專利名稱:自激阻塞振蕩式直流變換器的制作方法
本發(fā)明涉及對負載變化、輸入電壓變化、周圍溫度變化進行控制的自激阻塞振蕩式直流變換器的改進。
圖1為“晶體管技術(shù)”1977年9月號214頁圖6(CQ出版社)所示的以往的自激阻塞式直流變換器(以下稱為RCC直流變換器即Ring Chock Converter的縮寫)的電路圖。圖中1為直流電源，2為變壓器，該變壓器2的初級線圈3的始端與直流電源1的正極連接，初級線圈3的終端與晶體管4的集電極連接。然后，晶體管4的發(fā)射極與直流電源1的負極連接。5為在直流電源1的正極和晶體管4的基板之間連接的啟動電阻，6為變壓器2的反饋線圈，其始端通過電阻7、電容器8的串聯(lián)電路與晶體管4的基板連接，終端與晶體管4的發(fā)射極連接。此外，9為二極管，該二極管9的陰極端與反饋線圈6的始端連接，陽極端與電容器10的負極連接。然后，該電容器10的正極與反饋線圈6的終端連接。11為齊納二極管，該齊納二極管11的陰極端與晶體管4的基極連接，陽極端與電容器10的負極連接。12為變壓器2的次級線圈，13為二極管，該二極管13的陽極端與次級線圈12的終端連接，陰極端與電容器14的正極連接。然后，電容器14的負極與次級線圈12的始端連接。15為負載，與電容器14的兩端連接。
其次，參照圖2所示的工作時各部分波形，對自激振蕩的RCC直流變換器的工作加以說明?，F(xiàn)在，若接通圖中未示出的電源開關(guān)，則直流電源的電壓Vin通過啟動電阻5加在晶體管4的基極上，晶體管4中有基極電流流通。因此，晶體管4變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)，其集電極電流ic流入初級線圈3。由于該集電極電流ic引起的初級線圈3的磁通變化，在反饋線圈6上產(chǎn)生的電壓通過電阻7、電容器8變?yōu)槲⒎植ㄐ蔚幕鶚O電流從而形成晶體管4的正向基極電流iB，因而晶體管4迅速地達到飽和狀態(tài)。在此狀態(tài)下，作為晶體管4的負載來說，由于輸出整流用二極管13加的是反向電壓，所以無電流流通。上述集電極電流ic的值則由初級線圈3的電感來決定;設(shè)晶體管4對基極電流iB的電流放大系數(shù)為hfe，當集電極電流ic＝hfe·iB時，就不再增加了。因而，變壓器2的鐵心中磁通也不再變化，從而各線圈的電壓消失，晶體管4迅速地轉(zhuǎn)入截止狀態(tài)。當晶體管4成為截止狀態(tài)時，在通電過程中變壓器2內(nèi)所積蓄的磁能作為振蕩電壓，在各線圈內(nèi)產(chǎn)生與晶體管4導(dǎo)通狀態(tài)下相反極性的電壓。因此，此時次級線圈12輸出電壓的極性可使二極管13導(dǎo)通，并使電容器14充電，同時供電給負載15。與此同時，反饋線圈6也同樣地在晶體管4的基極發(fā)射極之間產(chǎn)生反向電壓，并通過電阻7，向電容器8充電，使得與晶體管4的基極連接的電極端為正。當在導(dǎo)通期間所積蓄的磁能全部釋放給各線圈的負載時，由于變壓器2的鐵心中磁通不再變化，變壓器2的各線圈的電壓將會消失。在此情況下，隨著這一電壓的變化，基極電流iB作為正向基極電流從電容器8流入晶體管4，于是晶體管4再次成為導(dǎo)通狀態(tài)。這樣一來，由于晶體管4交替反復(fù)進入導(dǎo)通狀態(tài)和截止狀態(tài)，晶體管4的開關(guān)作用反復(fù)進行，從而自激振蕩持續(xù)進行。
其次，對圖1的電壓控制機理加以說明。如上所述，在晶體管4的截止期間，反饋線圈6產(chǎn)生的電壓其極性使二極管9導(dǎo)通，并使電容器10充電。因此，可以認為該電容器10兩端的電壓大致正比于輸出電壓V0和輸入電壓Vin。因此，在晶體管4再次導(dǎo)通時，電容器10的充電電壓與反饋線圈6的感應(yīng)電壓之和加在齊納二極管11上，于是產(chǎn)生正比于這兩個電壓之差的齊納電流。這樣，由反饋線圈6向晶體管4的基極供給的電流的一部分作為齊納電流而被旁路，因而可控制晶體管4的基極電流iB，從而控制晶體管4的導(dǎo)通幅度，使得輸出電壓V0與輸入電壓Vin和負載5的變化無關(guān)，而能穩(wěn)定地工作。利用圖3所示的等效電路，對上述電壓控制的工作原理進一步詳加說明。
由于該圖3是電壓控制的說明圖，所以省略與電壓控制無直接關(guān)系的電容器8。在圖3所示的等效電路中，晶體管的基極發(fā)射極結(jié)流通的正向基極電流iB，可用線性關(guān)系式來表示即基極發(fā)射極間電壓VBE可用下式表示VBE＝rBiB+VB……(1)式中rB為晶體管4的工作電阻，VB為結(jié)阻擋層電壓。此外，關(guān)于齊納二極管11的情況也是相同的，若其陽極-陰極間所加的電壓超過齊納電壓，則有齊納電流iz流通，齊納二極管電壓VZD可用以下線性式表示VZD＝rziz+Vz……(2)式中rz為齊納二極管11的工作電阻，Vz為齊納電壓。此外，由于圖3的等效電路是晶體管4導(dǎo)通時的動態(tài)等效電路，所以在反饋線圈6內(nèi)產(chǎn)生的反饋電壓Vf的極性如圖所示。此外，電容器10在晶體管4截止期間充電至反饋線圈6的電壓Vf與二極管9的導(dǎo)通電壓之差，記為Vcf電壓。若二極管9的導(dǎo)通電壓極低而可以急略不計，則可認為充電電壓Vcf大致等于晶體管4截止期間反饋線圈6的電壓Vf。此外，設(shè)電容器10的電容分量為Cf，電阻分量為rcf。并且，設(shè)流過電阻7的電流為if。在此情況下，若反饋電流if分流為基極電流iB和齊納電流iz，即有如下狀態(tài)iB＝if-iz……(3)則下式成立rB× iB+ VB= rziz+ Vz+1Cf∫i zd t - Vc f+ rc fiz…… ( 4 )]]>(4)式中， 1/(cf) ∫izdt表示電容器10的脈動電壓?，F(xiàn)在，若rB×iB與其他項相比很小而忽略不計，此外，若Cf充分大則 1/(cf) ∫izdt項也忽略不計，則(4)可用下式表示VB＝(rz+rcf)iz+Vz-Vcf……(5)因此，根據(jù)(5)式，iz可用下式表示iz= (Vcf+ VB- VZ)/((rz+ rcf)) ……(6)此外，注意到Vz，可得出下式Vz＝VB+Vcf-(rz+rcf)iz……(7)當齊納二極管11未導(dǎo)通時，由于iz＝0，所以其電壓可用下式表示VzD＝VB+Vcf……(8)假定由于輸入電壓Vin上升或負載15減輕，引起充電電壓Vcf增加，使(8)式的VZD滿足下式VzD≥VZ……(9)則可流通(6)式所表示的齊納電流iz。這樣，當輸入電壓Vin上升或負載15減輕時，雖然反饋電壓Vf上升，反饋電流if也增加，但由于充電電壓Vcf也上升，引起齊納電流iz增加。根據(jù)(3)式，晶體管4內(nèi)流通的基極電流iB受到限制，使導(dǎo)通幅度變短，從而充電電壓Vcf被控制在設(shè)定值Vz。
以上所述是電壓控制的詳細機理。
以往的RCC直流變換器的構(gòu)成如上所述，下面將詳細地說明，若輸入電壓Vin變高，或者負載15減輕，或者周圍溫度變低，則晶體管4的振蕩將成為間歇振蕩，并產(chǎn)生輸出電壓V0不穩(wěn)定這樣的問題。因此，為了進行穩(wěn)定的工作，就必須對輸入電壓V加以限制，對負載15加以仿真負載，對周圍溫度加以限制，或者必須加大輸出用電容器14的容量，以便即使發(fā)生間歇振蕩而輸出也是穩(wěn)定的。下面對需要解決的問題加以進一步詳細說明。如上所述，若輸入電壓Vin變高，負載15變輕，從而齊納電流iz增加，則根據(jù)(6)式可控制齊納電流iz，控制基極電流iB，從而間接地控制輸出電壓V0。但是，注意到(7)式，由于-(rz+rcf)iz項隨著齊納納流iz的增加而增加。所以齊納電壓VZ將不能滿足(9)式，從而齊納二極管11成為不導(dǎo)通狀態(tài)。因此，基極電流iB大大超過設(shè)定值，由于過大電流的流通。晶體管4的導(dǎo)通時間比設(shè)定值長得很多，從而輸出電壓V0將大幅度地增加，由此引起Vf增加而Vcf也增加。結(jié)果，在Vcf下降、(7)式的VZ再次滿足(9)式之前，基極電流iB將保持不流通的狀態(tài)，于是晶體管4的振蕩變?yōu)閿嗬m(xù)狀態(tài)即變成間歇振蕩。由于這種間歇振蕩，輸出電壓V0的穩(wěn)定性將大幅度地下降。
還有，若周圍溫度發(fā)生變化，則rcf、rz和rB的值也變化，這仍然會造成容易發(fā)生間歇振蕩的狀態(tài)。
在(4)式中為了忽略不計這種影響，而假設(shè)CT足夠大。而在實際電路中由于必須加大電容器10的電容量Cf，從空間、成本這兩方面來看，存在著不利的問題。
本發(fā)明可以解除上述的那些問題，其目的在于得到具有如下特點的RCC直流變換器，它能大幅度地擴大不致使晶體管4的振蕩變?yōu)殚g歇振蕩從而引起輸出電壓不穩(wěn)定的耐負載變化范圍、耐輸入電壓范圍和耐溫度范圍，而且在改善性能的同時不需要附加仿真負載和增大輸出用電容器14的值。
本發(fā)明所涉及的RCC直流變換器，可使變壓器反饋線圈輸出的第1電流由流過分流電路的第2電流加以分流，該分流電路的阻抗可直接或間接地響應(yīng)于晶體管截止時初級線圈、反饋線圈或次級線圈的電壓而變化。利用剩余電流來控制晶體管的基極，從而可控制輸出電壓。此外還通過晶體管的基極發(fā)射極結(jié)與上述分流電路并聯(lián)插入電阻元件。
本發(fā)明的RCC直流變換器，由于將電阻元件與基極發(fā)射極結(jié)串聯(lián)插入，所以可擴大齊納二極管導(dǎo)通的耐負載變化范圍、耐輸入電壓范圍、耐溫度范圍，從而可顯著地擴大不發(fā)生間歇振蕩的上述變化范圍。
附圖的簡單說明如下圖1為以往的自激阻塞振蕩式直流變換器(RCC)的電路圖。圖2為表示上述圖1電路工作時的各部波形的波形圖，圖3為上述圖1電路的電壓控制部分的等效電路圖。圖4為表示本發(fā)明一實施例的RCC直流變換器的電路圖。圖5為上述圖4電路的電壓控制部分的等效電路圖。圖6和圖7為分別表示其他實施例的RCC直流變換器的電路圖。圖8和圖9為表示電容器的溫度特性的特性曲線圖。圖10和圖11為表示采用恒壓元件的RCC直流變換器各實施例的電路圖。
圖中同一符號表示相同部分或相當部分。
下面參照附圖來說明本發(fā)明的一實施例。在圖4中，1為直流電源，2為變壓器，該變壓器2的初級線圈3的始端與直流電源1的正極連接，初級線圈3的終端與晶體管4的集電極連接。然后，晶體管4的發(fā)射極與直流電源1的負極連接。5為一端與直流電源1的正極連接的啟動電阻，該啟動電阻5的另一端通過電阻16與晶體管4的基極連接。6為變壓器2的反饋線圈，其始端通過電阻7、電容器8和電阻16的串聯(lián)電路與晶體管4的基極連接，其終端與晶體管4的發(fā)射極連接。此外，9為二極管，該二極管9的陰極端與反饋線圈6的始端連接。其陽極端與電容器10的負極連接。電容器10的正極與反饋線圈6的終端連接。11為齊納二極管，其陰極端與電阻5、電阻16和電容器8的連接點a連接，其陽極端與電容器10的負極連接。12為變壓器2的次級線圈，其始端與電容器14的負極連接，其終端與二極管13的陽極端連接。然后，二極管13的陰極端與電容器14的正極連接。15為負載，與電容器14的兩端連接。
在如此構(gòu)成的RCC直流變換器中，達到振蕩之前的工作與圖1所示的以往技術(shù)的例子是相同的，因此，對其不加說明，對與間歇振蕩關(guān)系密切的部分的電壓控制詳加說明。
若繪出圖4的電壓控制部分的等效電路，則可得出圖5。根據(jù)圖5，可建立與前面例子中的(4)式相當?shù)墓? rB+ RB 1+ VB= rziz+ VZ+1Cf∫izd t - Vc f+ rc fiz…… ( 10 )]]>若加以與以往例子相同的假定。則(10)式可用下式表示
VZ= RB 1iB+ Vc f- ( rz+ rc f) iz…… ( 11 )]]>因此，通過在晶體管4的基極發(fā)射極結(jié)上插入電阻16，當輸入電壓Vin上升或負載15變輕時，齊納電流iz增加，RB1×iB項也增加，所以可擴大齊納二極管11的截止區(qū)，與以往例子的(7)式相比，即使齊納電流iz增大了RB1×iB，(9)式仍能滿足。因此，不導(dǎo)致間歇振蕩的耐負載變化范圍和耐輸入電壓范圍可顯著地提高。此外，由于存在RB1×iB項，也可顯著地提高對溫度變化的穩(wěn)定性。
此外，在上述實施例中已示出，將電阻16插在晶體管4的基極與連接點a之間，然而，如圖6所示，將電阻16插在晶體管4的發(fā)射極端與連接點b之間也會得到同樣的效果。
此外，在上述實施例中，采用電阻16作為電流流通時產(chǎn)生電壓的電路元件，然而，插入二極管、齊納二極管、晶體管的結(jié)或者它們的組合體，只要使電壓的產(chǎn)生方向與晶體管4的基極發(fā)射極間結(jié)方向一致，同時，直接地或間接地插入反向電流旁路用二極管也可得到同樣的效果。
此外，在上述實施例中，為了控制輸出電壓而對晶體管4的基極電流的控制是由齊納二極管11來進行的，但只要能使其阻抗直接地或間接地響應(yīng)于晶體管截止時初級線圈3、反饋線圈6和次級線圈12的電壓而改變，則采用由任何電路元件及其組合構(gòu)成的電路都是可以的，例如，圖7示出這種例子。
此外，在上述實施例中，僅有齊納二極管11和電容器10串聯(lián)聯(lián)結(jié)，但對于將電容器10和電阻并聯(lián)而使間歇振蕩的振蕩停止期間縮短的電路，應(yīng)用本發(fā)明也可得到同樣的效果。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明，由于在控制RCC直流變換器輸出電壓的晶體管的基極發(fā)射極結(jié)內(nèi)串聯(lián)插入電阻元件，可以使不致產(chǎn)生間歇振蕩的輸入電壓變化、溫度變化的容許范圍大幅度地擴大。因而可提高控制特性，同時可減小以往為了不發(fā)生間歇振蕩而增大的電容器的容量，從空間和成本兩方面得到改進。此外，由于不需要以往為了不發(fā)生間歇振蕩而安裝的仿真負載，所以可從空間、成本和發(fā)熱方面得到改進。特別是輸出電容器也可選用最佳容量，從而可得到同樣的改進。
其次，敘述電容器10的溫度特性。圖8示出RCC直流變換器的電容器10的頻率-阻抗特性。圖中實線表示20℃的環(huán)境溫度(常溫)中的阻抗，虛線表示-20℃的環(huán)境溫度(低溫)中的阻抗。在一般情況下，由于RCC直流變換器工作于10～100KHz的頻率范圍內(nèi)，所以根據(jù)該圖可以判斷，在常溫和低溫的情況下，阻抗變化量約為10倍。這里若注意到(7)式，由于低溫下rcf增加，并由于負載條件、輸入電壓條件的關(guān)系，齊納電壓VZ不能滿足(9)式，于是齊納二極管11變?yōu)椴粚?dǎo)通狀態(tài)。因此，基極電流iB比設(shè)定值大得很多，由于過大電流的流通，晶體管4的導(dǎo)通時間比設(shè)定值長得很多，從而輸出電壓V0將大幅度地增加。隨之，由于反饋電壓Vf的增加而充電電壓Vcf也增加，結(jié)果在充電電壓Vcf下降，再次使(7)式的齊納電壓VZ滿足(9)式之前，基極電流iB將保持不流通的狀態(tài)，于是晶體管4的振蕩變?yōu)閿嗬m(xù)式的間歇振蕩。由于這種間歇振蕩，輸出電壓V0的穩(wěn)定性將大幅度地下降。
因此，電容器10應(yīng)采用具有下述特性即圖9所示特性的電容器，其特點是在晶體管4的工作頻率范圍內(nèi)其電阻分量的值與常溫下的值相比應(yīng)在數(shù)倍以下。這樣，在常溫和低溫中阻抗的變化為數(shù)倍以下。因此，由于阻抗rcf的變化較小，所以(7)式中的rcf項的影響較小，即使在低溫情況下(9)式也會成立，發(fā)生間歇振蕩的溫度與以往相比可顯著地降低，從而可提高可用的溫度范圍。
其次，敘述RCC直流變換器的齊納二極管11。如上所述，若輸入電壓Vin變高或負載15變輕而齊納電流iz增加，則根據(jù)(6)式可控制齊納電流iz，控制基極電流iB，從而間接地控制輸出電壓V0。由于其中齊納二極管11以往是由容許功耗來決定的，所以通?？紤]留有余量而采用容許功耗大于實際發(fā)生功耗的齊納二極管。因此，(8)式中的工作電阻rz與其他項的影響相比是較大的，由于隨著齊納電流iz的增加而-(rz+rcf)iz項也增加，所以齊納電壓VZ不能滿足(9)式，齊納二極管11變?yōu)椴粚?dǎo)通的狀態(tài)。因此，基極電流iB比設(shè)定值大得很多，由于過大電流的流通，晶體管4的導(dǎo)通期間比設(shè)定值長得很多，輸出電壓V0將大幅度地增加。隨之，由于反饋電壓Vf的增加而充電電壓Vcf也增加，結(jié)果在充電電壓Vcf下降，(7)式的齊納電壓VZ再次滿足(9)式之前，基極電流iB將保持不流通的狀態(tài)，于是晶體管4的振蕩變?yōu)閿嗬m(xù)式的間歇振蕩。由于這種間歇振蕩，輸出電壓V0的穩(wěn)定性將大幅度地下降。
此外，當周圍溫度變化時，電容器10的電阻分量rcf、齊納二極管11的工作電阻rz和晶體管的工作電阻rB的值都發(fā)生變化，這也會成為容易發(fā)生間歇振蕩的狀態(tài)。
在(4)式中為了忽略不計這種影響，設(shè)電容器10的電容Cf充分大，因而在實際電路中必須增大Cf的容量，從空間和成本兩方面來看，這是不利的。
因此，齊納二極管11要采用其容許功耗在實際發(fā)生功耗數(shù)倍以上的管子。這樣，與以往例子相比，由于齊納二極管的工作電阻較低，可將基極電流流通時分流電路上流通的齊納電流和齊納二極管工作電阻所引起的電壓降的影響抑制到較低程度，可大幅度地擴大不致發(fā)生間歇振蕩的耐負載變化范圍、耐輸入電壓范圍、耐溫度范圍。從而改善了特性。
其次，關(guān)于晶體管4的集電極發(fā)射極間電壓VCE，如用圖1已經(jīng)說明的那樣，晶體管4截止時在晶體管的的基極發(fā)射極之間產(chǎn)生如圖1所示的反向電壓，但當變壓器2鐵心內(nèi)磁通的變化為一定時反饋線圈6的電壓向消失的方向變化。因此，隨著反饋線圈6的電壓的減少，晶體管4的基極發(fā)射極間電壓VBE變?yōu)檎?。因而，此時晶體管4趨于導(dǎo)通，但由于基極電流iB較小而不能充分飽和。于是，如圖2中虛線所示，VCE波形發(fā)生失真。此時，由于在晶體管4中集電極電流ic也流通，所以會產(chǎn)生損耗，使晶體管4的發(fā)熱增大。因此，必須加大散熱片，并要求對晶體管4選擇具有功耗余量的管子，因而產(chǎn)品的成本將提高。于是，如圖10所示，將穩(wěn)壓二極管19構(gòu)成的恒壓元件連接在晶體管4上。也就是說，將該穩(wěn)壓二極管19的陰極端連接在晶體管4的發(fā)射極上，將其陽極端連接在基極上。
在如此構(gòu)成的RCC直流變換器中，由于達到振蕩之前的工作與圖1所示的以往技術(shù)的例子是相同的，所以對其不加說明，對消除集電極電壓VCE的波形失真詳加說明?，F(xiàn)在若注意到晶體管4的截止期間。在晶體管4的基極發(fā)射極之間通過穩(wěn)壓二極管19的作用加以較深的反向電壓。因此，當變壓器2鐵心內(nèi)磁通的變化為一定時，反饋線圈電壓開始減少，但在基極電流iB達到充分值以使晶體管4充分飽和之前，由于基極發(fā)射極電壓為負值，從而晶體管4不會導(dǎo)通，所以以往例子那樣的VCE波形失真被消除了，由于失真引起的損耗也不存在了。
此外，在上述圖10實施例中，在晶體管4的截止狀態(tài)下，為使基極發(fā)射極間電壓向負方向加深，在晶體管4的基極發(fā)射極之間接入穩(wěn)壓二極管19，但是，只要該穩(wěn)壓二極管19為恒壓元件，則利用任何元件都是可以的，并且，如圖11所示，穩(wěn)壓二極管19還可以與二極管20串聯(lián)起來。
權(quán)利要求
1.本發(fā)明的自激阻塞振蕩式直流變換器具備下述各部分，具有初級線圈、次級線圈和反饋線圈的變壓器，通過晶體管與上述初級線圈連接的直流電源，通過二極管與上述次級線圈連接的直流電源，通過電容器將基極電路連接在上述反饋線圈上的上述晶體管，設(shè)置在上述基極電路中的上述反饋線圈的分流電路，構(gòu)成該分流電路的齊納二極管和電容器的串聯(lián)體，與上述晶體管的基極發(fā)射極結(jié)串聯(lián)設(shè)置的防止上述晶體管間歇工作用的電阻。
2.在權(quán)利要求
1的自激阻塞振蕩式直流變換器中，在上述晶體管的發(fā)射極基極間設(shè)置恒壓元件。
3.在權(quán)利要求
2的自激阻塞振蕩式直流變換器中，設(shè)置齊納二極管作為上述恒壓元件。
4.在權(quán)利要求
2的自激阻塞振蕩式直流變換器中，設(shè)置穩(wěn)壓二極管作為上述恒壓元件。
5.在權(quán)利要求
1中的自激阻塞振蕩式直流變換器的特點是，上述分流電路的電容器在工作頻率范圍內(nèi)其電阻在低溫時的值為常溫時的值的數(shù)倍以下。
6.在權(quán)利要求
1的自激阻塞振蕩式直流變換器中，上述分流電路的齊納二極管的容許功耗為實際功耗的數(shù)倍以上。
專利摘要
本發(fā)明的自激阻塞振蕩式直流變換器具備下述各部分具有初級線圈、次級線圈和反饋線圈的變壓器，通過晶體管與上述初級線圈連接的直流電源。通過二極管與上述次級線圈連接的直流電源。通過電容器將基極電路連接在上述反饋線圈上的上述晶體管。設(shè)置在上述基極電路中的上述反饋線圈的分流電路。構(gòu)成該分流電路的齊納二極管和電容器的串聯(lián)體，與上述晶體管的基極發(fā)射極結(jié)串聯(lián)設(shè)置的防止上述晶體管間歇工作用的電阻。
文檔編號H02M3/338GK87101895SQ87101895
公開日1987年9月23日 申請日期1987年3月14日
發(fā)明者杉島榮一, 宮崎治 申請人:三菱電機株式會社導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan