專利名稱：濾波電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及由運算互導放大器(OTA)構成的濾波電路，特別是可以變更其截止頻率的可變范圍的濾波電路。
以往，在移動通信的RF帶信號處理用的LSI等中，不是用分立元件的電阻和電容器構成時間常數(shù)，而是利用由進行電壓/電流變換的運算互導放大器(Operation Transconductance Amplifier/OTA)和電容構成的濾波電路。此外，多數(shù)情況下可以利用通過在該濾波電路中設置可以自動調整其截止頻率的截止頻率自動調整電路而進一步提高通用性的集成化濾波電路。
圖5是表示在模擬信號處理系統(tǒng)中使用的具有OTA和截止頻率自動調整電路的先有的濾波電路的結構的電路圖。在圖5中，先有的濾波電路由OTA101、OTA102、電容111(電容器C110)、電容112(電容器C120)和截止頻率自動調整電路200構成。作為外部調整元件的電阻201和電容202與截止頻率自動調整電路200連接。
OTA101從正相輸入端子N100輸入作為濾波對象的信號，將輸出端子與OTA102的正相輸入端子連接。OTA102的輸出端子與OTA101和OTA102的反相輸入端子連接，另外，OTA101和OTA102都將從截止頻率自動調整電路200輸出的信號作為偏置電壓而輸入。這樣，OTA101和OTA102就起高輸入阻抗和低輸出阻抗的能動負載的功能。
另外，一邊的端子接地的上述電容111與OTA101的輸出端子連接，同樣，一邊的端子接地的上述電容112也與OTA102的輸出端子連接。因此，由作為能動負載的OTA101和電容111以及作為能動負載的OTA102和電容112構成濾波部，便可從OTA102的輸出端子輸出濾波后的信號。另外，該濾波部的頻率特性由OTA101和OTA102的各互導以及電容111和112的各電容器決定。
圖6是在OTA101和OTA102中共同的電路圖，特別表示出了差動放大電路部。圖6所示的差動放大電路部由根據(jù)偏置電壓VB的輸入向下面說明的差動晶體管對供給一定的電流的P溝道型的MOS晶體管M10、構成差動晶體管對的P溝道型的MOS晶體管M11和P溝道型的MOS晶體管M12、起放大器的能動負載的功能的構成電流鏡電路的N溝道型的MOS晶體管M13和N溝道型的MOS晶體管M14構成。
在該差動放大電路部中，MOS晶體管M10的源極與供給電源電壓Vdd(高電平電壓)的電源線連接，柵極與供給偏置電壓VB的端子連接。另外，MOS晶體管M11和MOS晶體管M12的源極相互連接，構成差動晶體管對。此外，MOS晶體管M11和MOS晶體管M12的源極都與MOS晶體管M10的漏極連接，這樣，通過MOS晶體管M10供給的電流就供給了由上述MOS晶體管M11個MOS晶體管M12構成的差動晶體管對。
MOS晶體管M11的柵極與該差動放大電路的一邊的輸入節(jié)點N190即OTA101或OTA102的正相輸入端子連接，特別是在OTA101中是與輸入作為濾波對象的信號的端子N100連接。另外，MOS晶體管M12的柵極與差動放大電路部的另一邊的輸入端子N200即OTA101或OTA102的反相輸入端子連接。
MOS晶體管M13和MOS晶體管M14通過將柵極相互連接以及將MOS晶體管M13的柵極和漏極相互連接，形成電流鏡電路。另外，MOS晶體管M13和MOS晶體管M14的源極多與接地電壓Vss(低電平電壓)的線連接。
由該差動放大電路部放大各輸入到輸入節(jié)點N190和輸入節(jié)點N200上的信號的差分，該放大后的信號作為輸出信號從與MOS晶體管M12的漏極連接的輸入節(jié)點N210輸出，但是，在OTA101和OTA102中，由于與輸入節(jié)點N200相當?shù)母鞣聪噍斎攵俗佣寂cOTA102的輸出端子連接，所以，構成增益為1的負反饋環(huán)，起能動負載的功能。
另一方面，圖7是表示截止頻率自動調整電路的結構的電路圖。圖7所示的截止頻率自動調整電路200由結構與上述OTA101和102相同的OTA103、比較電路240和取樣保持電路300構成。OTA103的正相輸入端子(+)與模擬開關221和222的各一邊的接點端子連接，反相輸入端子(-)與利用電阻213和電阻214的串聯(lián)連接將電源線的供給電壓進行分壓的輸出節(jié)點即電阻213和電阻214的接點連接。
模擬開關221的另一邊的接點端子與利用電阻211和電阻212的串聯(lián)連接將電源線的供給電壓進行分壓的輸出節(jié)點即電阻211和電阻212的接點連接，模擬開關222的另一邊的接點端子接地。
并且，作為切換用信號，模擬開關221將時鐘CK1輸入到N溝道型的MOS晶體管側，將時鐘CK1i輸入到P溝道型的MOS晶體管側。另外，作為切換用信號，模擬開關222將時鐘CK1i輸入到N溝道型的MOS晶體管側，將時鐘CK1輸入到P溝道型的MOS晶體管側。
時鐘CK1是從時鐘輸入端子N120輸入的時鐘，時鐘CK1i如圖所示，是由反相器251將時鐘CK1的輸入反相后的信號。因此，模擬開關221和222就利用這些時鐘CK1和CK1i互補地進行開/關。
根據(jù)上述結構，OTA103將由電阻213和214供給的分壓值作為基準電壓值輸入到反相輸入端子上，將由時鐘CK1切換的信號即表示由電阻213和214供給的分壓值或接地電壓中的某一方的信號輸入到正相輸入端子上，并輸出與這些信號間的差分相應的信號。另外，OTA103將由后面所述的取樣保持電路300和上述作為外部調整元件的電阻201和電容202決定的電壓值作為偏置電壓VB而輸入。
并且，電容231(電容器C100)的一端和模擬開關223的一邊的接點端子與OTA103的輸出端子連接。電容231的多端接地，作為切換用信號，模擬開關223將時鐘CK2輸入到N溝道型的MOS晶體管側，將時鐘CK2i輸入到P溝道型的MOS晶體管側。
時鐘CK2和上述時鐘CK1一樣，是從時鐘輸入端子N130輸入的時鐘，時鐘CK2i如圖所示，是由反相器252將時鐘CK2的輸入反相后的信號。因此，模擬開關223利用這些時鐘CK2和CK2i進行開/關。
電容232(電容器C200)的一端和比較電路240的正相輸入端子與模擬開關223的另一邊的接點端子連接。電容232的多端接地，與輸入到OTA103的反相輸入端子上的信號相同的信號即由電阻213和214分壓的電壓值輸入到比較電路240的反相輸入端子上。
因此，通過模擬開關223的開/關可以將充電到電容231上的OTA103的輸出電壓值保持在電容232上。并且，由比較電路240將該保持的電壓與由上述電阻213和214決定的基準電壓值進行比較，比較結果作為邏輯電平而輸出。
取樣保持電路300由延遲觸發(fā)器301、P溝道型的MOS晶體管M31和N溝道型的MOS晶體管M32構成。并且，上述比較電路240的輸出輸入到延遲觸發(fā)器301的D輸入端。
延遲觸發(fā)器301的上升沿時鐘輸入(T輸入)利用上述時鐘CK1。延遲觸發(fā)器301的QC輸出輸入到MOS晶體管M31的柵極和MOS晶體管M32的柵極上。另外，時鐘CK1的反相后的電平的信號輸入到延遲觸發(fā)器301的T輸入端。MOS晶體管M31和MOS晶體管M32構成互補電路，各自的漏極在此起充電泵的作用。
MOS晶體管M31和MOS晶體管M32的漏極與PDO端子N300連接，另外，MOS晶體管M31的源極與電源線連接，MOS晶體管M32的源極接地。這里，如圖5所示，PDO端子N300與作為外部調整元件的電阻201連接，該電阻201通過電容202接地。即，從MOS晶體管M31和MOS晶體管M32的漏極輸出的電壓值由電容202所保持(取樣保持)。
另外，圖7所示的VCOI端子N310與截止頻率自動調整電路200的輸出端子220連接，同時，如圖5所示，在電阻201和電容202的接點連接。即，由電容202所取樣保持的電壓值從截止頻率自動調整電路202輸出，而作為構成濾波部的OTA101和102的偏置電壓VB輸入，同時，作為自電路內的OTA103的偏置電壓而輸入。
下面，說明以上所說明的先有的濾波電路的動作。在該濾波電路中，截止頻率fc和Q值可以表為下式。
其中，gm1和gm2分別表示OTA101和OTA102的互導，可以表為gm1＝1/2×K′×W′/L′×(VddVB-Vthp′)gm2＝1/2×K″×W″/L″×(Vdd-VB-Vthp″)另外，在上式中，K′表示圖6所示的MOS晶體管M10的移動度，W/L表示MOS晶體管M10的晶體管尺寸，Vdd表示MOS晶體管M10的源極的電源電壓，Vthp表示MOS晶體管M10的閾值。
如上所述，濾波電路的截止頻率由gm1、gm2、C110和C120決定，特別是互導gm1、gm2將偏置電壓VB作為1個參量，所以，通過改變該偏置電壓VB，便可設定為所希望的截止頻率。截止頻率自動調整電路200通過根據(jù)時鐘CK1和時鐘CK2的頻率將該偏置電壓VB輸入到OTA101和102，便可改變截止頻率。
下面，說明截止頻率自動調整電路200的動作。圖8是用于說明截止頻率自動調整電路200的動作的時序圖。圖7中，由電阻211和212決定的分壓值和由電阻213和214決定的分壓值設定為使時鐘CK1表示邏輯電平「H」(高電平)時輸出的OTA103的電壓值成為接近邏輯電平「H」的值，比較電路240在電容232所保持的電壓值大于上述基準電壓值時，輸出邏輯電平「H」。
在圖8(a)中，首先，在時間T0，時鐘CK1表示邏輯電平「H」時，模擬開關221成為開狀態(tài)，模擬開關222成為關狀態(tài)。并且，如圖8(b)所示，由電阻211和212決定的分壓值輸入到OTA103的正相輸入端子上(圖7中的C點)。這樣，從OTA103就輸出正的電壓，如圖8(d)所示，向電容231充電(圖7中的D點)。
如圖8(c)所示，在時間T0，同時通過時鐘CK2表示邏輯電平「H」，模擬開關223成為開狀態(tài)，從OTA103輸出的電壓如圖8(e)所示，向電容232充電(圖7中的E點)。這時，在比較電路240中，由于輸入到正相輸入端子上的表示E點的電壓值未達到反相輸入端子上的基準電壓值，所以，如圖8(f)所示，輸出邏輯電平「L」(低電平)(圖7中的F點)。
此外，在該時間T0，接地電壓或未充分充電的電容232的保持電壓輸入到比較電路240的正相輸入端子上，邏輯電平「L」輸入到延遲觸發(fā)器301的D輸入端上，但是，由于時鐘CK1表示邏輯電平「H」，所以，邏輯電平「L」輸入到T輸入端上，從QC輸出端輸出作為D輸入端的保持電壓的邏輯電平「H」的反相電平「L」。
這樣，MOS晶體管M31成為導通狀態(tài)，MOS晶體管M32成為截止狀態(tài)，電源電壓輸出導PDO端子上。這樣，就向圖5所示的電容202充電。
然后，在時間T1，只有時鐘CK2成為邏輯電平「L」，模擬開關223成為關狀態(tài)時，如圖8(e)所示，在時間T1的OTA103的輸出電壓值保持在電容232上。該輸出電壓值超過比較電路240的基準電壓值，所以，如圖8(f)所示，從比較電路240輸出邏輯電平「H」。
從比較電路240輸出的邏輯電平「H」的電壓值，輸入到延遲觸發(fā)器301的D輸入端。這時，由于時鐘CK1表示邏輯電平「H」，所以，作為其反相電平的「L」就輸入到T輸入端。并且，從QC輸出端輸出邏輯電平「H」，MOS晶體管M31成為截止狀態(tài)，MOS晶體管M32成為導通狀態(tài)，接地電壓輸入導PDO端子上。這樣，圖5所示的電容202所保持的電壓就進行放電。這就意味著，在此之前充電導電容202上的電壓值成為作為偏置電壓VB而輸出的電壓值。
并且，在時間T2，時鐘CK1表示邏輯電平「L」時，模擬開關221成為截止狀態(tài)，模擬開關222成為開狀態(tài)，OTA103的輸出成為接地電壓或負的電壓，圖7中的D點的電位如圖8(d)所示，隨著電容231的放電而逐漸地降低。
這時，時鐘CK2仍然表示邏輯電平「L」，所以，模擬開關223維持截止狀態(tài)，電容232所保持的電壓輸入到比較電路240的正相輸入端子上。因此，從PDO端子輸出的電壓也仍然表示接地電壓。
并且，在時間T4，時鐘CK1和時鐘CK2通過再次成為邏輯電平「H」，反復進行上述動作。根據(jù)上述說明，截止頻率自動調整電路200可以根據(jù)時鐘CK1和時鐘CK2的頻率改變向電容202充放電的最大的電壓值，從而可以將該電壓值作為偏置電壓VB輸入到OTA101和102。
另外，截止頻率自動調整電路200也可以起吸收電容器C110和C120的變化以及圖6所示的MOS晶體管M10的閾值Vthp的變化的電路的功能。
但是，在以上所說明的先有的濾波電路中，由于僅利用輸入截止頻率自動調整電路200的時鐘CK1和CK2的頻率來決定截止頻率的調整范圍，所以，該調整范圍比較窄，不能適應更寬范圍的截止頻率的調整的要求。
本發(fā)明就是為了解決上述問題而提案的，目的旨在提供可以在寬范圍內調整頻率的濾波電路。
為了解決上述問題，達到本發(fā)明的目的，本發(fā)明的濾波電路的特征在于在利用運算互導放大器(OTA)、電容和截止頻率自動調整單元構成濾波器的濾波電路中，將上述截止頻率自動調整單元的偏置電壓輸出輸入到上述運算互導放大器的偏置電壓輸入端子上，作為與上述運算互導放大器的輸出端子連接的上述電容，通過選擇電容器的不同的多個電容中的1個來改變上述截止頻率自動調整單元的頻率調整范圍。
按照本發(fā)明，作為與運算互導放大器的輸出端子連接的電容，選擇電容器的不同的多個電容中的1個，所以，可以擴大截止頻率自動調整單元有效地輸入到運算互導放大器的偏置電壓輸入端子上的時鐘信號的頻率的范圍，這樣，便可使截止頻率的自動調整范圍更寬。
本發(fā)明的濾波電路的特征在于具有將輸入信號輸入到正相輸入端子上的第1運算互導放大器(OTA)、與上述第1運算互導放大器的輸出端子并聯(lián)連接的多個第1開關單元、與上述各第1開關單元串聯(lián)連接的電容相互不同的多個第1電容、將上述第1運算互導放大器的輸出端子與正相輸入端子連接的第2運算互導放大器、與上述第2運算互導放大器的輸出端子并聯(lián)連接的多個第2開關單元、與上述各第2開關單元串聯(lián)連接的電容相互不同的多個第2電容和通過根據(jù)從外部輸入的時鐘信號的頻率改變上述第1和第2運算互導放大器的偏置電壓而自動調整由上述第1和第2運算互導放大器與上述第1和第2電容構成的濾波部的截止頻率的截止頻率自動調整單元，由上述第1開關單元選擇分別與上述第1運算互導放大器的輸出端子連接的上述多個第1電容中的1個，由上述第2開關單元選擇分別與上述第2運算互導放大器的輸出端子連接的上述多個第2電容中的1個。
按照本發(fā)明，在由第1運算互導放大器、與該第1運算互導放大器連接的電容、第2運算互導放大器和與該第2運算互導放大器連接的電容構成的濾波部中，設置多個與各運算互導放大器連接的電容，將可以選擇該多個電容的開關部與各電容連接，所以，可以根據(jù)從外部輸入的時鐘信號的頻率改變從截止頻率自動調整單元輸出的第1和第2運算互導放大器的偏置電壓，同時，可以改變作為決定截止頻率的參量之一的電容器的電容，從而可以使截止頻率的調整范圍更寬。
本發(fā)明的濾波電路的特征在于在利用運算互導放大器(OTA)、電容和截止頻率自動調整單元構成濾波器的濾波電路中，在構成上述運算互導放大器的晶體管中，作為將該運算互導放大器的偏置電壓輸入到柵極上的偏置電壓輸入用晶體管，通過選擇晶體管尺寸不同的多個晶體管中的1個，來改變上述截止頻率自動調整單元的頻率調整范圍。
按照本發(fā)明，在構成運算互導放大器的晶體管中，作為將該運算互導放大器的偏置電壓輸入到柵極上的偏置電壓輸入用晶體管，可以選擇晶體管尺寸不同的多個晶體管中的1個，所以，可以根據(jù)從外部輸入的時鐘信號的頻率改變從截止頻率自動調整單元輸出的運算互導放大器的偏置電壓，同時，可以改變作為決定截止頻率的參量之一的偏置電壓輸入用晶體管的晶體管尺寸，從而可以使截止頻率的調整范圍更寬。
本發(fā)明的濾波電路的特征在于在利用運算互導放大器(OTA)、電容和截止頻率自動調整單元構成濾波器的濾波電路中，上述截止頻率自動調整單元具有保持作為輸入到上述運算互導放大器的偏置電壓輸入端子上的電壓并且根據(jù)從外部輸入的時鐘信號的頻率而變化的電壓的取樣保持電路和作為決定由于設定在上述取樣保持電路中保持的上述電壓的電壓值的基準電壓的電阻而選擇電阻值不同的多個電阻中的1個的基準電壓設定部。
按照本發(fā)明，構成濾波電路的截止頻率自動調整單元具有保持作為輸入到上述運算互導放大器的偏置電壓輸入端子上的電壓并且根據(jù)從外部輸入的時鐘信號的頻率而變化的電壓的取樣保持電路和作為決定由于設定在上述取樣保持電路中保持的上述電壓的電壓值的基準電壓的電阻而選擇電阻值不同的多個電阻中的1個的基準電壓設定部，所以，可以改變基準電壓值，從而可以根據(jù)從外部輸入的時鐘信號的頻率在更寬的范圍內改變從截止頻率自動調整單元輸出的運算互導放大器的偏置電壓，同時可以使截止頻率的調整范圍更寬。


圖1是表示實施例1的濾波電路的結構的電路圖。
圖2是表示實施例1的濾波電路中時鐘CK1和CK2的頻率與偏置電壓VB的特性曲線的圖。
圖3是表示實施例2的濾波電路中OTA的內部電路的圖。
圖4是表示實施例3的濾波電路中截止頻率自動調整電路的圖。
圖5是表示具有OTA和截止頻率自動調整電路的先有的濾波電路的結構的電路圖。
圖6是表示先有的濾波電路中OTA的結構的電路圖。
圖7是表示先有的濾波電路中截止頻率自動調整電路的結構的電路圖。
圖8是用于說明先有的濾波電路中截止頻率自動調整電路的動作的時序圖。
下面，根據(jù)附圖詳細說明本發(fā)明的濾波電路的實施例。本發(fā)明并不限于這些實施例。
實施例1.
首先，說明實施例1的濾波電路。圖1(a)、(b)是表示實施例1的濾波電路的結構的電路圖。對于和圖5相同的部分標以相同的符號，并省略其說明。在圖1中，實施例1的濾波電路由OTA11、OTA12和截止頻率自動調整電路200構成，OTA11和OTA12分別與上述OTA101和OTA102相當。
特別是，圖1所示的濾波電路，與在先有的濾波電路中1個電容111與OTA101的輸出端子連接的情況相反，n個模擬開關AS11～AS1n和分別與這些模擬開關連接的電容器不同的電容31～3n(電容器C11～C1n)與OTA11的輸出端子連接。更詳細地說，如圖1所示，模擬開關AS11～AS1n的一邊的接點端子并聯(lián)地與OTA11的輸出端子連接，電容31～3n分別各與這些模擬開關AS11～AS1n的另一邊的接點端子連接。例如，OTA11的輸出端子與模擬開關AS11的一邊的接點端子連接，電容31的一端與另一邊的接點端子連接。電容31的另一端接地。
這樣，由1個模擬開關和1個電容構成的n個組并聯(lián)地與OTA11的輸出端子連接。另外，各模擬開關AS11～AS1n分別向N溝道型的MOS晶體管側輸入切換信號SW11～SW1n，分別向P溝道型的MOS晶體管側輸入切換信號SW11i～SW1ni。
切換信號SW11～SW1n分別從切換信號輸入端子N11～N1n由外部輸入，切換信號SW11i～SW1ni是通過將切換信號SW11～SW1n輸入該濾波電路或與濾波電路連接的外部電路所具有的反相器G11～G1n而得到的反相信號。因此，各模擬開關AS11～AS1n根據(jù)各切換信號SW11～SW1n和切換信號SW11i～SW1ni而進行開/關。
即，通過向切換信號輸入端子N11～N1n中的某一個輸入邏輯電平「H」，可以使模擬開關AS11～AS1n中所希望的模擬開關成為開狀態(tài)，從而可以使與超該開狀態(tài)的模擬開關連接的電容有效。由于各電容31～3n的電容器相互不同，所以，通過選擇成為開狀態(tài)的模擬開關，可以改變介于OTA11的輸出端子與接地線之間的電容器的電容。
此外，圖1所示的濾波電路與在先有的濾波電路中1個電容112與OTA102的輸出端子連接的情況相反，和上述OTA11的情況一樣，m個模擬開關AS21～AS2m和與這些模擬開關連接的電容器不同的電容41～4m(電容器C21～C2m)與OTA12的輸出端子連接。
更詳細地說，如圖1所示，模擬開關AS21～AS2m一邊的接點端子并聯(lián)地與OTA12的輸出端子連接，電容41～4m分別與這些模擬開關AS21～AS2m的另一邊的接點端子連接。例如，OTA12的輸出端子與模擬開關AS21的一邊的接點端子連接，電容41的一端與另一邊的接點端子連接。電容41的另一端接地。
這樣，由1個模擬開關和1個電容構成的m個組并聯(lián)地與OTA12的輸出端子連接。另外，各模擬開關AS21～AS2m分別向N溝道型的MOS晶體管側輸入切換信號SW21～SW2m，分別向P溝道型的MOS晶體管側輸入切換信號SW21i～SW2mi。
與上述切換信號SW11～SW1n和切換信號SW11i～SW1ni一樣，切換信號SW21～SW2m分別從切換信號輸入端子N21～N2m由外部輸入，切換信號SW21i～SW2mi是通過將切換信號SW21～SW2m輸入該濾波電路或與濾波電路連接的外部電路所具有的反相器G21～G2m而得到的反相信號。因此，各模擬開關AS21～AS2m分別根據(jù)各切換信號SW21～SW2m和切換信號SW21i～SW2mi而進行開/關。
即，通過將邏輯電平「H」輸入切換信號輸入端子N21～N2m中的某一個，可以使模擬開關AS21～AS2m中所希望的模擬開關成為開狀態(tài)，從而可以使與成為該開狀態(tài)的模擬開關連接的電容有效。由于各電容器41～4m的電容相互不同，所以，通過選擇成為開狀態(tài)的模擬開關，可以改變介于OTA12的輸出端子與接地線之間的電容器的電容。
因此，利用以上說明的結構向切換信號輸入端子N11～N1n中的1個輸入邏輯電平「H」，同時通過向切換信號輸入端子N21～N2m中的1個輸入邏輯電平「H」，便可將構成OTA11及OTA12和濾波部的各電容器的電容設定為所希望的值。
這里，該濾波電路的截止頻率fc和Q值可以利用在電容31～3n中選擇的電容器的電容(這里，假定為C1k)、在電容41～4m中選擇的電容器的電容(這里，假定為C2k)和OTA11及OTA12的各自的互導(假定分別為gm1和gm2)與式1一樣表示為下式。
如上所述，通過切換電容，可以使式2中的電容C1k和C2k成為所希望的值，所以，可以改變?yōu)V波電路的截止頻率fc。另一方面，如在式1中說明的那樣，互導gm1和gm2由供給OTA11和OTA12的各偏置電壓決定，所以，在截止頻率自動調整電路200中，也可以根據(jù)可隨時鐘CK1和CK2的頻率而改變的偏置電壓VB的輸出來改變截止頻率fc。
圖2是表示時鐘CK1和CK2的頻率與偏置電壓VB的特性曲線的圖。在圖2中，和先有的濾波電路那樣僅通過改變偏置電壓VB來調整截止頻率fc時，輸入截止頻率自動調整電路200的時鐘CK1和CK2的頻率的有效的可變范圍為頻率調整范圍B所示的范圍，與此相反，在本實施例1的濾波電路中，通過改變構成濾波部的電容，便可將時鐘CK1和CK2的頻率調整范圍擴展到圖2中頻率調整范圍A所示的范圍。
另外，通過選擇分別與OTA11和OTA12的輸出端子連接的電容以使上述式2中的電容C1k與C2k之比總是一定，便可改變截止頻率fc，同時可以使Q值固定。
此外，也可以將譯碼器設置在輸入上述切換信號SW11～SW1n和切換信號SW21～SW2m的各切換信號輸入端子的前級，而將電容選擇數(shù)據(jù)輸入譯碼器。例如，在具有電容31～34和電容41～44的濾波電路中，通過使「00」、「01」、「10」、「11」的2位數(shù)據(jù)分別與(電容31，41)、(電容32，42)、(電容33，43)、(電容34，44)對應，并將該數(shù)據(jù)作為電容選擇數(shù)據(jù)輸入上述譯碼器，便可使電容的選擇簡化。如上所述，按照實施例1的濾波電路，在由OTA11、與該OTA11及的電容、OTA12和與該OTA12連接的電容構成的濾波部中，設置與各OTA連接的多個電容，并將可以選擇該多個電容的模擬開關與各電容連接，所以，可以根據(jù)時鐘CK1和CK2的頻率改變從截止頻率自動調整電路200輸出的OTA11和OTA12的偏置電壓，同時，可以改變作為決定截止頻率fc的參量之一的電容器的電容，從而可以使截止頻率的調整范圍更寬。這樣，便可提供更靈活的通用性高的濾波電路。
實施例2.
下面，說明實施例2的濾波電路。實施例2的濾波電路，在圖5所示的先有的濾波電路的OTA101和102的內部電路或實施例1的OTA11和OTA12的內部電路即圖6所示的差動放大部中，通過改變將偏置電壓輸入到柵極上的MOS晶體管的晶體管尺寸W/L，除了自動調整截止頻率自動調整電路200的頻率外，還將截止頻率的調整范圍擴大。
如在上述數(shù)式1中說明的那樣，對于作為決定截止頻率fc的參量之一的OTA的互導gm1或gm2，在構成這些互導gm1或gm2的參量中，包含將偏置電壓VB輸入到柵極的MOS晶體管的晶體管尺寸W/L。因此，通過改變該晶體管尺寸W/L，也可以改變截止頻率fc。
晶體管尺寸W/L的改變，可以通過預先準備多個晶體管尺寸的偏置電壓VB輸入用MOS晶體管，利用模擬開關選擇這些MOS晶體管中的某一個而實現(xiàn)。
圖3(a)、(b)是表示實施例2的濾波電路中的OTA的內部電路的圖。在圖3所示的內部電路即差動放大部中，晶體管尺寸相互不同的x個P溝道型的MOS晶體管M1～Mx并聯(lián)地連接在電源電壓Vdd與MOS晶體管M11和MOS晶體管M12的源極間的連接點之間。
另外，模擬開關AS31～AS3x的一邊的接點端子分別與這些MOS晶體管M1～Mx的各柵極連接。并且，供給從截止頻率自動調整電路200輸出的偏置電壓VB的偏置電壓VB線與另一邊的接點端子連接。
另外，各模擬開關AS31～AS3x分別將切換信號SW31～SW3x輸入到N溝道型的MOS晶體管側，分別將切換信號SW31i～SW3xi輸入到P溝道型的MOS晶體管側。
切換信號SW31～SW3x由外部分別從切換信號輸入端子N31～N3x輸入，切換信號SW31i～SW3xi是通過將切換信號SW31～SW3x輸入在該濾波電路或與濾波電路連接的外部電路所具有的反相器G31～G3x而得到的反相信號。因此，模擬開關AS31～AS3x分別根據(jù)各切換信號SW31～SW3x而進行開/關。
即，通過將邏輯電平「H」輸入切換信號輸入端子N31～N3x中的某一個，便可使模擬開關AS31～AS3x中所希望的模擬開關成為開狀態(tài)，從而可以使與該成為開狀態(tài)的模擬開關連接的MOS晶體管成為導通狀態(tài)。由于各MOS晶體管M1～Mx的晶體管尺寸相互不同，所以，通過選擇成為開狀態(tài)的模擬開關，便可改變OTA11或OTA12的互導。
這樣，如圖2所示，與像先有的濾波電路那樣在僅通過改變偏置電壓VB來調整截止頻率fc時輸入截止頻率自動調整電路200的時鐘CK1和CK2的頻率有效的可變范圍為頻率調整范圍B所示的范圍的情況相反，在本實施例2的濾波電路中，進而通過改變構成濾波部的OTA的偏置電壓VB輸入用MOS晶體管的晶體管尺寸，可以將時鐘CK1和CK2的頻率調整范圍擴展到同一圖的頻率調整范圍A所示的范圍。
在以上說明的濾波電路的OTA的內部電路中，對可以成為偏置電壓VB用MOS晶體管的多個MOS晶體管M1～Mx分別設置模擬開關，但是，也可以將偏置電壓VB線與各MOS晶體管M1～Mx的柵極連接，分別將模擬開關的一邊的接點端子與各MOS晶體管M1～Mx的漏極連接，將各模擬開關的另一邊的接點端子與MOS晶體管M11和MOS晶體管M12的源極間的連接點連接。
如上所述，按照實施例2的濾波電路，在由OTA11、與該OTA11連接的電容、OTA12和與該OTA12連接的電容構成的濾波部的各OTA內部，將晶體管尺寸相互不同的多個P溝道型的MOS晶體管M1～Mx并聯(lián)地設置在電源電壓Vdd與MOS晶體管M11和MOS晶體管M12的源極間的連接點之間，將可以選擇該多個MOS晶體管的模擬開關與各電容連接，所以，可以根據(jù)時鐘CK1和CK2的頻率改變從截止頻率自動調整電路200輸出的圖5所示的先有的濾波電路的OTA101和102或實施例1的OTA11和OTA12的偏置電壓VB，同時，可以改變作為決定截止頻率fc的參量之一的偏置電壓VB輸入用MOS晶體管的晶體管尺寸，從而可以使截止頻率的調整范圍更寬。這樣，便可更靈活地提供通用性高的濾波電路。
實施例3.
下面，說明實施例3的濾波電路。實施例3的濾波電路，是在上述截止頻率自動調整電路200(參見圖7)中，通過改變決定輸入到OTA103的反相輸入端子和比較電路240的反相輸入端子上的分壓值的電阻213與電阻214的電阻之比來擴大從截止頻率自動調整電路200輸出的偏置電壓VB的可變范圍從而擴大截止頻率的調整范圍的電路。
如上述圖7的說明那樣，由電阻213和電阻214決定的分壓值作為基準電壓值決定OTA103的輸出電壓值的大小，從而決定向電容231或電容232充電的電壓。另外，比較電路240根據(jù)該基準電壓值判斷是否向取樣保持電路300輸出邏輯電平「H」。
因此，通過改變該基準電壓值，可以擴大與VCOI端子連接的電容202所保持的電壓的范圍，這樣，便可擴大從截止頻率自動調整電路200輸出的偏置電壓VB的可變范圍，即可以改變截止頻率fc。
基準電壓值的改變，可以通過預先準備具有相互不同的電阻值的多個電阻取代電阻214，利用模擬開關選擇這些電阻中的某一個而實現(xiàn)。
圖4(a)、(b)是表示實施例3的濾波電路中的截止頻率自動調整電路的圖。對于與圖7相同的部分，標以相同的符號，并省略其說明。在圖4所示的截止頻率自動調整電路中，電阻值相互不同的y個電阻51～5y并聯(lián)地設置在電阻213與接地線之間。
另外，這些電阻51～5y的一端分別與模擬開關AS41～AS4y的一邊的接點端子連接，電阻213與另一邊的接點端子連接。這時，電阻51～5y的另一端與接地線連接。
并且，各模擬開關AS41～AS4y分別將切換信號SW41～SW4y輸入到N溝道型的MOS晶體管側，分別將切換信號SW41i～SW4yi輸入到P溝道型的MOS晶體管側。
切換信號SW41～SW4y由外部分別從切換信號輸入端子N41～N4y輸入，切換信號SW41i～SW4yi是通過將切換信號SW41～SW4y輸入該濾波電路或與濾波電路連接的外部電路所具有的反相器G41～G4y而得到的反相信號。因此，模擬開關AS41～AS4y分別根據(jù)各切換信號SW41～SW4y而進行開/關。
即，通過將邏輯電平「H」輸入切換信號輸入端子N41～N4y中的某一個，可以使模擬開關AS41～AS4y中所希望的模擬開關成為開狀態(tài)，從而可以使與該成為開狀態(tài)的模擬開關連接的電阻作為生成基準電壓的電阻而有效。由于各電阻51～5y的電阻值相互不同，所以，通過選擇成為開狀態(tài)的模擬開關，便可改變所選擇的電阻與電阻213的分壓比，從而可以改變基準電壓值。
這樣，如圖2所示，與像先有的濾波電路那樣在僅通過改變偏置電壓VB來調整截止頻率fc時輸入截止頻率自動調整電路200的時鐘CK1和CK2的頻率有效的可變范圍為頻率調整范圍B所示的范圍的情況相反，在本實施例3的濾波電路的截止頻率自動調整電路200中，進而通過改變生成基準電壓的電阻值，可以將時鐘CK1和CK2的頻率調整范圍擴展到同一圖的頻率調整范圍A所示的范圍。
如上所述，按照實施例3的濾波電路，在截止頻率自動調整電路200中，將生成決定偏置電壓VB的電壓值的基準電壓的2個電阻中的一邊的電阻與模擬開關一起并聯(lián)地設置為電阻值相互不同的多個電阻，所以，通過該模擬開關的開/關便可改變基準電壓值，根據(jù)時鐘CK1和CK2的頻率可以在更寬的范圍內改變從截止頻率自動調整電路200輸出的圖5所示的先有的濾波電路的OTA101和102或實施例1的OTA11和OTA12的偏置電壓VB，同時，可以擴大截止頻率的調整范圍。這樣，便可更靈活地提供通用性高的濾波電路。
如上所述，按照本發(fā)明，在由運算互導放大器(OTA)、電容和截止頻率自動調整單元構成濾波器的濾波電路中，作為與運算互導放大器的輸出端子連接的電容，是選擇電容不同的多個電容器中的1個，所以，可以擴大截止頻率自動調整單元有效地輸入到運算互導放大器的偏置電壓輸入端子上的時鐘信號的頻率的范圍，這樣，便可使截止頻率的自動調整范圍更寬，從而可以更靈活地得到通用性高的濾波電路。
按照本發(fā)明，在由第1運算互導放大器、與該第1運算互導放大器連接的電容、第2運算互導放大器和與該第2運算互導放大器連接的電容構成的濾波部中，設置多個與各運算互導放大器連接的電容，將可以選擇該多個電容的開關部與各電容連接，所以，可以根據(jù)從外部輸入的時鐘信號的頻率改變從截止頻率自動調整單元輸出的第1和第2運算互導放大器的偏置電壓，同時，可以改變作為決定截止頻率的參量之一的電容器的電容，使截止頻率的調整范圍更寬，從而可以更靈活地得到通用性高的濾波電路。
按照本發(fā)明，在構成運算互導放大器的晶體管中，作為將該運算互導放大器的偏置電壓輸入到柵極上的偏置電壓輸入用晶體管，可以選擇晶體管尺寸不同的多個晶體管中的1個，所以，可以根據(jù)從外部輸入的時鐘信號的頻率改變從截止頻率自動調整單元輸出的運算互導放大器的偏置電壓，同時，可以改變作為決定截止頻率的參量之一的偏置電壓輸入用晶體管的晶體管尺寸，使截止頻率的調整范圍更寬，從而可以更靈活地得到通用性高的濾波電路。
按照本發(fā)明，構成濾波電路的截止頻率自動調整單元具有保持作為輸入到上述運算互導放大器的偏置電壓輸入端子上的電壓并且根據(jù)從外部輸入的時鐘信號的頻率而變化的電壓的取樣保持電路和作為決定由于設定在上述取樣保持電路中保持的上述電壓的電壓值的基準電壓的電阻而選擇電阻值不同的多個電阻中的1個的基準電壓設定部，所以，可以改變基準電壓值，從而可以根據(jù)從外部輸入的時鐘信號的頻率在更寬的范圍內改變從截止頻率自動調整單元輸出的運算互導放大器的偏置電壓，同時可以使截止頻率的調整范圍更寬，從而可以更靈活地得到通用性高的濾波電路。
權利要求
1.一種利用運算互導放大器、電容和截止頻率自動調整單元構成濾波器的濾波電路，其特征在于上述截止頻率自動調整單元的偏置電壓輸出輸入到上述運算互導放大器的偏置電壓輸入端子上，作為與上述運算互導放大器的輸出端子連接的上述電容，通過選擇電容不同的多個電容中的1個來改變上述截止頻率自動調整單元的頻率調整范圍。
2.一種濾波電路，其特征在于具有將輸入信號輸入到正相輸入端子上的第1運算互導放大器、與上述第1運算互導放大器的輸出端子并聯(lián)連接的多個第1開關單元、與上述各第1開關單元串聯(lián)連接的電容相互不同的多個第1電容、將上述第1運算互導放大器的輸出端子與正相輸入端子連接的第2運算互導放大器、與上述第2運算互導放大器的輸出端子并聯(lián)連接的多個第2開關單元、與上述各第2開關單元串聯(lián)連接的電容相互不同的多個第2電容和通過根據(jù)從外部輸入的時鐘信號的頻率改變上述第1和第2運算互導放大器的偏置電壓而自動調整由上述第1和第2運算互導放大器與上述第1和第2電容構成的濾波部的截止頻率的截止頻率自動調整單元，由上述第1開關單元選擇分別與上述第1運算互導放大器的輸出端子連接的上述多個第1電容中的1個，由上述第2開關單元選擇分別與上述第2運算互導放大器的輸出端子連接的上述多個第2電容中的1個。
3.一種利用運算互導放大器、電容和截止頻率自動調整單元構成濾波器的濾波電路，其特征在于在構成上述運算互導放大器的晶體管中，作為將該運算互導放大器的偏置電壓輸入到柵極上的偏置電壓輸入用晶體管，通過選擇晶體管尺寸不同的多個晶體管中的1個，來改變上述截止頻率自動調整單元的頻率調整范圍。
4.一種利用運算互導放大器、電容和截止頻率自動調整單元構成濾波器的濾波電路，其特征在于上述截止頻率自動調整單元具有保持作為輸入到上述運算互導放大器的偏置電壓輸入端子上的電壓并且根據(jù)從外部輸入的時鐘信號的頻率而變化的電壓的取樣保持電路和作為決定由于設定在上述取樣保持電路中保持的上述電壓的電壓值的基準電壓的電阻而選擇電阻值不同的多個電阻中的1個的基準電壓設定部。
全文摘要
濾波電路,n個模擬開關AS11～AS1n和分別與這些模擬開關連接的電容不同的電容器31～3n與OTA11輸出端子連接。m個模擬開關AS21～2m和分別與這些模擬開關連接的電容不同的電容器41～4m與OTA12輸出端子連接。且通過使模擬開關AS11～AS1n中的1個和模擬開關AS21～2m中的1個都成為開狀態(tài),選擇構成濾波部的電容中的所希望的電容,擴大截止頻率自動調整電路200的截止頻率的調整范圍。
文檔編號H03H11/04GK1275834SQ0010186
公開日2000年12月6日 申請日期2000年2月4日 優(yōu)先權日1999年5月28日
發(fā)明者山本誠二 申請人:三菱電機株式會社