專利名稱：噪聲整形數(shù)字頻率合成的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總的來(lái)說(shuō)涉及電子自動(dòng)測(cè)試設(shè)備(ATE)，具體地說(shuō)涉及與ATE系統(tǒng)一起使用的合成時(shí)鐘信號(hào)。
通常將分頻和倍頻組合在單一的系統(tǒng)中，提供攜帶相對(duì)參考時(shí)鐘頻率的N/M關(guān)系的信號(hào)。然而，當(dāng)N和M變大時(shí)，這些系統(tǒng)的性能傾向于降低。將N和M限定為較小值犧牲了頻率分辨率。
另一種稱為直接數(shù)字合成(“DDS”)的方法提供了任意的高頻分辨率，但是以增加復(fù)雜性為代價(jià)。

圖1說(shuō)明了產(chǎn)生時(shí)鐘信號(hào)的常規(guī)DDS。相位累加器114每一個(gè)參考時(shí)鐘周期進(jìn)行增加。由分頻器(divider)110的輸出表示相位累加器114的每一增加量。該值等于相位累加器114的滿標(biāo)值(標(biāo)稱值為1)乘以所希望輸出時(shí)鐘的頻率、除以參考時(shí)鐘的頻率。例如，假設(shè)100MHz的參考時(shí)鐘，分頻器110的輸出端的值標(biāo)稱值等于1/100，以產(chǎn)生1MHz的輸出時(shí)鐘。然后，相位累加器114在每一個(gè)參考時(shí)鐘周期按步長(zhǎng)1/100增加。
相位累加器114的這種增加導(dǎo)致其到達(dá)滿標(biāo)值，并且在每一個(gè)所希望的輸出時(shí)鐘周期“進(jìn)行翻轉(zhuǎn)”。因此，相位累加器114中的存儲(chǔ)值代表所希望的輸出時(shí)鐘的相對(duì)相位，相位為0到滿標(biāo)值，代表0到2π弧度。在每一個(gè)參考時(shí)鐘周期，查詢表116將存儲(chǔ)在相位累加器114中的相位轉(zhuǎn)變?yōu)橄Ｍ妮敵霾ㄐ蔚臄?shù)字表示(通常為瞬時(shí)的相位的正弦)。然后，數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器118將數(shù)字表示轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷海⑶覟V波器從輸出信號(hào)中去除非自然信號(hào)。
通常，由查詢表116中的入口數(shù)和數(shù)字-模擬變換器118的分辨率來(lái)限制DDS的性能。通常，簡(jiǎn)單的濾波器不足以去除變換的非自然信號(hào)，并且需要在變換器的輸出端增加一個(gè)鎖相環(huán)120。正如本領(lǐng)域普通技術(shù)人員所熟知的，這樣的實(shí)現(xiàn)傾向于復(fù)雜和昂貴。
在轉(zhuǎn)讓給馬塞諸塞州的波士頓的Teradyne公司的專利號(hào)5,274,796的美國(guó)專利中公開(kāi)了另一種產(chǎn)生時(shí)鐘信號(hào)的替換。在該專利中，公開(kāi)了一種定時(shí)發(fā)生器，其產(chǎn)生時(shí)鐘信號(hào)，該信號(hào)的每一個(gè)周期由整數(shù)個(gè)參考時(shí)鐘周期加上非整數(shù)延遲構(gòu)成。在一個(gè)周期一個(gè)周期的基礎(chǔ)上，響應(yīng)于數(shù)字導(dǎo)出的“殘余”信號(hào)，內(nèi)插器提供非整數(shù)延遲以糾正由于丟失參考時(shí)鐘周期的分?jǐn)?shù)部分而導(dǎo)致的錯(cuò)誤。盡管這樣是精確的，由于內(nèi)插器本身的高成本，內(nèi)插器技術(shù)傾向于昂貴。
為了獲得上述目的和其它目的和優(yōu)點(diǎn)，時(shí)鐘發(fā)生器產(chǎn)生時(shí)間量化信號(hào)，其周期等于所希望的時(shí)鐘信號(hào)周期以位于量化誤差之內(nèi)。噪聲整形重量化器在一個(gè)周期一個(gè)周期的基礎(chǔ)上處理量化誤差以產(chǎn)生噪聲整形值，并且可變流水線延遲電路根據(jù)噪聲整形值有選擇地將時(shí)間量化信號(hào)延遲整數(shù)個(gè)參考時(shí)鐘周期。噪聲整形量化誤差和響應(yīng)于噪聲整形值有選擇地延遲時(shí)間量化信號(hào)的效果(effect)是將在時(shí)間量化信號(hào)中的抖動(dòng)從相對(duì)的低頻移到相對(duì)的高頻。然后，可以使用鎖相環(huán)來(lái)對(duì)余下的高頻抖動(dòng)進(jìn)行濾波。
然而，與圖1的相位累加器114相比，在正常工作期間周期累加器214從未到達(dá)其滿標(biāo)值，因而從未發(fā)生翻轉(zhuǎn)。實(shí)際上，在每一個(gè)參考時(shí)鐘周期，周期累加器214進(jìn)行遞減。同樣，當(dāng)其值小于1時(shí)，也進(jìn)行遞增。因此，周期累加器的值在大于0和小于滿標(biāo)值的值之間擺動(dòng)。
通過(guò)與周期累加器214一起工作的下溢檢測(cè)器224、加法器212、分頻器210、和多路復(fù)用器222來(lái)建立上述擺動(dòng)。下溢檢測(cè)器224連接到周期累加器214的輸出端并且對(duì)其值進(jìn)行監(jiān)測(cè)。當(dāng)周期累加器214的值小于1時(shí)，下溢檢測(cè)器224維護(hù)(assert)下溢信號(hào)。當(dāng)所述值大于或等于1時(shí)，下溢檢測(cè)器224解維護(hù)(de-assert)下溢信號(hào)。
如圖2所示，下溢信號(hào)控制多路復(fù)用器222的SELECT輸入端，多路復(fù)用器222接收兩個(gè)輸入并提供一個(gè)輸出。多路復(fù)用器222的第一輸入連接到分頻器210的輸出端，而其第二輸入端接收固定電平“0”。分頻器210在其輸出端產(chǎn)生其兩個(gè)輸入的系數(shù)，也就是所希望的周期除以參考時(shí)鐘周期。該系數(shù)等于分頻器的數(shù)字精度，等于每一個(gè)所希望的輸出周期中的參考時(shí)鐘周期的數(shù)目。當(dāng)下溢信號(hào)被維護(hù)和被解維護(hù)時(shí)，由加法器212將所述系數(shù)和值“0”分別加入到周期累加器214中。加法器212也將值“-1”加入到周期累加器214中以在每一個(gè)參考時(shí)鐘周期遞減周期累加器214的值。
由于這種結(jié)構(gòu)，導(dǎo)致下溢信號(hào)以精確地等于輸入到分頻器210的希望的周期的周期進(jìn)行擺動(dòng)。盡管該周期在平均時(shí)間上被精確地校正，下溢信號(hào)的任何一個(gè)周期具有總計(jì)達(dá)一個(gè)參考時(shí)鐘周期的誤差。因此，下溢信號(hào)可以被認(rèn)為是所希望的時(shí)鐘信號(hào)的時(shí)間量化形式，其遭受到總計(jì)達(dá)一個(gè)參考時(shí)鐘周期的量化誤差。
數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換領(lǐng)域的普通技術(shù)人員多年來(lái)使用稱為“噪聲整形”的技術(shù)來(lái)將相對(duì)的高分辨率數(shù)字信號(hào)重量化為相對(duì)的低分辨率信號(hào)，而無(wú)需犧牲信號(hào)保真度。例如，已經(jīng)使用噪聲整形來(lái)將16比特值表示的信號(hào)映射為12比特值。如果沒(méi)有噪聲整形，則將16比特值進(jìn)行截尾以適應(yīng)12比特值的可用二進(jìn)制(available bin)，并且構(gòu)成LSB的尾數(shù)的截尾誤差將被忽略。通過(guò)噪聲整形，存儲(chǔ)截尾誤差，然后將其加到其它采樣值或者從其它采樣值中將其減去。噪聲整形的實(shí)際效果是將重量化的信號(hào)的噪聲頻譜從相對(duì)的平頂特性重分布為在低頻具有極大降低的噪聲且在高頻具有增加的噪聲。通常，通過(guò)經(jīng)濟(jì)的低通濾波器可以消除高頻噪聲，留下比沒(méi)有使用噪聲整形提供的低得多的噪聲的信號(hào)。
本發(fā)明的顯著進(jìn)步在于將噪聲整形技術(shù)應(yīng)用到信號(hào)定時(shí)中，而之前，它們主要被應(yīng)用到信號(hào)電平中。與常規(guī)所進(jìn)行的對(duì)電壓-電平噪聲的頻譜進(jìn)行移動(dòng)不同，本發(fā)明對(duì)抖動(dòng)的頻譜進(jìn)行移動(dòng)。
繼續(xù)參見(jiàn)圖2，來(lái)自下溢檢測(cè)器224的下溢信號(hào)提供給可變流水線延遲電路226的輸入端?？勺兞魉€延遲電路226將通過(guò)的下溢信號(hào)延遲整數(shù)個(gè)參考時(shí)鐘周期。顯著地，噪聲整形重量化器228在此延遲中建立多個(gè)參考時(shí)鐘周期。
如圖3所示，噪聲整形重量化器228具有一個(gè)數(shù)據(jù)輸入端，連接到周期累加器214以接收周期累加器214的值；一個(gè)時(shí)鐘輸入端，連接到下溢檢測(cè)器224的輸出端以接收下溢信號(hào)。每一次維護(hù)下溢信號(hào)時(shí)，噪聲整形重量化器產(chǎn)生新的輸出值。這些輸出值建立可變流水線延遲電路226的延遲量。
可變流水線延遲電路226的輸出代表以“新的”分辨率一參考時(shí)鐘周期進(jìn)行整形的下溢信號(hào)噪聲。盡管每一個(gè)噪聲整形下溢信號(hào)的周期等于整數(shù)個(gè)參考時(shí)鐘周期(與噪聲整形前的下溢信號(hào)一樣)，對(duì)其誤差進(jìn)行重整形以使它們主要出現(xiàn)在高頻中。隨著頻譜誤差從低頻轉(zhuǎn)移到高頻，余下的高頻噪聲(抖動(dòng))可以由鎖相環(huán)220容易地去除。因此，在鎖相環(huán)的輸出端的信號(hào)具有很低的抖動(dòng)和精確控制的頻率。詳細(xì)的結(jié)構(gòu)可變流水線延遲電路圖3示出了適于與圖2的時(shí)鐘發(fā)生器200一起使用的可變流水線延遲電路226的一個(gè)例子。如圖3所示，可變流水線延遲電路226包括通常由參考時(shí)鐘計(jì)時(shí)的、串行連接的多個(gè)一比特D觸發(fā)器310a-310n。下溢信號(hào)被提供給第一D觸發(fā)器310a的D-輸入端。下溢信號(hào)在參考時(shí)鐘的每一個(gè)周期被從一個(gè)觸發(fā)器的輸出傳送到下一個(gè)觸發(fā)器的輸出。因此，觸發(fā)器310a到310n的性能類似寄存器的性能。
下溢信號(hào)和每一個(gè)D觸發(fā)器的輸出被分別連接到多路復(fù)用器312的各個(gè)輸入端。響應(yīng)于選擇信號(hào)“N/S”，每次選擇這些輸入端中之一來(lái)傳送到多路復(fù)用器312的輸出。由噪聲整形重量化器228產(chǎn)生選擇信號(hào)N/S。根據(jù)選擇的輸入，多路復(fù)用器312的輸出要么為直接的下溢信號(hào)，或者為延遲了整數(shù)個(gè)參考時(shí)鐘周期的下溢信號(hào)形式。因此，延遲值為0到n個(gè)參考時(shí)鐘周期，其中n為觸發(fā)器310a-310n的個(gè)數(shù)。
由于觸發(fā)器310a-310n和多路復(fù)用器312具有固有的傳播延遲，通常，來(lái)自多路復(fù)用器312的輸出信號(hào)沒(méi)有與參考時(shí)鐘對(duì)準(zhǔn)。因此，優(yōu)選地，在多路復(fù)用器312的輸出端處提供附加的觸發(fā)器314以將多路復(fù)用器312的輸出與參考時(shí)鐘的有效邊緣對(duì)準(zhǔn)。盡管觸發(fā)器314將一個(gè)參考周期延遲加到可變流水線延遲電路226的輸出，該延遲不影響延遲的輸出信號(hào)(標(biāo)記為“延遲的下溢”)的周期。觸發(fā)器314加入的延遲僅僅增加常數(shù)相移。
噪聲整形重量化器228的階數(shù)(order)確定了可變流水線延遲電路226中的觸發(fā)器310a-310n的最小數(shù)目。如我們所知，三階噪聲整形器提供了8個(gè)不同調(diào)整值(下面將介紹)。因此，可變流水線延遲電路226將需要至少7個(gè)D觸發(fā)器310a-310n以提供總共8個(gè)不同的延遲選擇(一個(gè)延遲來(lái)自每一個(gè)觸發(fā)器的輸出端，加上直接用于下溢信號(hào)的一個(gè)延遲)。然后，多路復(fù)用器312要求至少8個(gè)輸入。如果只希望二階噪聲整形，噪聲整形器僅產(chǎn)生4個(gè)調(diào)整值，并且只需要3個(gè)觸發(fā)器310a-310n。噪聲整形重量化器圖4說(shuō)明了適合于與時(shí)鐘發(fā)生器200一起使用的噪聲整形重量化器228。對(duì)于數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，噪聲整形重量化器(也稱為“噪聲整形器”)的基本結(jié)構(gòu)是公知的，并且根據(jù)熟知的結(jié)構(gòu)來(lái)構(gòu)成噪聲整形重量化器228。
據(jù)說(shuō)，常規(guī)的噪聲整形重量化器通常首先通過(guò)將輸入數(shù)據(jù)流分成通常稱為“整數(shù)”的第一部分和通常稱為“分?jǐn)?shù)”部分的第二部分來(lái)進(jìn)行工作。然而，由于噪聲整形器在其上進(jìn)行工作的、周期累加器214的值(標(biāo)記為“殘余(residue)”)總是小于1，只需處理分?jǐn)?shù)值。因此，處理整數(shù)部分的常規(guī)噪聲整形器部分不包括在噪聲整形重量化器228中，因?yàn)椴恍枰?br> 如圖4所示，噪聲整形重量化器228接收2個(gè)輸入和產(chǎn)生1個(gè)輸出。第一輸入為殘余信號(hào)，也就是周期累加器214的值。第二輸入為下溢信號(hào)。下溢信號(hào)實(shí)際上作為噪聲整形器重量化器228的時(shí)鐘，使噪聲整形器重量化器228在每一次周期累加器214的值小于1時(shí)更新它的狀態(tài)。
響應(yīng)于殘余信號(hào)和下溢信號(hào)，噪聲整形器重量化器228產(chǎn)生輸出信號(hào)N/S，該信號(hào)的范圍根據(jù)噪聲整形器重量化器228的階數(shù)而變化。圖4的噪聲整形器重量化器228為三階噪聲整形器。這樣，產(chǎn)生8個(gè)不同的輸出值，其范圍為-3到+4。
這些值由3比特的二進(jìn)制數(shù)字表示，優(yōu)選地它們被直接提供給可變流水線延遲電路226的多路復(fù)用器312的選擇輸入端。安排多路復(fù)用器312的連接使得值為-3時(shí)選擇具有最小延遲的路徑(直接的下溢信號(hào))，并且增加的值選擇具有增加延遲的路徑。值為+4時(shí)選擇在鏈?zhǔn)?10a-310n(未示出)的第7個(gè)D觸發(fā)器的輸出。因此，響應(yīng)于包含在周期累加器214中的殘余數(shù)值，當(dāng)這些值低于1時(shí)，噪聲整形器重量化器228的輸出N/S調(diào)制可變流水線延遲電路226的延遲。
一般而言，噪聲整形器的階數(shù)越高，噪聲整形器將噪聲從低頻轉(zhuǎn)變到高頻就越急劇。因此，較高階的噪聲整形器通常是優(yōu)選的。然而，較高階的噪聲整形器占據(jù)附加的空間，并且具有比較低階的噪聲整形器更復(fù)雜的實(shí)現(xiàn)。較高階的噪聲整形器也要求可變流水線延遲電路226具有附加的觸發(fā)器310a-310n，并要求多復(fù)用器312具有附加的輸入端。我們已經(jīng)發(fā)現(xiàn)在性能和復(fù)雜性之間一個(gè)好的折衷是使用三階噪聲整形器。
更加仔細(xì)地察看噪聲整形器，可知圖4的三階噪聲整形重量化器228包括多個(gè)加法器410、414、418、422、426和428以及多個(gè)鎖存器412、416、418和444。每一個(gè)加法器用指出的符號(hào)、將在其兩個(gè)輸入端的值相加，并且產(chǎn)生一個(gè)輸出信號(hào)。
構(gòu)造鎖存器412、416和420以分別形成第一、第二和地三串聯(lián)的累加器。每一個(gè)鎖存器的輸出與相應(yīng)加法器(分別為加法器410、414和418)的輸入相加以形成到鎖存器的后續(xù)輸入，該后續(xù)輸入在下一個(gè)維護(hù)下溢信號(hào)時(shí)被同步入(clock into)鎖存器。
最后，與累加器相關(guān)的每一個(gè)加法器的輸出變的太大，使得相應(yīng)的鎖存器不能容納，于是產(chǎn)生了下溢信號(hào)。來(lái)自第一、第二和第三累加器的下溢信號(hào)(分別為信號(hào)440，442，和444)被從各個(gè)加法器的輸出中剝離出來(lái)，并且被直接地通過(guò)送到(funnel)N/S輸出端。優(yōu)選地，只有下溢信號(hào)被送到所述輸出端。
噪聲整形器重量化器228也包括“第一差分”電路，用于處理送到噪聲整形器的輸出端的下溢信號(hào)。每一個(gè)第一差分電路包括一個(gè)加法器(例如224或228)和一個(gè)鎖存器(例如，分別為430或432)，用于將上一個(gè)值(各個(gè)鎖存器的Q-輸出)從當(dāng)前值(各個(gè)鎖存器的D-輸入)中減去。也提供了加法器422和426以產(chǎn)生N/S輸出信號(hào)。
為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，省略了圖4中所示的信號(hào)的特定比特寬度。為清楚起見(jiàn)也省略了比特寬度以及加法器和所存器的特定構(gòu)成。然而，噪聲整形器重量化器228的具體結(jié)構(gòu)對(duì)于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)是公知的。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員也認(rèn)識(shí)到圖4中的特定結(jié)構(gòu)可以顯著地不同于示出的結(jié)構(gòu)，同時(shí)有效地達(dá)到相同的結(jié)果。因此，圖4的結(jié)構(gòu)被認(rèn)為是公知的多個(gè)不同的噪聲整形器技術(shù)中的一個(gè)例子，噪聲整形器的特定的形式對(duì)于本發(fā)明來(lái)說(shuō)不是關(guān)鍵的。鎖相環(huán)如上所述，可變流水線延遲電路226的輸出為延遲的下溢信號(hào)，其已經(jīng)被噪聲整形以改善它的低頻頻譜純度。由于噪聲整形影響的修正在一個(gè)周期接著一個(gè)周期的基礎(chǔ)上表現(xiàn)出，優(yōu)選地，對(duì)來(lái)自延遲的下溢信號(hào)的抖動(dòng)進(jìn)行濾波的處理應(yīng)當(dāng)非常受到周期到周期的定時(shí)改變的影響。當(dāng)被應(yīng)用到鎖相環(huán)時(shí)，我們發(fā)現(xiàn)這意味著鎖相環(huán)應(yīng)當(dāng)是線性的。
通過(guò)確保鎖相環(huán)的相位檢測(cè)器具有線性的輸入到輸入性能可獲得鎖相環(huán)的線性。如果延遲的下溢信號(hào)和PLL鎖輸出信號(hào)(到相位檢測(cè)器的兩個(gè)輸入)之間的相位差是雙倍的(double)，則相位檢測(cè)器的輸出也應(yīng)當(dāng)是雙倍的。如果相位檢測(cè)器不是線性的，將產(chǎn)生互調(diào)分量，其將抖動(dòng)加入到輸出時(shí)鐘，導(dǎo)致本發(fā)明不能獲得所有的好處。
為了產(chǎn)生具有接近參考時(shí)鐘頻率的頻率的時(shí)鐘，通過(guò)將采樣-保持加入到相位檢測(cè)器的輸出來(lái)獲得附加的性能優(yōu)點(diǎn)。優(yōu)選地，對(duì)采樣-保持進(jìn)行配置來(lái)以相對(duì)于輸出時(shí)鐘周期的固定相位、在每一個(gè)輸出時(shí)鐘周期對(duì)相位檢測(cè)器的輸出進(jìn)行采樣。該固定的相位優(yōu)選地對(duì)應(yīng)于輸出時(shí)鐘的零穿越(zero crossing)。該零穿越之間的間隔對(duì)應(yīng)于一間隔，在此間隔期間，延遲的下溢信號(hào)的噪聲整形影響相位檢測(cè)器的輸出。通過(guò)在這些間隔之間進(jìn)行采樣并且在它們之間進(jìn)行保持，可以提高鎖相環(huán)對(duì)噪聲整形的靈敏度。實(shí)現(xiàn)除了鎖相環(huán)220之外，可以完全使用數(shù)字硬件來(lái)實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘發(fā)生器200。該硬件可以采用離散數(shù)字器件，或者優(yōu)選地部分或全部采用現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列(FPGA)或者專用集成電路(ASIC)。如果使用混合信號(hào)ASIC，可以在一個(gè)器件內(nèi)實(shí)現(xiàn)整個(gè)電路。
除了鎖相環(huán)，時(shí)鐘發(fā)生器200的元件成本是可忽略的。然而，鎖相環(huán)被廣泛地應(yīng)用在自動(dòng)測(cè)試設(shè)備中。我們相信組成時(shí)鐘發(fā)生器200的數(shù)字電路可以加到已經(jīng)采用鎖相環(huán)的現(xiàn)有設(shè)計(jì)中，從而以最小的附加代價(jià)來(lái)提供精確的、低抖動(dòng)時(shí)鐘。
利用100MHz的參考時(shí)鐘和三階噪聲整形器，相信是可以獲得次皮秒(sub-picosencond)抖動(dòng)。在維持該性能等級(jí)時(shí)，可以將鎖相環(huán)220的帶寬設(shè)為大于100kHz，以獲得數(shù)量級(jí)為單個(gè)微秒的設(shè)定時(shí)間(settling times)。替換實(shí)施例在介紹了一個(gè)實(shí)施例之后，可以做出數(shù)個(gè)替換實(shí)施例或者變化。
上面已經(jīng)介紹噪聲整形重量化器228為三階噪聲整形器。然而，這僅僅是一個(gè)例子。可以使用較高階的噪聲整形器，提供更好的性能，但是以增加復(fù)雜性為代價(jià)。同樣地，可以使用較低階的噪聲整形器，相應(yīng)地具有較低的性能和復(fù)雜性。
如上所述，周期累加器214在每一個(gè)參考時(shí)鐘的周期遞減，且當(dāng)器值低于1時(shí)進(jìn)行遞增。然而，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可以普遍地改變這種結(jié)構(gòu)。例如，周期累加器可以被做成向上計(jì)數(shù)而不是向下計(jì)數(shù)任意個(gè)比特?cái)?shù)，并且在其值穿過(guò)閾值時(shí)向下計(jì)數(shù)而不是向上計(jì)數(shù)。遞增或遞減方向是不重要的，只要周期累加器受到兩種操作以相反方向影響。此外，閾值不需要是“1”，而是可以為代表在哪一點(diǎn)進(jìn)行刷新周期累加器的任意值。通常，周期累加器214是多比特寄存器(例如，32比特寄存器)。上面稱為“1”實(shí)際上對(duì)應(yīng)于0和232-1之間的二進(jìn)制數(shù)字。選擇數(shù)字“1”僅僅是為了數(shù)學(xué)上簡(jiǎn)單。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員知道如何放大實(shí)際的二進(jìn)制數(shù)值以產(chǎn)生希望的結(jié)果。
在上面的說(shuō)明中，“希望的”輸出時(shí)鐘具有與輸入到分頻器210的被除數(shù)(dividend)相同的頻率。然而，這僅僅是一個(gè)例子。與周期累加器遞減的量相比，通過(guò)改變周期累加器214遞增的量，可以改變輸出時(shí)鐘為不同于輸入到分頻器210的“希望的周期”。通過(guò)將頻率增益加到鎖相環(huán)220上，也可以改變輸出的時(shí)鐘頻率。正如本領(lǐng)域普通技術(shù)人員所知，可以配置鎖相環(huán)來(lái)倍頻或分頻，或產(chǎn)生乘以和除以輸入信號(hào)的N/M組合。因此，不應(yīng)當(dāng)將本發(fā)明視為限于產(chǎn)生具有正好是輸入到分頻器210的值的時(shí)鐘信號(hào)。
因此，應(yīng)當(dāng)理解，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員在本發(fā)明的范圍內(nèi)可以很大地改變?cè)诖私榻B的本發(fā)明的特定實(shí)現(xiàn)。因此，本發(fā)明僅應(yīng)當(dāng)由所附權(quán)力要求書(shū)的精神和范圍來(lái)限定。
權(quán)利要求
1.一種產(chǎn)生具有希望周期的希望的波形的方法，其包括產(chǎn)生時(shí)間量化信號(hào)，該信號(hào)具有基本上等于所希望周期的周期以位于量化誤差內(nèi)；在所希望波形的一個(gè)周期接著一個(gè)周期的基礎(chǔ)上，確定指出量化誤差的殘余信號(hào)；對(duì)殘余信號(hào)進(jìn)行噪聲整形以產(chǎn)生至少一個(gè)噪聲整形信號(hào)；和響應(yīng)于所述至少一個(gè)噪聲整形信號(hào)，有選擇地將所述時(shí)間量化信號(hào)的每一個(gè)周期延遲確定的間隔。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，響應(yīng)于參考時(shí)鐘來(lái)產(chǎn)生所述時(shí)間量化信號(hào)，并且所述時(shí)間量化信號(hào)的每一個(gè)周期具有基本上等于整數(shù)個(gè)參考時(shí)鐘周期的周期。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其中噪聲整形步驟包括將時(shí)間量化信號(hào)上的抖動(dòng)從相對(duì)較低的頻率重新分配到相對(duì)較高的頻率上。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述有選擇地延遲步驟產(chǎn)生延遲的時(shí)間量化信號(hào)，并且進(jìn)一步包括從所述延遲的時(shí)間量化信號(hào)中除去抖動(dòng)的步驟。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其中除去抖動(dòng)的步驟包括將所述延遲的時(shí)間量化信號(hào)傳送通過(guò)鎖相環(huán)。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其中所述鎖相環(huán)具有一個(gè)截止頻率，該截止頻率低于所述延遲時(shí)間量化信號(hào)在其上包括大量抖動(dòng)的頻率。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其中所述鎖相環(huán)產(chǎn)生輸出信號(hào)，并且包括產(chǎn)生輸出信號(hào)的相位檢測(cè)器，該方法進(jìn)一步包括交替地對(duì)所述相位檢測(cè)器的輸出信號(hào)進(jìn)行采樣和保持，其中所述保持步驟發(fā)生在與所述鎖相環(huán)的輸出信號(hào)的每一個(gè)周期相關(guān)的一致相位上。
8.如權(quán)利要求2所述的方法，其中產(chǎn)生所述時(shí)間量化信號(hào)的步驟包括響應(yīng)于所述參考時(shí)鐘的每一個(gè)周期，在第一方向上遞增寄存器；檢測(cè)所述寄存器的值何時(shí)在第一方向上穿過(guò)預(yù)定閾值；和響應(yīng)于所述檢測(cè)步驟，在與第一方向相反的第二方向上遞增所述寄存器的值。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其中在第二方向上遞增的步驟將所述寄存器遞增一數(shù)量，該數(shù)量等于所希望周期除以所述參考時(shí)鐘周期。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其中有選擇地延遲的步驟包括將所述延遲的時(shí)間量化信號(hào)延遲整數(shù)個(gè)參考時(shí)鐘周期。
11.一種時(shí)鐘發(fā)生器，其包括周期量化器，其響應(yīng)于參考時(shí)鐘產(chǎn)生時(shí)間量化信號(hào)；連接到所述周期量化器的噪聲整形重量化器，其響應(yīng)于所述時(shí)間量化信號(hào)的量化誤差來(lái)產(chǎn)生噪聲整形信號(hào)；和連接到所述周期量化器和所述噪聲整形重量化器的可變流水線延遲電路，該可變流水線延遲電路響應(yīng)于所述噪聲整形信號(hào)有選擇地延遲所述時(shí)間量化信號(hào)數(shù)個(gè)周期。
12.如權(quán)利要求11所述的時(shí)鐘發(fā)生器，進(jìn)一步包括連接到所述可變流水線延遲電路的鎖相環(huán)，其接收所述有選擇地延遲數(shù)個(gè)周期的時(shí)間量化信號(hào)。
13.如權(quán)利要求11所述的時(shí)鐘發(fā)生器，其中所述鎖相環(huán)具有一個(gè)截止頻率，該截止頻率低于所述延遲數(shù)個(gè)周期的時(shí)間量化信號(hào)在其上包括大量抖動(dòng)的頻率。
14.如權(quán)利要求11所述的時(shí)鐘發(fā)生器，其中所述鎖相環(huán)包括連接到相位檢測(cè)器的輸出端的采樣-保持電路。
15.如權(quán)利要求14所述的時(shí)鐘發(fā)生器，其中，對(duì)所述采樣-保持電路進(jìn)行構(gòu)造和安排以響應(yīng)于所希望的信號(hào)的預(yù)定相位來(lái)呈現(xiàn)保持狀態(tài)。
16.如權(quán)利要求11所述的時(shí)鐘發(fā)生器，其中所述周期量化器包括由所述參考時(shí)鐘計(jì)時(shí)的周期累加器，其在所述參考時(shí)鐘的每一個(gè)周期上、在第一方向上遞增；連接到所述周期累加器的下溢檢測(cè)器，其響應(yīng)于所述周期累加器的值在第一方向上穿過(guò)預(yù)定值時(shí)產(chǎn)生下溢信號(hào)。
17.一種時(shí)鐘發(fā)生器，其包括量化裝置，其響應(yīng)于參考時(shí)鐘產(chǎn)生時(shí)間量化信號(hào)；連接到所述量化裝置的噪聲整形裝置，其響應(yīng)于所述時(shí)間量化信號(hào)的量化誤差來(lái)產(chǎn)生噪聲整形信號(hào)；和連接到所述量化裝置和所述噪聲整形裝置的延遲裝置，該延遲裝置響應(yīng)于所述噪聲整形信號(hào)有選擇地將所述時(shí)間量化信號(hào)延遲數(shù)個(gè)周期。
18.如權(quán)利要求17所述的時(shí)鐘發(fā)生器，其中所述量化裝置包括周期累加裝置，其響應(yīng)于所述參考時(shí)鐘的每一個(gè)周期、在第一方向上遞增一個(gè)值；下溢裝置，其檢測(cè)何時(shí)所述周期累加裝置的值穿過(guò)預(yù)定值；和響應(yīng)于所述下溢裝置的檢測(cè)，在與第一方向相反的第二方向上遞增所述周期累加裝置的值。
19.如權(quán)利要求17所述的時(shí)鐘發(fā)生器，其中所述延遲裝置將所述時(shí)間量化信號(hào)的每一個(gè)周期延遲整數(shù)個(gè)參考信號(hào)周期。
20.如權(quán)利要求19所述的時(shí)鐘發(fā)生器，其中所述噪聲整形信號(hào)確定所述時(shí)間量化信號(hào)的每一個(gè)周期被延遲的參考時(shí)鐘周期數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)了一種用于自動(dòng)測(cè)試設(shè)備的時(shí)鐘發(fā)生器，其從參考時(shí)鐘中產(chǎn)生時(shí)鐘信號(hào)。為了產(chǎn)生希望的時(shí)鐘信號(hào)，時(shí)鐘發(fā)生器產(chǎn)生時(shí)間量化信號(hào)，該信號(hào)具有等于整數(shù)個(gè)參考時(shí)鐘周期和等于希望的時(shí)鐘周期加上或減去量化誤差的周期。對(duì)于所希望時(shí)鐘信號(hào)的每一個(gè)周期，噪聲整形重量化器處理所述量化誤差以產(chǎn)生噪聲整形信號(hào)。然后，噪聲整形信號(hào)建立可變流水線延遲電路的延遲值。該可變流水線延遲電路根據(jù)所述噪聲整形信號(hào)來(lái)將所述時(shí)間量化信號(hào)的每一個(gè)周期調(diào)整整數(shù)個(gè)參考時(shí)鐘周期。對(duì)所述量化誤差進(jìn)行噪聲整形和有選擇地延遲所述時(shí)間量化信號(hào)的效果是將所述時(shí)間量化信號(hào)中的抖動(dòng)從相對(duì)低的頻率移到相對(duì)高的頻率上，然后可用鎖相環(huán)進(jìn)行濾波。
文檔編號(hào)H03L7/081GK1447935SQ01814531
公開(kāi)日2003年10月8日 申請(qǐng)日期2001年8月1日 優(yōu)先權(quán)日2000年8月24日
發(fā)明者蒂莫西W·希恩 申請(qǐng)人:泰拉丁公司