H橋級聯多電平逆變器開關次數最小化調制的方法
【技術領域】
[0001] 本發(fā)明涉及級聯多電平逆變器的調制領域，特指一種H橋級聯多電平逆變器開關 次數最小化調制的方法。
【背景技術】
[0002]H橋級聯多電平逆變器開關器件上的電壓應力小、模塊化程度高、電平數多、易于 實現冗余性、易于擴展和控制、輸出電壓諧波特性好、故障容錯能力強等，用低壓電力電子 器件實現高壓大功率電能轉換，可應用于高壓直流輸電、靜止同步補償器和有源電力濾波 器、光伏發(fā)電和燃料電池發(fā)電等再生能源裝置以及大功率高燕變頻電機驅動等高壓大功率 裝置中。
[0003] 調制技術是H橋級聯型多電平逆變器的關鍵技術。H橋級聯型多電平逆變器采用 的調制方法主要包括階梯波調制、特定諧波消除PWM、載波相移SPWM以及多電平SVPWM等。 其中載波移相SPWM使目前級聯多電平逆變器普遍采用的一種調制技術。傳統的載波移相 SPWM-般采用倍頻SPWM調制方法，因而每個功率子模塊需要2個PWM發(fā)生器產生驅動信 號，對于H橋級聯多電平逆變器而言，必然需要占有大量的處理器資源。將單極性SPWM調 制方式引入到載波移相SPWM中，較傳統的采用倍頻SPWM調制方法可以減少一半的PWM發(fā) 生器，節(jié)約了大量處理器資源。
[0004] 常規(guī)單極性SPWM調制方式較雙極性SPWM調制方式具有開關損耗小、諧波失真低 等優(yōu)點；較倍頻式SPWM調制方式可以減少一半的PWM發(fā)生器，節(jié)約了處理器資源。然而，常 規(guī)單極性SPWM對H橋逆變器斬波臂上的功率開關器件會帶來不必要的開關次數，且隨著H 橋級聯多電平逆變器的級數增加這種不必要的開關次數將會更加明顯。

【發(fā)明內容】

[0005] 本發(fā)明的目的是針對常規(guī)單極性SPWM對H橋逆變器斬波臂上的功率器件帶來不 必要開關次數的問題，提出了一種H橋級聯多電平逆變器開關次數最小化調制的方法，旨 在減少H級聯多電平逆變器的開關次數。
[0006] 本發(fā)明提供了一種H橋級聯多電平逆變器開關次數最小化調制的方法，設定H橋 級聯型多電平逆變器中，每個子模塊的三角載波信號變化范圍相同，且為-1~1之間變化， 相鄰兩個子模塊的三角載波相角差為360° /N，其中N為級聯子模塊個數；所述調制方法如 下：
[0007] (1)將幅值為-1至1的正弦波調制信號與零電平進行比較后，得到方波信號，該 方波信號依次為H橋級聯多電平逆變器各個子模塊方向臂功率開關器件的一路驅動信號 Vgl;
[0008] (2)對步驟（1)獲得的方波信號邏輯取反，得到H橋級聯多電平逆變器各個子模塊 方向臂功率開關器件的另一路驅動信號Vg2 ;
[0009] (3)將步驟⑴中的正弦波調制信號與H橋級聯多電平逆變器各個子模塊對應的 三角載波信號比較后得到一路與各個功率子模塊斬波臂功率開關器件相關聯的PWM脈沖 信號Vg3n' ；
[0010] (4)將步驟（3)得到的PWM脈沖信號邏輯取反，得到另一路與各個功率子模塊斬波 臂功率開關器件相關聯的PWM脈沖信號Vg4n'。
[0011] 進一步地：H橋級聯多電平逆變器是由多個H橋單元結構直接級聯構成，所述單個 H橋單元方向臂和斬波臂驅動信號通過以下步驟獲得：
[0012] (5)采用步驟（1)和步驟（2)得到單個功率模塊方向臂功率器件的驅動信號Vgnl 和Vgn2 ;
[0013] (6)采用步驟（3)和步驟⑷得到兩路PWM信號Vgn3'和Vgn4'，n為第n個H橋 單元；
[0014] (7)在無源線性負載下，基波分量U滯后于基波電壓，且相位差公式為：
[0015] 妒=arctand()//?()，《為逆變角頻率，lq為負載電感，R。為負載電阻；
[0016] (8)在一個調制周期內，當步驟（5)得到的Vgnl信號由高電平跳變?yōu)榈碗娖綍r，負 載電壓值為零，并通過步驟（7)相位差公式求出此時負載電流值I，并將此時刻定義為一個 零時刻，得到的電流為初始電流1〇;
[0017] (9)在步驟（8)基礎上，假設在Vgnl信號為低時對應步驟（6)的Vgn3'信號為高， 此時單個功率模塊的工作模式是由負載、二極管D"2及開關管Sn3構成放電回路1，回路方程 為：
[0018]
[0019] 可得：
[0020] R為負載電感，L為負載電阻； ^，
[0021] (10)在步驟（9)基礎上，當Vgn3'信號由高電平變?yōu)榈碗娖?，此時單個功率模塊的 工作模式是由Dn4、負載、電源構成的放電回路2,回路方程為：
[0022]
，U為電源電壓；
[0023] 可得：
[0024]
[0025] 其中，L為經過上一個放電回路后負載上輸出的電流值；
[0026] 可得：
[0027]
[0028] (11)步驟（9)和步驟（10)中的t,tb分別是放電回路1和放電回路2的放電 時間，采用不對稱規(guī)則采樣法的SPWM脈沖生成方法轉換為計算放電時間、和tb，直到通過 放電電路計算出步驟（9)或步驟（10)中負載輸出的電流值i= 0或i〈0 ;
[0029] (12)步驟⑶計算出的時間（與tb之和就為負載在一個調制周期內，Vgnl信號 變低后放電到零所用總時間tx，設一個方波信號為Vgx，其占空比為：
[0030]
[0031] Tx為Vgx的周期；
[0032] (13)將步驟（6)得到的PWM信號Vgn3'與步驟（12)得到的方波信號Vgx進行邏 輯與運算，得到單個功率模塊斬波臂上功率器件的一路驅動信號Vgn3 ;
[0033] (14)將步驟（12)的方波信號Vgx向前移180°，得到Vgx'信號；
[0034] (15)將步驟（6)得到的PWM信號Vgn4'與步驟（14)得到的方波信號Vgx'進行邏 輯與運算，得到單個功率模塊斬波臂上功率器件的另一路驅動信號Vgn4。
[0035] 與現有技術相比，本發(fā)明的上述方案，采用載波移相SPWM調制方式可以使各個級 聯單元承受的有功功率相等；將改進單極性SPWM調制方式引入到載波移相SPWM中較倍頻 式SPWM可以節(jié)省資源，本發(fā)明較常規(guī)單極性SPWM可以在輸出諧波含量不變的條件下減少 開關次數。
【附圖說明】
[0036] 圖1為本發(fā)明單相H橋級聯多電平逆變器拓撲結構圖；
[0037] 圖2為單相H橋逆變器采用一種H橋級聯多電平逆變器開關次數最小化調制的方 法得到的PWM驅動信號；
[0038] 圖3為單相H橋逆變器采用一種H橋級聯多電平逆變器開關次數最小化調制的方 法輸出的電壓波形；
[0039] 圖4為單相五電平逆變器采用一種H橋級聯多電平逆變器開關次數最小化調制的 方法各個子模塊PWM驅動信號；
[0040] 圖5為單相五電平逆變器采用一種H橋級聯多電平逆變器開關次數最小化調制的 方法輸出電壓波形。
【具體實施方式】
[0041] 為了使本技術領域的人員更好地理解本發(fā)明中的技術方案，下面將結合本發(fā)明實 施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施 例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例。
[0042] 實施例一
[0043] 參考圖2,其示出了本發(fā)明提供的一種H橋級聯多電平逆變器開關次數最小化調 制的方法應用到圖1中Celll得到的功率器件驅動信號，具體包括以下步驟：
[0044] 1)設定單相H橋逆變器，三角載波u。幅值變化范圍為-1到1之間；
[0045] 2)設定調制波信號為正弦波，調制波周期fs為50Hz，調制深度m為0. 8 ;
[0046] 3)將步驟2)中得到的正弦波調制信號與零電平比較，得到H橋逆變器方向臂上功 率器件SA1驅動信號Vgl;
[0047] 4)將步驟3)得到的驅動信號Vgl邏輯取反，得到H橋逆變器方向臂上功率器件 SA2的驅動信號Vg2 ;
[0048] 5)將步驟1)的三角載波u。與步驟2)的正弦波調制信號進行比較得到脈沖信號 Vg3' ；
[0049] 6)將步驟5)的脈沖信號Vg3邏輯取反得到脈沖信號Vg4' ；
[0050] 7)在無源線性負載下，基波分量U滯后于基波電壓Ud，且相位差公式為：
[0051]
?為逆變角頻率，U為負載電感，為負載電阻；
[0052] 8)在一個調制周期內，當步驟3)得到的Vgl信號由高電平跳變?yōu)榈碗娖綍r，負載 電壓值為零，并通過