存在諧波450和452(參見圖16)并累加兩個(gè)諧波。請(qǐng)注意，虛曲線460的最大振幅出現(xiàn)在與諧波450非常接近的位置462，并出現(xiàn)在與諧波452非常接近的位置464。當(dāng)然，如果位于450的諧波H1和位于452的諧波H2具有不同振幅，則與上述諧波非常接近的最大振幅(即，位于區(qū)域462和464的虛曲線)將與圖17所示的頻率響應(yīng)區(qū)域的振幅不同。
圖18表示給定閾值的相鄰諧波之間的最小頻率區(qū)間。虛曲線460表示接收機(jī)測(cè)量、報(bào)告的振幅。利用與位于450的諧波H1和位于452的諧波H2非常接近的參考號(hào)數(shù)462和464，標(biāo)識(shí)接收機(jī)輸出的最大振幅頻率響應(yīng)，利用466標(biāo)識(shí)重疊區(qū)域。
如果諧波H1和H2之間需要一個(gè)其特定測(cè)量振幅在諧波峰值以下的峰谷，則需要具有一個(gè)最小諧波分隔。對(duì)應(yīng)于最小調(diào)制頻率。當(dāng)接收機(jī)通頻帶內(nèi)存在兩個(gè)諧波時(shí)，出現(xiàn)以上位置點(diǎn)。
在圖18中，用參考號(hào)數(shù)454標(biāo)識(shí)諧波H1和H2之間的諧波分隔。如下所述，按照本發(fā)明的方法確定分割454的值(以頻率為單位)。用參考號(hào)數(shù)468標(biāo)識(shí)閾值，閾值為利用本發(fā)明的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器設(shè)計(jì)測(cè)試電子設(shè)備時(shí)感興趣的衰減值。正如在圖19中看到并在下面說明的那樣，閾值為確定諧波分隔454的一個(gè)準(zhǔn)則。
圖19表示給定偏移值和給定閾值所需的諧波分隔(在該圖中用474表示)。與圖18類似，虛曲線480表示接收機(jī)測(cè)量、報(bào)告的振幅，利用與位于470的諧波H1和位于472的諧波H2非常接近的參考號(hào)數(shù)482和484，標(biāo)識(shí)接收機(jī)輸出的最大振幅頻率響應(yīng)，利用486標(biāo)識(shí)重疊區(qū)域。在圖19中，用488標(biāo)識(shí)閾值，用474標(biāo)識(shí)諧波分隔。
偏移值為頻率偏移，其中應(yīng)根據(jù)峰值測(cè)量值測(cè)量振幅。例如，如果確定頻譜需要具有某個(gè)特性(以防止干擾)以至距離峰值兩端120kHz的測(cè)量振幅比峰值低6dB，則可以根據(jù)與下文提供的公式類似的公式確定所需的諧波分隔?？梢詫⒅C波分隔視為本發(fā)明之分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的調(diào)制頻率的下限。在上例中，120kHz為偏移值(用參考號(hào)數(shù)490標(biāo)識(shí))，6dB為閾值488。參考號(hào)數(shù)492標(biāo)識(shí)的位置點(diǎn)代表偏移值490、閾值488以及虛曲線480的交點(diǎn)。
圖20表示與圖19類似的情況。虛曲線510表示接收機(jī)測(cè)量、報(bào)告的振幅，利用與位于500的諧波H1和位于502的諧波H2非常接近的參考號(hào)數(shù)512和514，標(biāo)識(shí)接收機(jī)輸出的最大振幅頻率響應(yīng)，利用518標(biāo)識(shí)標(biāo)識(shí)閾值，并且用504標(biāo)識(shí)諧波分隔。用520標(biāo)識(shí)偏移值，利用參考號(hào)數(shù)522標(biāo)識(shí)曲線510與偏移值520和閾值518的交點(diǎn)。
圖19和圖20的主要區(qū)別在于，諧波H1和H2之間的諧波分隔足夠大，從而偏移值520不再同時(shí)落到接收機(jī)通頻帶內(nèi)。因此，沒有圖19中486所示的“重疊區(qū)域”。對(duì)于給定閾值和偏移值，公式能夠提供此種情況所需的諧波分隔，通常比調(diào)制頻率之下限規(guī)定的數(shù)值要大。由于沒有重疊區(qū)域，所以頻率響應(yīng)曲線510落到最小值516上，最小值516位于圍繞諧波H1(500)和H2(502)的接收機(jī)通頻帶形狀的最大衰減斜率之間。
如上所述，調(diào)制頻率的下極限(即，“下限”)依賴于測(cè)試內(nèi)部包含分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生電路的設(shè)備時(shí)使用的接收機(jī)。接收機(jī)的通頻帶特性必須落在第180頁上CISPR16-1(圖2c)定義的產(chǎn)品規(guī)格內(nèi)。由于接收機(jī)設(shè)計(jì)的變化，測(cè)量接收機(jī)的通頻帶特性可能落在該限制內(nèi)的任意位置，圖14表示兩種典型接收機(jī)。通過測(cè)量位于100.0138MHz的純時(shí)鐘諧波(CISPR準(zhǔn)峰值方法)，確定兩個(gè)接收機(jī)的通頻帶。
下極限(即，下限)的定義特性為，在距離峰值某個(gè)頻率位置(如，150kHz)測(cè)量的振幅至少在峰值振幅的某個(gè)閾值(如，10dB)以下。作為此方法的初始步驟，假設(shè)測(cè)量峰值為振幅為0dB的一個(gè)純時(shí)鐘諧波。
現(xiàn)在引入第二時(shí)鐘諧波，測(cè)量?jī)蓚€(gè)時(shí)鐘頻率之間的振幅(假設(shè)兩個(gè)頻率均在接收機(jī)通頻帶內(nèi))。假設(shè)只有一個(gè)諧波，則測(cè)量振幅為-10dB。然而，由于有兩個(gè)諧波，所以測(cè)量的振幅為-10dB+6dB＝4dB。
最后步驟計(jì)算諧波之間需要的分割，即，調(diào)制頻率的下限。這意味著在沒有偏移值約束情況下的絕對(duì)最小值調(diào)制頻率為，兩個(gè)諧波一共衰減16dB的位置點(diǎn)(將接收機(jī)調(diào)諧到兩個(gè)諧波之間的位置點(diǎn))。從而測(cè)量的振幅比兩個(gè)諧波之間的最大振幅小10dB。
已經(jīng)通過實(shí)驗(yàn)確定了Rhode和Schwartz模型ESI接收機(jī)的通頻帶，并根據(jù)曲線擬合導(dǎo)出多項(xiàng)式方程。根據(jù)這些方程，可以確定接收機(jī)的最小分割。R/S ESI接收機(jī)代表能夠在最壞情況下滿足CISPR規(guī)格的接收機(jī)。
如果分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生電路是為上述情況設(shè)計(jì)的，則利用下文提供的方程1確定任意給定偏移值的最小調(diào)制頻率。如上所述，方程1對(duì)絕對(duì)最小值調(diào)制頻率之上的所有調(diào)制頻率均有效。當(dāng)給定偏移值，并且最大測(cè)量振幅比相關(guān)峰值振幅小10dB時(shí)，方程1返回最小調(diào)制頻率的數(shù)值。
方程1
f(x)＝(600.904)exp(-0.028x)+x+80.122變量x為偏移值，單位為kHz。方程1基于10dB的閾值。方程#1提供有效數(shù)值結(jié)果的絕對(duì)最小值調(diào)制頻率為109.9kHz，這意味著諧波分隔至少為該值的兩倍(即，至少為219.8kHz)。結(jié)果f(x)為最小調(diào)制頻率，單位為kHz。
例如，假設(shè)需要的偏移值為150kHz，則方程#1提供以下結(jié)果f(150)＝(600.904)exp(-0.028*150)+150+80.122＝239.13kHz。
基于以上給定值和閾值假設(shè)，已經(jīng)通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了方程#1的結(jié)果。如上所述，方程1是根據(jù)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)導(dǎo)出的。其推導(dǎo)包括多項(xiàng)式最佳適合曲線和指數(shù)最佳適合曲線。
當(dāng)在本發(fā)明中使用時(shí)，關(guān)于確定分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器之調(diào)制頻率的下限，綜述如下假設(shè)EMI發(fā)射的峰值振幅處于發(fā)射界限，則需要分割諧波，以便在測(cè)量下一個(gè)頻譜段之前收到的振幅下降10dB。通常，最小頻率間隔為其兩個(gè)諧波之振幅相同的接收機(jī)通頻帶，其振幅比峰值低16dB。對(duì)于CISPR允許通頻帶中部的典型接收機(jī)，間隔頻率大于160kHz。如果接收機(jī)處于CISPR-22通頻帶允許的最壞情況，則間隔頻率大于228kHz。以上頻率值為分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生電路(如圖3所示電路100)之調(diào)制頻率的下限。
調(diào)制頻率的上限對(duì)于擴(kuò)頻時(shí)鐘或分段頻譜時(shí)鐘，存在提供衰減益處的調(diào)制頻率范圍。對(duì)于根據(jù)本發(fā)明的分段頻譜時(shí)鐘而言，最有用的調(diào)制頻率為時(shí)鐘頻率、頻率偏差以及需要衰減的時(shí)鐘諧波的函數(shù)。通常，最有用的調(diào)制頻率與以上系數(shù)成正比。位于感興趣諧波之上的所有諧波收到的衰減不小于真正感興趣的諧波收到的衰減。
選擇調(diào)制頻率的另一個(gè)因素是調(diào)制輪廓的形狀，如以上說明的圖4所示的調(diào)制輪廓?？梢岳孟挛奶峁┑姆匠?，定義最有用的調(diào)制頻率，即，調(diào)制頻率的“上限”。方程2的公式為所有調(diào)制輪廓的通用格式，盡管不同類型的調(diào)制輪廓可以請(qǐng)求不同常數(shù)。在本發(fā)明中，最大調(diào)制頻率小于等于以下數(shù)量方程2MaxModFreq＝(a+(b*D*N*F))*D*N*F在上式中，a和b為依賴于調(diào)制輪廓形狀的常數(shù)。D為百分比偏差除以100；N為感興趣的時(shí)鐘諧波；F為基礎(chǔ)時(shí)鐘頻率。
以下提供利用上式確定最大調(diào)制頻率的示例。假設(shè)時(shí)鐘頻率為33MHz，偏差為±0.5％，假定由于產(chǎn)品結(jié)構(gòu)，33MHz的第三諧波的發(fā)射很高。如果假定“最好情況”的調(diào)制輪廓，則a和b的預(yù)期值為a＝0.24，b＝-2.762×10-9。在本例中，方程2中使用的變量如下a＝0.24，b＝-2.762×10-9，D＝2*0.5/100＝0.01，N＝3，F(xiàn)＝33×106。在使用以上系數(shù)計(jì)算后，得出最大調(diào)制頻率應(yīng)小于等于234.89×103Hz。因此，最大調(diào)制頻率為234.89kHz。
表1列出幾種普通時(shí)鐘頻率和偏差的最大調(diào)制頻率，其中假定最好情況的調(diào)制輪廓(即，圖4所示的“理想萊克斯馬克輪廓”)。
表1

表1 給定時(shí)鐘頻率和偏差的最大調(diào)制頻率(最佳調(diào)制輪廓)
對(duì)于三角形調(diào)制輪廓，a和b的預(yù)期值為a＝0.274，b＝-2.888×10-9。對(duì)于正弦波調(diào)制輪廓，a和b的預(yù)期值為a＝0.334，b＝-3.232×10-9，對(duì)于指數(shù)(具有“魚翅”形狀)調(diào)制輪廓，a和b的預(yù)期值為a＝0.406，b＝-5.721×10-9。參照?qǐng)D6說明的階梯三角形輪廓具有的值與圖5所示的三角形輪廓具有的值非常接近。階梯三角形輪廓的其他實(shí)施方式包括每邊只有一個(gè)階梯。圖6所示輪廓對(duì)階梯數(shù)沒有任何限制。
生成分段頻譜輪廓的另一種方式是隨著時(shí)間的推移改變調(diào)制頻率，從而為分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路提供經(jīng)過調(diào)整的調(diào)制頻率。可以按上述方式調(diào)整所有調(diào)制輪廓。這并不是生成滿足推薦CISPR-22標(biāo)準(zhǔn)的低噪聲分段頻譜時(shí)鐘生成輸出的最佳方式，但是其優(yōu)點(diǎn)在于滿足其他標(biāo)準(zhǔn)。
應(yīng)該理解，可以利用本發(fā)明的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器在其輸出端154生成各種范圍的頻率，而并不背離本發(fā)明的原理。更有效的方法是，通過使用生成特定頻率的外部晶體/振蕩器電路，創(chuàng)建分段頻譜輪廓的某個(gè)頻段，然而，選擇分量的最重要方面是使用具有穩(wěn)定頻率輸出的時(shí)鐘，其中電路設(shè)計(jì)人員依靠該時(shí)鐘的穩(wěn)定性。
應(yīng)該理解，本發(fā)明的原理能夠處理分段頻譜輪廓的各種類型的調(diào)制波形，不僅包括正弦波，而且包括非常光滑的輪廓，鋸齒或“多峰”輪廓，以上輪廓均是本發(fā)明的最佳實(shí)施方式。此外，對(duì)于測(cè)試裝有本發(fā)明之分段頻譜時(shí)鐘之設(shè)備的EMI發(fā)射的測(cè)試裝置而言，可以將調(diào)制頻率本身設(shè)置為位于下限和上限之間的頻段內(nèi)的任意頻率；也可以隨著時(shí)間推移調(diào)整調(diào)制頻率，如果需要的話。
應(yīng)該理解，可以設(shè)計(jì)、構(gòu)造分段頻譜時(shí)鐘生成電路，以便在不同于+150kHz偏移頻率的位置上，提供不同于10dB或16dB閾值衰減的頻譜，而并不背離本發(fā)明的原理。實(shí)際上，可以將任意閾值或偏移頻率設(shè)計(jì)到分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生電路內(nèi)，并可以使用每組值作為確定頻譜輪廓之調(diào)制頻率的上下限的因數(shù)。
提供本發(fā)明之最佳實(shí)施方式的上述說明書的目的是舉例說明本發(fā)明。其意圖并不是窮舉或?qū)⒈景l(fā)明限制在所公開的特定形式內(nèi)?？梢愿鶕?jù)上述講解做出各種更改或變更。選擇上述實(shí)施方式的目的是更好地說明本發(fā)明的原理及其實(shí)際應(yīng)用，以使一般技術(shù)人員能夠在各種實(shí)施方式中更好地利用本發(fā)明，并使各種變更適合于設(shè)想的特定應(yīng)用。本發(fā)明的范圍由所附的權(quán)利要求書限定。
權(quán)利要求
1.一種用于控制分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的方法，所述方法包括向一個(gè)頻率合成電路提供一個(gè)時(shí)鐘信號(hào)，并提供一個(gè)控制器；受所述控制器控制的所述頻率合成器隨時(shí)間推移而生成多個(gè)輸出頻率；以及根據(jù)一個(gè)調(diào)制輪廓在至少一個(gè)時(shí)間間隔上調(diào)制所述多個(gè)輸出頻率，從而使所述多個(gè)輸出頻率的一個(gè)頻率響應(yīng)在相對(duì)于頻率的振幅譜上呈現(xiàn)出一種分段波形，所述分段波形包括多個(gè)頻率段，每個(gè)頻率段呈現(xiàn)(a)一個(gè)最大振幅和(b)一對(duì)最小振幅，其中在距離所述各段中心頻率預(yù)定頻率偏移的位置，所述最大振幅和每個(gè)最小振幅之間的所述頻率響應(yīng)的斜率在CISPR-22接收機(jī)上呈現(xiàn)至少10dB的衰減。
2.權(quán)利要求1敘述的方法，其中所述調(diào)制輪廓表示為圖表上的形狀，該圖表在時(shí)間間隔上繪制輸出頻率，所述調(diào)制輪廓形狀包括(a)真實(shí)峰值形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線以預(yù)定變形改變斜率；(b)三角形形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線保持恒定斜率；(c)階梯三角形形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線總體保持恒定斜率，但是以預(yù)定的較短時(shí)間間隔改變垂直斜率和水平線段；(d)正弦波形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線是光滑的，并隨正弦曲線的導(dǎo)數(shù)改變；或(e)指數(shù)形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線按至少一個(gè)指數(shù)時(shí)基常量改變斜率。
3.權(quán)利要求1敘述的方法，其中在距離所述各段之中心頻率所述預(yù)定頻率偏移的位置，所述衰減十分急速，以至分段波形的振幅比感興趣的多個(gè)頻率段的所述最大振幅小10dB或更多。
4.權(quán)利要求3敘述的方法，其中距離所述各段之中心頻率所述預(yù)定頻率偏移包括距離所述中心頻率+150kHz和-150kHz。
5.權(quán)利要求1敘述的方法，其中在距離所述各段之中心頻率所述預(yù)定頻率偏移的位置，所述衰減十分急速，以至分段波形的振幅比感興趣的多個(gè)頻率段的所述最大振幅小16dB或更多。
6.權(quán)利要求5敘述的方法，其中距離所述各段之中心頻率所述預(yù)定頻率偏移包括距離所述中心頻率+150kHz和-150kHz。
7.權(quán)利要求1敘述的方法，其中所述調(diào)制輪廓在具有下限的調(diào)制頻率上運(yùn)行，下限范圍為150kHz至240kHz(包括)。
8.權(quán)利要求1敘述的方法，其中所述調(diào)制輪廓在具有上限的調(diào)制頻率上運(yùn)行，上限范圍為234kHz至1340kHz(包括)。
9.權(quán)利要求7敘述的方法，其中所述調(diào)制頻率為常數(shù)。
10.權(quán)利要求7敘述的方法，其中所述調(diào)制頻率隨時(shí)間改變。
11.一種在高于一個(gè)下限的一個(gè)調(diào)制頻率處控制一個(gè)分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的方法，所述方法包括向一個(gè)頻率合成電路提供一個(gè)時(shí)鐘信號(hào)，并提供一個(gè)控制器；受所述控制器控制的所述頻率合成器隨時(shí)間推移而生成多個(gè)輸出頻率；以及根據(jù)一個(gè)調(diào)制輪廓在至少一個(gè)時(shí)間間隔上調(diào)制所述多個(gè)輸出頻率，從而使所述多個(gè)輸出頻率的頻率響應(yīng)在相對(duì)于頻率的振幅譜上呈現(xiàn)出一種分段波形，所述分段波形包括許多頻率段，每個(gè)頻率段呈現(xiàn)(a)一個(gè)最大振幅和(b)一對(duì)最小振幅，其中所述多個(gè)輸出頻率以高于一個(gè)下限的比率得到調(diào)制，該下限依賴于一個(gè)預(yù)定偏移值，閾值和諧波分隔，并且其考慮了測(cè)試所述分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器所使用的接收機(jī)的總體選擇性的通頻帶限制。
12.權(quán)利要求11敘述的方法，其中所述調(diào)制輪廓表示為圖表上的形狀，該圖表在時(shí)間間隔上繪制輸出頻率，所述調(diào)制輪廓形狀包括(a)真實(shí)峰值形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線以預(yù)定變形改變斜率；(b)三角形形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線保持恒定斜率；(c)階梯三角形形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線總體保持恒定斜率，但是以預(yù)定的較短時(shí)間間隔改變垂直斜率和水平線段；(d)正弦波形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線是光滑的，并隨正弦曲線的導(dǎo)數(shù)改變；或(e)指數(shù)形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線按至少一個(gè)指數(shù)時(shí)基常量改變斜率。
13.權(quán)利要求11敘述的方法，其中在距離所述各段之中心頻率所述預(yù)定頻率偏移的位置，所述最大振幅和所述最小振幅之間的衰減十分急速，以至分段波形的振幅比感興趣的多個(gè)頻率段的所述最大振幅小10dB或更多。
14.權(quán)利要求13敘述的方法，其中距離所述各段之中心頻率所述預(yù)定頻率偏移包括距離所述中心頻率+150kHz和-150kHz。
15.權(quán)利要求14敘述的方法，其中所述下限調(diào)制頻率等于f(x)＝(600.904)exp(-0.028x)+x+80.122其中x為偏移頻率，單位為kHz，閾值為10dB，f(x)為下限調(diào)制頻率，單位為kHz。
16.權(quán)利要求11敘述的方法，其中所述調(diào)制輪廓在具有所述下限的調(diào)制頻率上運(yùn)行，下限范圍為150kHz至240kHz(包括)。
17.一種利用低于上限的調(diào)制頻率控制分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器的方法，所述方法包括向一個(gè)頻率合成電路提供一個(gè)時(shí)鐘信號(hào)，并提供一個(gè)控制器；受所述控制器控制的所述頻率合成器隨時(shí)間推移而生成多個(gè)輸出頻率；以及根據(jù)一個(gè)調(diào)制輪廓在至少一個(gè)時(shí)間間隔上調(diào)制所述多個(gè)輸出頻率，從而使所述多個(gè)輸出頻率的一個(gè)頻率響應(yīng)在相對(duì)于頻率的振幅譜上呈現(xiàn)出一種分段波形，所述分段波形包括許多頻率段，每個(gè)頻率段呈現(xiàn)(a)一個(gè)最大振幅和(b)一對(duì)最小振幅，其中以低于一個(gè)上限的一個(gè)比率調(diào)制所述多個(gè)輸出頻率，該上限依賴于時(shí)鐘頻率，頻率偏差和需要衰減的一個(gè)預(yù)定時(shí)鐘諧波。
18.權(quán)利要求17敘述的方法，其中在大于所述預(yù)定時(shí)鐘諧波的諧波位置的衰減，大于所述預(yù)定時(shí)鐘諧波位置的衰減。
19.權(quán)利要求17敘述的方法，其中所述上限還依賴于調(diào)制輪廓的形狀。
20.權(quán)利要求19敘述的方法，其中所述調(diào)制輪廓在具有上限的調(diào)制頻率上運(yùn)行，上限范圍為234kHz至1340kHz(包括)。
21.權(quán)利要求19敘述的方法，其中所述上限調(diào)制頻率等于MaxModFreq＝(a+(b*D*N*F))*D*N*F其中，a和b為依賴于所述調(diào)制輪廓形狀的常數(shù)，D為百分比偏差除以100，N為感興趣的時(shí)鐘諧波；F為基礎(chǔ)時(shí)鐘頻率，MaxModFreq為上限調(diào)制頻率，單位為kHz。
22.權(quán)利要求21敘述的方法，其中所述調(diào)制輪廓表示為圖表上的形狀，該圖表在時(shí)間間隔上繪制輸出頻率，所述調(diào)制輪廓形狀包括(a)真實(shí)峰值形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線以預(yù)定變形改變斜率，a＝0.24，b＝-2.762×10-9；(b)三角形形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線保持恒定斜率，a＝0.274，b＝-2.888×10-9；(c)階梯三角形形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線總體保持恒定斜率，但是以預(yù)定的較短時(shí)間間隔改變垂直斜率和水平線段，a和b的值與所述三角形輪廓的值非常接近；(d)正弦波形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線是光滑的，并隨正弦曲線的導(dǎo)數(shù)改變，a＝0.334，b＝-3.232×1-9；或(e)指數(shù)形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線按至少一個(gè)指數(shù)時(shí)基常量改變斜率，a＝0.406，b＝-5.721×10-9。
23.一種分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器電路，所述發(fā)生器包括控制器和具有時(shí)鐘信號(hào)輸入的頻率合成電路，受所述控制器控制的頻率合成器根據(jù)調(diào)制輪廓隨時(shí)間推移生成多個(gè)輸出頻率，從而所述多個(gè)輸出頻率的頻率響應(yīng)在相對(duì)于頻率的振幅譜上呈現(xiàn)分段波形，其特征在于所述分段波形包括許多頻率段，每段呈現(xiàn)(a)最大振幅和(b)一對(duì)最小振幅，其中在距離所述各段之中心頻率預(yù)定頻率偏移的位置，所述最大振幅和每個(gè)最小振幅之間的所述頻率響應(yīng)斜率為10dB衰減。
24.權(quán)利要求23敘述的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，其中所述調(diào)制輪廓表示為圖表上的形狀，該圖表在時(shí)間間隔上繪制輸出頻率，所述調(diào)制輪廓形狀包括(a)真實(shí)峰值形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線以預(yù)定變形改變斜率；(b)三角形形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線保持恒定斜率；(c)階梯三角形形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線總體保持恒定斜率，但是以預(yù)定的較短時(shí)間間隔改變垂直斜率和水平線段；(d)正弦波形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線是光滑的，并隨正弦曲線的導(dǎo)數(shù)改變；或(e)指數(shù)形狀，其中最小峰值和最大峰值之間的曲線按至少一個(gè)指數(shù)時(shí)基常量改變斜率。
25.權(quán)利要求23敘述的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，其中在距離所述各段之中心頻率所述預(yù)定頻率偏移的位置，所述衰減十分急速，以至分段波形的振幅比感興趣的多個(gè)頻率段的所述最大振幅小10dB或更多。
26.權(quán)利要求25敘述的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，其中距離所述各段之中心頻率所述預(yù)定頻率偏移包括距離所述中心頻率+150kHz和-150kHz。
27.權(quán)利要求23敘述的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，其中調(diào)制頻率為常數(shù)。
28.權(quán)利要求23敘述的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，其中調(diào)制頻率隨時(shí)間改變。
29.權(quán)利要求23敘述的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，其中所述頻率合成器包括鎖相環(huán)，數(shù)字鎖定環(huán)路或延遲鎖定環(huán)路。
30.權(quán)利要求29敘述的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，其中所述頻率合成器包括可編程寄存器，可編程寄存器包括反饋寄存器和地址寄存器，寄存器確定所述調(diào)制輪廓以及所述多個(gè)輸出頻率的調(diào)制頻率。
31.權(quán)利要求23敘述的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，其中所述控制器包括時(shí)序邏輯，邏輯狀態(tài)機(jī)或使用計(jì)算機(jī)程序指令的微處理器。
32.權(quán)利要求31敘述的分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器，其中所述控制器和所述頻率合成器使用存儲(chǔ)電路存儲(chǔ)可變數(shù)據(jù)，所述存儲(chǔ)電路包括隨機(jī)存取存儲(chǔ)器，只讀存儲(chǔ)器，多個(gè)邏輯門或多個(gè)可編程寄存器。
全文摘要
分段頻譜時(shí)鐘發(fā)生器(100)為信號(hào)(300)提供具有多個(gè)頻率段的頻率響應(yīng)，其中整個(gè)頻譜上的各個(gè)頻率段的兩端具有至少10dB的急速衰減。頻率合成器(最好為鎖相環(huán))通過按照“下限”和“上限”調(diào)制頻率之間的預(yù)定比率調(diào)制輸出頻率，生成輸出信號(hào)(154)。為了創(chuàng)建并控制分段頻譜輪廓，將不同數(shù)值輸入到反饋計(jì)數(shù)器(138)中，以強(qiáng)迫VCO(134)發(fā)射新的頻率或相位。在兩端使用可編程前除法器(114，136)和后除法器(142)。
文檔編號(hào)H03L7/16GK1471756SQ01817801
公開日2004年1月28日 申請(qǐng)日期2001年9月20日 優(yōu)先權(quán)日2000年9月20日
發(fā)明者基思·B·哈蒂恩, 羅伯特·A·奧萊斯比, A 奧萊斯比, 基思 B 哈蒂恩 申請(qǐng)人:萊克斯馬克國(guó)際公司