用于諧振變換器的充電模式控制設(shè)備的制造方法
【專利說明】
[0001] 分案申請說明
[0002] 本申請是于2010年12月28日提交的、申請?zhí)枮?01010625252.5、名稱為"用于諧振 變換器的充電模式控制設(shè)備"的中國發(fā)明專利申請的分案申請。
技術(shù)領(lǐng)域
[0003] 本發(fā)明設(shè)及一種用于諧振變換器的充電模式控制設(shè)備。
【背景技術(shù)】
[0004] 在現(xiàn)有技術(shù)中已知強制開關(guān)變換器(開關(guān)變換器），其具有用于控制其的設(shè)備。諧 振變換器是強迫開關(guān)變換器其中的一大類，其特征在于存在諧振電路，該諧振電路在確定 輸入-輸出功率流方面起著積極的作用。在運些變換器中，由直流電壓供電的包括4(2)個功 率開關(guān)(典型地為功率M0SFET)的橋(半橋)產(chǎn)生電壓方波，該電壓方波施加到被調(diào)諧至接近 所述方波基頻的頻率的諧振電路。由此，由于其選擇的特性，諧振電路主要響應(yīng)于基頻分量 而忽略方波的更高次諧波。結(jié)果是，傳遞的功率可通過改變其占空比保持恒定在50%的方 波的頻率來調(diào)制。而且，根據(jù)諧振電路的配置，相關(guān)于功率流的電流和/或電壓具有正弦或 分段正弦的形狀。
[0005] 運些電壓被整流W及濾波，從而向負(fù)載提供dc功率。在離線應(yīng)用中，為了遵照安全 性規(guī)定，通過變壓器將供電至負(fù)載的整流和濾波系統(tǒng)禪合至諧振電路，該變壓器提供電源 與負(fù)載之間的隔離，運是上述提及的規(guī)定所要求的。如在所有隔離網(wǎng)絡(luò)變換器中那樣，在運 種情況中，也對連接至輸入電源的初級側(cè)(設(shè)及變壓器的初級繞組）W及通過整流和濾波系 統(tǒng)向負(fù)載提供功率的次級側(cè)(設(shè)及變壓器的次級繞組)之間進行區(qū)分。
[0006] 目前，在很多類型的諧振變換器中，所謂的化C諧振變換器被廣泛應(yīng)用，特別是W 其半橋形式被應(yīng)用。其稱謂LLC源自采用兩個電感化)和一個電容(C)的諧振電路；圖1示出 了化打皆振變換器的原理示意圖。諧振變換器1包括由驅(qū)動電路3驅(qū)動的位于輸入電壓Vin和 地GND之間的晶體管Ql和Q2的半橋。在晶體管Ql和Q2之間的公共端子皿連接至電路塊2，該 電路塊2包括串聯(lián)的電容Cr、電感LsW及與具有中間抽頭次級的變壓器10并聯(lián)連接的另一 電感Lp。變壓器10的中間抽頭次級的兩個繞組連接至兩個二極管Dl和D2的正極，兩個二極 管Dl和D2的負(fù)極都連接至并聯(lián)的電容Cout和電阻Rout;跨越并聯(lián)的Cout和Rout兩端的電壓 是諧振變換器的輸出電壓Vout，同時dc輸出電流Iout流經(jīng)Rout。
[0007] 諧振變換器相較于傳統(tǒng)的開關(guān)變換器(非諧振變換器，典型的為PWM-脈寬調(diào)制-控 審IJ)而言具有顯著的優(yōu)勢:波形無睹峭邊緣，由于其"軟"開關(guān)，功率開關(guān)的開關(guān)損耗低，轉(zhuǎn)換 效率高(可容易地達(dá)到95% W上），能夠運行在高頻，產(chǎn)生的EMI(電磁干擾)低，W及最后，功 率密度高（即，能夠建立具有在相對小的空間處理很大的功率水平的能力的變換系統(tǒng)）。
[000引在大多數(shù)dc-dc變換器中，閉環(huán)、負(fù)反饋控制系統(tǒng)使得變換器的輸出電壓在改變運 行條件的情況下保持恒定，運行條件即其輸入電壓Vin和/或輸出電流lout。運是通過將輸 出電壓的一部分與參考電壓Vref進行比較來實現(xiàn)的。由輸出電壓感測系統(tǒng)(通常為電阻分 壓器)提供的值與參考值之間的差或誤差信號化通過誤差放大器放大。其輸出Vc調(diào)制變換 器中的量X，其中在每個開關(guān)周期期間該變換器承載的能量基本上依賴于該量X。如上所述， 在諧振變換器中運樣的一個重要的量是激勵諧振電路的方波的開關(guān)頻率。
[0009] 在所有的dc-dc變換器的控制系統(tǒng)中，誤差放大器的頻率響應(yīng)應(yīng)當(dāng)被恰當(dāng)?shù)卦O(shè)計 W確保：
[0010] -穩(wěn)定的控制環(huán)路（即，在變換器的運行條件擾動的情況下，一旦由該擾動導(dǎo)致的 瞬態(tài)結(jié)束，輸出電壓傾向于恢復(fù)到接近于擾動之前的穩(wěn)定狀態(tài)值）；
[0011] -高的穩(wěn)壓性（即，輸出電壓在擾動之后恢復(fù)到的新的恒定值極為接近擾動之前的 值)；
[0012] -好的動態(tài)性能（即，在擾動隨后的瞬態(tài)期間，輸出電壓不會很大地偏離期望值并 且瞬態(tài)本身很短）。
[0013] 上述提及的控制目標(biāo)可被表述為控制環(huán)路的傳遞函數(shù)的一些特征量，例如，帶寬、 相位裕度、dc增益。在dc-dc變換器中，運些目標(biāo)可通過作用于誤差放大器的頻率響應(yīng)、修改 其增益W及適當(dāng)?shù)匕才牌鋫鬟f函數(shù)的極點和零點(頻率補償)來實現(xiàn)。運通常通過采用包括 電阻和連接至電阻的具有合適值的電容器的無源網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)。
[0014] 但是，為了確定獲得控制環(huán)路的傳遞函數(shù)的期望特征所需的頻率補償，必須要知 曉調(diào)節(jié)器增益，即將控制電壓Vc轉(zhuǎn)換到控制量X的系統(tǒng)增益，W及變換器本身相對于量X的 變動的頻率響應(yīng)。
[0015] 調(diào)節(jié)器增益通常不依賴于頻率，并且在控制集成電路中固定。
[0016] 雖然dc-dc變換器由于開關(guān)動作為強非線性系統(tǒng)，但在合適的近似W及某種假定 下，其頻率響應(yīng)可由與用于線性網(wǎng)絡(luò)的方式相同的方式來描述W及表示，由此，可由W增 益、零點和極點為特征的傳遞函數(shù)來描述W及表示。該傳遞函數(shù)基本上取決于變換器的拓 撲，即，處理功率的元件的共同配置，取決于其運行模式，即，在每個開關(guān)周期，在磁性部件 中存在連續(xù)電流流動（連續(xù)電流模式，CCM)還是不存在連續(xù)電流流動（不連續(xù)電流模式， DCM)，W及取決于由控制環(huán)路控制的量X。雖然在PWM變換器中，通常采用不同的控制方法-但傳統(tǒng)地，在諧振變換器中，被用于控制變換器的量直接為施加至諧振電路的方波的開關(guān) 頻率。
[0017] 在所有的用于市場上可獲得的dc-dc諧振變換器的集成控制電路中，其控制直接 作用于半橋的諧振頻率(直接頻率控制，DFC)上。圖2示出了用于該類型的諧振變換器的控 制系統(tǒng)。次級側(cè)的誤差放大器4,在其反相輸入端具有輸出電壓Vout的一部分，在非反相輸 入端具有參考電壓化ef，其輸出通過光禪合器5傳輸至初級側(cè)W確保由安全規(guī)定要求的初 級-次級隔離，并且該輸出作用于控制集成電路30中的電壓控制振蕩器(VC0)6或者電流控 審IJ振蕩器(ICO)。
[0018] 運種類型的控制帶來兩類問題。第一類設(shè)及W下事實:不同于PWM變換器，由增益、 極點和零點表述的用于諧振變換器的動態(tài)小信號模型并不已知(僅具有不可靠的實際應(yīng)用 的一些近似形式）。換句話說，不知曉功率級的傳遞函數(shù)。第二類問題設(shè)及W下事實:根據(jù)基 于仿真的研究結(jié)果，所述功率級的傳遞函數(shù)顯示出強可變dc增益，極點的數(shù)量依賴于運行 點而從一個至=個變化并且具有非常易變的位置。最后，由于輸出電容，存在一個零點。
[0019] 大增益變化W及高可變性極點配置導(dǎo)致反饋控制環(huán)路的頻率補償極為困難。運導(dǎo) 致，實際上不可能獲得在所有運行條件下的最優(yōu)瞬態(tài)響應(yīng)，并且需要在穩(wěn)定性和動態(tài)性能 之間的極大的權(quán)衡。另外，能量傳遞極為依賴于輸入電壓(音頻-敏感性），運使得控制環(huán)路 不得不顯著改變運行頻率W補償所述變動。由于變換器的輸入電壓中總是具有頻率兩倍于 主電壓的頻率的交流分量，在該頻率處的環(huán)路增益需要足夠高W有效地抵制所述交流分量 并且顯著地減弱在輸出電壓中可見的剩余紋波。
[0020] 所有的運些因素導(dǎo)致了問題不能被全部解決的危險，尤其是當(dāng)由變換器供電的負(fù) 載具有高的動態(tài)變化W及/或?qū)τ趧討B(tài)精確性或者響應(yīng)速度或者輸入紋波抵制存在嚴(yán)格的 要求時。
[0021] 最后，設(shè)及DFC控制方法的另一個難題是開關(guān)頻率對于諧振電路中的元件(Cr, Ls W及Lp)的值的敏感性。運些值由于其制造公差而具有統(tǒng)計學(xué)分布，并且運對保護電路的有 效性產(chǎn)生不利影響。事實上，通常來說，為了避免變換器運行異常，應(yīng)當(dāng)限制控制量X。在諧 振變換器的情況下，實施DFC的諧振控制器允許對半橋的操作頻率進行上限和下限限制。設(shè) 置運些限制應(yīng)當(dāng)考慮，由于上述提及的值的分布，變換器的操作頻率范圍將相應(yīng)地改變。由 此，對頻率設(shè)定的最小限制應(yīng)當(dāng)小于作為所述范圍的低端的最小值，并且最大限制應(yīng)當(dāng)大 于作為所述范圍的高端的最大值。運極大地減小了作為防止異常操作情況的手段的頻率限 制的有效性。
[0022] 所述難題的解決包括，采用基于充電模式控制（CMC)的變換器控制，所述方法在 W. Tang,F. C丄ee ,R.B.Ridley W及I. Cohen的論文乂barge Control =Analysis ,Modelin邑 and Design"中第一次論述，其發(fā)表在電力電子專家會議(Power Electronics Specialist Conf erence)，1992. PESC'92記錄，I 邸E 年報第 23 期，1992年6 月29 日一7 月3 日，頁碼：503-511，第1卷上。而將之應(yīng)用至諧振變換器的想法則可W追溯到W. Tang，C. S丄eu W及F. C丄ee 白勺i侖文('Ch曰r邑e control for zero-volt曰邑e-switchin邑 multi-reson曰nt converter，，中， 其發(fā)表在電力電子專家會議（Power Electronics Specialist Confere