專利名稱：脈寬調(diào)制控制變換器的控制裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及將交流電源電壓變換為直流電壓的PWM控制變換器的控制裝置。
近年，機(jī)器內(nèi)部使用直流的裝置不斷增加，通過(guò)交流電源得到直流電壓，從而使用直流電壓，但是從交流電源得到直流電壓時(shí)，產(chǎn)生了無(wú)功功率及高次諧波等問(wèn)題。為了解決這些問(wèn)題，將交流電源電壓變換為直流的裝置采用了PWM控制變換器的方案。
第28圖所示為以往PWM控制變換器的控制裝置方框圖，與平成3年電氣學(xué)會(huì)全國(guó)大會(huì)講演論文集5-80頁(yè)所示的“不需要隔離變壓器的三相逆變器控制法”或特開(kāi)平3-212162號(hào)公報(bào)所示的“PWM控制變換器的控制裝置”等相同。
圖中，1為三相電流電源，2為對(duì)三相交流電源1供給的交流輸入電流進(jìn)行控制、并變換成直流電壓輸出的PWM控制變換器，由201～206晶體管或IGBT(絕緣柵雙極型晶體管)等開(kāi)關(guān)器件及207～212續(xù)流二極管構(gòu)成。3為連接在三相交流電源1及PWM控制變換器2之間的電抗器，4為吸收PWM控制變換器2輸出電流脈動(dòng)分量的濾波電容器，5為逆變器或電阻性負(fù)載等負(fù)荷裝置，6為產(chǎn)生PWM控制變換器2輸出直流電壓的電壓設(shè)定信號(hào)的電壓設(shè)定器，7b為檢測(cè)PWM控制變換器2輸出直流電壓的電壓檢測(cè)電路，包含調(diào)節(jié)電壓檢測(cè)電路本身的失調(diào)及增益的電位器等。
8為將電壓設(shè)定器6設(shè)定并輸出的電壓設(shè)定信號(hào)與電壓檢測(cè)電路7b檢測(cè)并輸出的電壓檢測(cè)信號(hào)之偏差輸出的減法器，9d為由比例控制運(yùn)算要素及比例積分運(yùn)算要素構(gòu)成的、對(duì)減法器8輸出的電壓設(shè)定信號(hào)與電壓檢測(cè)信號(hào)之偏差進(jìn)行比例積分(PI)控制的電壓控制器，10為檢測(cè)三相交流電源1交流電壓的交流電壓檢測(cè)器，11為根據(jù)交流電壓檢測(cè)器10檢測(cè)的交流電壓檢測(cè)信號(hào)生成與R相電壓及T相電壓同步的R相及T相單位正弦波的單位正弦波發(fā)生器，12及13為將電壓控制器9d輸出的輸入電流波峰值指令信號(hào)與單位正弦波發(fā)生器11輸出的R相及T相的單位正弦波信號(hào)進(jìn)行乘法運(yùn)算后輸出R相及T相輸入電流指令信號(hào)的乘法器。
14及15為檢測(cè)PWM控制變換器2的R相及T相輸入電流的電流檢測(cè)器，16及17為將乘法器12及13輸出的R相及T相輸入電流指令信號(hào)與電流檢測(cè)器14及15檢測(cè)輸出的R相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)之偏差輸出的減法器，18b及19b為由比例控制運(yùn)算要素及比例積分運(yùn)算要素構(gòu)成的、對(duì)減法器16及17輸出的R相及T相輸入電流指令信號(hào)與輸入電流檢測(cè)信號(hào)之偏差進(jìn)行比例積分(PI)控制后輸出R相控制信號(hào)及T相控制信號(hào)的R相及T相電流控制器，20為進(jìn)行零減去R相及T相電流控制器18b及19b輸出的R相控制信號(hào)及T相控制信號(hào)的減法運(yùn)算后作為S相控制信號(hào)輸出的減法器，21為輸出三角波載波的載波振蕩器，22、23及24為將R相、S相及T相控制信號(hào)與載波進(jìn)行大小比較后輸出脈寬調(diào)制信號(hào)的比較器，25為根據(jù)這些R相、S相及T相的脈寬調(diào)制信號(hào)、輸出對(duì)PWM控制變換器2的開(kāi)關(guān)器件201～206進(jìn)行通斷控制的信號(hào)的柵極電路。
下面就該以往裝置的動(dòng)作加以說(shuō)明。首先，將通過(guò)電壓檢測(cè)電路7b檢測(cè)的直流電壓檢測(cè)值VDC^與電壓設(shè)定器6設(shè)定的電壓設(shè)定信號(hào)VDC*輸入減法器8，求得偏差eV＝VDC*-VDC^。該偏差eV輸入電壓控制器9d，進(jìn)行比例積分控制，然后將輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*輸出。該波峰值指令信號(hào)IPEAK*輸入乘法器12及13，與另一輸入、即單位正弦波發(fā)生器11產(chǎn)生的R相及T相單元正弦波信號(hào)互相相乘。R相及T相單位正弦波信號(hào)是與三相交流電源1的R相及T相電壓同步的交流基準(zhǔn)信號(hào)，是將交流電壓檢測(cè)器10檢測(cè)的三相交流電源1的交流電壓作為輸入構(gòu)成單位正弦波發(fā)生器11的電流基準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器的輸出信號(hào)。由乘法器12及13輸出R相輸入電流指令信號(hào)iR*及T相輸入電流指令信號(hào)iT*。
將乘法器12輸出信號(hào)的R相輸入電流指令信號(hào)iR*及電流檢測(cè)器14輸出信號(hào)的R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR輸入減法器16，計(jì)算偏差eiR＝iR*-iR并輸出。同樣，將乘法器13輸出信號(hào)的T相輸入電流指令信號(hào)iT*及電流檢測(cè)器15輸出信號(hào)的T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iT輸入減法器17，將偏差eiT＝iT*-iT輸出。該電流偏差eiR及eiT分別輸入R相電流控制器18b及T相電流控制器19d，分別進(jìn)行比例積分控制后輸出R相及T相控制信號(hào)SR*及ST*。
這里，S相控制信號(hào)SS*是利用減法器20進(jìn)行零減去R相控制信號(hào)SR*及T相控制信號(hào)ST*的減法運(yùn)算而得到。R相電流控制器18b、減法器20及T相電流控制器19b的輸出信號(hào)即R相、S相及T相控制信號(hào)SR*、SS*及ST*，分別利用比較器22、23及24與載載波發(fā)生器21輸出的三角波形載波信號(hào)進(jìn)行大小比較，形成脈寬調(diào)制信號(hào)輸出。該脈度調(diào)制信號(hào)輸入柵極電路25，柵極電路25對(duì)PWM控制變換器2輸出控制信號(hào)，對(duì)PWM控制變換器2的開(kāi)關(guān)器件201～206進(jìn)行通斷控制，使PWM控制變換器2的直流電壓檢測(cè)值VDC^與設(shè)定信號(hào)VDC*相等，還使R相、S相及T相輸入電流iR、iS*及iT*與是正弦波信號(hào)的相應(yīng)的指令信號(hào)iR*、iS*及iT*相等。
在這樣構(gòu)成的PWM控制變換器的控制裝置中，如上所述，乘法器12及13輸出的R相及T相輸入電流指令信iR*及iT*為指令信號(hào)，電流檢測(cè)器14及15輸入的R相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR及iT為負(fù)反饋信號(hào)，R相電流控制器18b及T相電流控制器19b構(gòu)成電流控制小閉環(huán)。該R相電流控制器18b及T相電流控制器19b有利用微處理器等通過(guò)數(shù)字控制來(lái)實(shí)現(xiàn)的方法，也有利用運(yùn)算放大器等通過(guò)模擬控制來(lái)實(shí)現(xiàn)的方法，在用數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)時(shí)，存在由于取樣延遲而造成的滯后時(shí)間，與用模擬控制實(shí)現(xiàn)時(shí)相比，不能設(shè)計(jì)快速響應(yīng)的控制系統(tǒng)。其結(jié)果產(chǎn)生了一系列問(wèn)題，包括PWM控制變換器2開(kāi)關(guān)器件201～206的通斷延遲、接通電壓產(chǎn)生的電壓指令值VDC*與實(shí)際電壓的誤差、由于三相交流電源1交流輸入電壓的失真等造成交流輸入電流波形為非正弦波，產(chǎn)生波形失真、產(chǎn)生由該失真引起的高次諧波等。
因此，為了使輸入電流波形較好地接近正弦波，采用無(wú)取樣延遲、能使電流控制系統(tǒng)有快速響應(yīng)的模擬控制方式較好。電壓控制器9d也同樣，為了能控制PWM控制變換器2的直流側(cè)電壓較好地跟蹤設(shè)定值，作為能得到快速響應(yīng)的控制器，也希望采用無(wú)取樣延遲、能使電壓控制系統(tǒng)有快速響應(yīng)的模擬控制方式。
圖29所示為R相或T相電流控制器的詳細(xì)電路構(gòu)成圖。在該電路圖中給出了采用運(yùn)算放大器進(jìn)行模擬控制情況下，比例積分控制器的R相電流控制器18b的詳細(xì)構(gòu)成。
在圖29中，101～103為固定電阻器，104為電容器，105為運(yùn)算放大器，106及107為驅(qū)動(dòng)運(yùn)算放大器105的控制電源正電壓及負(fù)電壓輸入端，108為輸入端，109為輸出端。在這樣構(gòu)成的R相電流控制器18b中，當(dāng)輸入端108的輸入信號(hào)連續(xù)一定時(shí)間以上為正極性或負(fù)極性時(shí)，相當(dāng)于比例積分動(dòng)作的積分項(xiàng)的電容器104電壓向正方向或負(fù)方向持續(xù)增加，至少不會(huì)在正負(fù)電壓輸入端106及107輸入的控制電源正電壓以下或負(fù)電壓以上，被制制在某一定的數(shù)值，呈輸出飽和狀態(tài)。另外，當(dāng)輸入端108的輸入信號(hào)較大時(shí)，經(jīng)運(yùn)算放大器105放大的輸出信號(hào)，也至少不會(huì)在正負(fù)電壓輸入端106及107輸入的控制電源正電壓以下或負(fù)電壓以上，被限制在某一定的數(shù)值，呈輸出飽和狀態(tài)。
T相電流控制器19b的構(gòu)成也相同，完成同樣的動(dòng)作。該電路構(gòu)成為用運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)比例積分動(dòng)作的一般采用的基本電路。
圖30為檢測(cè)直流電壓VDC的電壓檢測(cè)電路7b的具體電路圖舉例。在圖30中，701為與濾波電容器4正電位相連的輸入端，702及703為直流電壓VDC分壓用的固定電阻器，固定電阻器703與濾波電容器4的負(fù)電位相連。704為隔離放大器，705及706為固定電阻器，707為運(yùn)算放大器，708及709為調(diào)整電壓檢測(cè)值的失調(diào)及增益的電位器，710為輸出端，輸出直流電壓的檢測(cè)值VDC^。該電路構(gòu)成為用運(yùn)算放大器調(diào)節(jié)失調(diào)及增益的一般采用的基本電路，具有調(diào)整失調(diào)及增益的電位器。
以往的PWM控制變換器的控制裝置，由于其構(gòu)成如上所述，因此特別是在三相交流電源1已經(jīng)向負(fù)荷裝置5供電的狀態(tài)下起動(dòng)時(shí)，會(huì)引起過(guò)電流等問(wèn)題。
也就是說(shuō)，在PWM控制變換器2的開(kāi)關(guān)器件201～206處于斷開(kāi)狀態(tài)、即PWM控制變換器2控制開(kāi)始前柵極電路25處于切斷狀態(tài)下，當(dāng)三相交流電源1已經(jīng)向負(fù)荷5供電時(shí)，供給負(fù)荷裝置5的功率是通過(guò)電抗器3及PWM控制變換器的續(xù)流二極管207～212供給的。這時(shí)R相、S相及T相的輸入電流波形如圖31所示。
這種情況下，由于圖31的電流流過(guò)電抗器3而產(chǎn)生電壓降，PWM控制變換器2的輸入電壓比三相交流電源1的電壓要低，其結(jié)果使PWM控制變換器2直流側(cè)電壓、即濾波電容器4的電壓VDC下降。
當(dāng)處于這種狀態(tài)下開(kāi)始控制時(shí)，R相電流控制器18b及T相電流控制器19b將動(dòng)作，以補(bǔ)償電壓VDC的下降，R相電流控制器18b及T相電流控制器19b輸出的R相及T相控制信號(hào)SR*及ST*將幾乎與電壓VDC成反比增加。但是在以往的PWM控制變換器控制裝置中，R相及T相控制信號(hào)SR*及ST*是利用進(jìn)行比例積分動(dòng)作的電流控制器18b及19b運(yùn)算而得，S相的控制信號(hào)SS*是根據(jù)SR*+SS*+ST*＝0的關(guān)系式而改寫的SS*＝(-SR*-ST*)求得。因此，當(dāng)由于要補(bǔ)償電壓VDC的下降而動(dòng)作，使R相及T相的控制信號(hào)SR*及ST*向正方向或負(fù)方向增大而飽和、固定在一定數(shù)值時(shí)，S相的控制信號(hào)SS*也固定在一定數(shù)值，三相都處于不能控制的狀態(tài)。特別是發(fā)生上述圖31的電流流過(guò)而起動(dòng)時(shí)，R相電流控制器18b及T相電流控制器19b輸入的電流偏差在一定時(shí)間內(nèi)為正極性或負(fù)極性，因此構(gòu)成要素即積分項(xiàng)數(shù)值變大，很多情況下R相電流控制器18b及T相電流控制器19b的輸出處于飽和狀態(tài)，其結(jié)果三相都處于不能控制狀態(tài)，引起過(guò)大的電流流過(guò)，使對(duì)開(kāi)關(guān)器件201～206起到保護(hù)功能的一般電路中設(shè)置的過(guò)電流保護(hù)機(jī)構(gòu)跳閘。
即使在通常的運(yùn)行狀態(tài)下，當(dāng)負(fù)荷裝置5的電功率急劇變化而導(dǎo)致VDC降低時(shí)，也與上述起動(dòng)時(shí)相同，R相電流控制器18b及T相電流控制器19b的輸出處于飽和狀態(tài)，其結(jié)果也包含S相在內(nèi)的三相都處于不能控制的狀態(tài)，引起過(guò)大的電流流過(guò)，導(dǎo)致跳閘等。
另外，即使當(dāng)電壓VDC按其設(shè)定值那樣進(jìn)行控制時(shí)，然而在由于電流指令突變等導(dǎo)致R相電流控制器18b及T相電流控制器19b的輸入、即R相及T相的電流偏差eiR及eiT變大的情況下，R相電流控制器18b及T相電流控制器19b的構(gòu)成要素，即比例項(xiàng)數(shù)值變大，R相電流控制器18b及T相電流控制器19b的輸出處于飽和狀態(tài)，其結(jié)果也包含S相在內(nèi)的三相都處于不能控制狀態(tài)，引起過(guò)大的電流流過(guò)，導(dǎo)致跳閘等。
再有，以往的PWM控制變換器控制裝置，從高精度控制PWM控制變換器2輸出側(cè)的直流電壓的必要性出發(fā)，對(duì)于電壓控制器9d廣泛采用了利用運(yùn)算放大器等的模塊控制方式。電壓控制器9d的輸入是電壓設(shè)定器6設(shè)定的電壓設(shè)定信號(hào)VDC*與電壓檢測(cè)電路7b檢測(cè)的直流電壓VDC^之偏差eV＝VDC*-VDC^，再經(jīng)比例積分控制后將輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*輸出。因此，電壓檢測(cè)電路7b在內(nèi)部必須有補(bǔ)償及調(diào)節(jié)電壓檢測(cè)電路本身的失調(diào)誤差及增益誤差的手段，必須設(shè)置電位器等進(jìn)行預(yù)先調(diào)整。該電位器等的調(diào)整很難自動(dòng)化，出現(xiàn)制造及調(diào)整時(shí)的煩雜作業(yè)等問(wèn)題。
進(jìn)而，以往的PWM控制變換器控制裝置，由于上述的構(gòu)成，尤其當(dāng)瞬時(shí)停電造成三相交流電源1的電壓下降或短時(shí)間切斷情況下，在電壓恢復(fù)時(shí)出現(xiàn)引起過(guò)電流等問(wèn)題。
下面就該問(wèn)題加以說(shuō)明。
第32圖所示為R相電源電壓eR、PWM控制變換器2的R相輸入電壓VR、R相輸入電流指令信號(hào)iR*及R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR的波形。另外，S相及T相的波形也完全相同，這里僅就R相加以說(shuō)明，R相電源電壓eR、PWM控制變換器2的R相輸出電壓VR及R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR之間有下式的關(guān)系成立eR=LdiRdt+VR]]>式中，L為電抗器3的電感值。另外，電抗器3的電阻值由于通常與其他相比非常小而可以忽略，所以這里不考慮。這里，在通常的PWM控制變換裝置中，與電源電壓eR相比，電抗器3的電壓降約為百分之幾～百分之十幾左右，電源電壓eR及PWM控制變換器2的輸入電壓VR基本同相位。
也就是說(shuō)，在通常的動(dòng)作狀態(tài)下，電流控制器18b動(dòng)作，輸出R相的控制信號(hào)SR*，使得R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR跟蹤R相輸入電流指令信號(hào)iR*。電流控制器18b對(duì)R相輸入電流指令信號(hào)iR*與R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR之偏差進(jìn)行比例積分控制，當(dāng)R相輸入電流指令信號(hào)iR*大于R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR時(shí)，即使得電流向正方向增加時(shí)，比例增益及積分增益要設(shè)定為負(fù)，使R相控制信號(hào)SR*減少。而R相控制信號(hào)SR*，是與載波發(fā)生器21輸出的三角波載波信號(hào)進(jìn)行大小比較、形成脈寬調(diào)制信號(hào)后輸出，反映了PWM控制變換器2的R相輸入電壓VR。
這里，當(dāng)瞬時(shí)停電而造成三相交流電源1切斷時(shí)，沒(méi)有輸入電流流過(guò)，因此R相輸入電流指令信號(hào)iR*與R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR這間產(chǎn)生偏差，如圖33所示，產(chǎn)生與R相電流指令信號(hào)iR*反方向的R相控制信號(hào)SR*。通常，控制R相輸入電流指令信號(hào)iR*與R相電源電壓eR基本同相位，而當(dāng)發(fā)生瞬時(shí)停電時(shí)，結(jié)果造成與R相電源電壓eR反極性的電壓作為PWM控制變換器2的R相輸入電壓VR輸出。特別是當(dāng)電流控制器18b是利用模擬控制構(gòu)成、設(shè)計(jì)的控制系統(tǒng)響應(yīng)很快時(shí)，電流控制器18b的積分要素的值在短時(shí)間內(nèi)向反極性不斷地增加上去。
而且，R相輸入電流指令信號(hào)iR*將單位正弦波發(fā)生器11的輸出作為基準(zhǔn)相位，而單位正弦波發(fā)生器11通常由具有一定的時(shí)間常數(shù)的電路等構(gòu)成，即使三相交流電源1短時(shí)間切斷，也仍然保持著電源電壓的相位。
因此，當(dāng)電壓恢復(fù)時(shí)，即重新接通電源時(shí)，R相電源電壓eR與PWM控制變換器2的R相輸入電壓VR的差變大，由于該電壓差加在電抗器3的兩端，因此R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR產(chǎn)生電流突然增加。這樣常常使得對(duì)開(kāi)關(guān)器件201～206起保護(hù)作用的一般在電路中安裝的過(guò)電流保護(hù)機(jī)構(gòu)跳閘。
另外，當(dāng)向負(fù)荷裝置5輸出較大功率等、輸入電流指令信號(hào)較大時(shí)，由于R相及T相電流控制器18b和19b的輸入、即電流偏差eiR及eiT產(chǎn)生較大數(shù)值，因此電流控制器構(gòu)成要素的積分項(xiàng)的數(shù)值更大，與對(duì)應(yīng)相的電源電壓之差更加擴(kuò)大，電壓恢復(fù)時(shí)的電流突跳增加，引起過(guò)電流保護(hù)機(jī)構(gòu)頻繁跳閘。
以上就R相作了說(shuō)明，但對(duì)其他相中也一樣。
上述交流電源1長(zhǎng)時(shí)間切斷時(shí)，很容易檢測(cè)出交流電源1切斷。但是，當(dāng)上述那樣瞬時(shí)停電等短時(shí)間切斷時(shí)，特別是電源頻率的1/2周期程度的短時(shí)間切斷或電壓下降的檢測(cè)則比較困難，以往對(duì)于由瞬時(shí)停電等造成交流電源1的電壓下降或短時(shí)間切斷狀態(tài)恢復(fù)時(shí)所發(fā)生的電流突跳或過(guò)電流是不可能加以抑制的。
本發(fā)明是為解決上述問(wèn)題而提出的，其目的在于提供一種PWM控制變換器的控制裝置，該裝置能在起動(dòng)時(shí)或負(fù)荷功率突變時(shí)PWM控制變換器輸出側(cè)的直流電壓下降的情況下，或者電流指令值急劇變化、與實(shí)際電流的偏差變大的情況下，能很好地控制輸入電流。
另外，其目的還在于提供不需要補(bǔ)償電壓檢測(cè)電路的失調(diào)誤差及增益誤差的電位器等、能提高制造及調(diào)整時(shí)的操作性能、容易實(shí)現(xiàn)自動(dòng)化的PWM控制變換器的控制裝置。
另外，其目的還在于提供在瞬時(shí)停電等造成交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷情況下、在恢復(fù)時(shí)不引起過(guò)電流等、能很好地控制輸入電流的PWM控制變換器的控制裝置。
另外，其目的還在于提供在輸入電流指令較大情況下、即使當(dāng)交流電源電壓下降或短時(shí)間的切斷等很容易引起過(guò)電流保護(hù)跳閘時(shí)、在恢復(fù)時(shí)也不引起過(guò)電流等、能很好地控制輸入電流的PWM控制變換器的控制裝置。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)觀點(diǎn)提供的一種PWM控制變換器的控制裝置，具有將通過(guò)電抗器與三相交流電源相連、對(duì)于三相交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值與電壓設(shè)定值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，輸出與三相交流電源同步的交流基準(zhǔn)信號(hào)的交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段，將使交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段輸出的交流基準(zhǔn)信號(hào)振幅隨電流基準(zhǔn)信號(hào)變化的電流指令信號(hào)輸出的電流指令手段，將控制信號(hào)輸出給PWM控制變換器使交流輸入電流跟蹤電流指令信號(hào)的電流控制手段；所述電流控制手段在控制開(kāi)始后的一定時(shí)間內(nèi)輸出比例控制的控制信號(hào)，經(jīng)一定時(shí)間后輸出比例積分控制的控制信號(hào)。
尤其，當(dāng)PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值達(dá)到預(yù)先設(shè)定值以上時(shí)，電流控制手段輸出比例積分控制的控制信號(hào)。
另外，根據(jù)本發(fā)明其他觀點(diǎn)提供的一種PWM控制變換器的控制裝置，具有將通過(guò)電抗器與三相交流電源相連、對(duì)于三相交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器的輸出直流電壓檢測(cè)值與電壓設(shè)定值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，輸出與三相交流電源同步的交流基準(zhǔn)信號(hào)的交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段，將使交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段輸出的交流基準(zhǔn)信號(hào)振幅隨電流基準(zhǔn)信號(hào)變化的電流指令信號(hào)輸出的電流指令手段，將控制信號(hào)輸出給PWM控制變換器使交流輸入電流跟蹤電流指令信號(hào)的電流控制手段；所述電流控制手段將電流指令手段輸出的2相電流指令信號(hào)的任一個(gè)與交流輸入電流的偏差之系數(shù)倍進(jìn)行積分、作為2相的第1輸出，將2相的剩余1相與2相的第1輸出相反符號(hào)值相加作為剩余相的第1輸出，各相的電流指令信號(hào)與交流輸入電流之偏差乘以系數(shù)倍作為各相的第2輸出，將各相的第1輸出與第2輸出之和作為控制信號(hào)輸出給PWM控制變換器。
另外，根據(jù)本發(fā)明其他觀點(diǎn)提供的一種PWM控制變換器的控制裝置，具有將通過(guò)電抗器與三相交流電源相連、對(duì)于三相交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓進(jìn)行檢測(cè)的直流電壓檢測(cè)手段，輸出直流電壓指令值的電壓指令輸出手段，將電壓指令輸出手段輸出的電壓指令值與直流電壓檢測(cè)手段輸出的電壓檢測(cè)值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，將控制信號(hào)輸出給PWM控制變換器使交流輸入電流跟蹤由電流基準(zhǔn)信號(hào)得到的電流指令信號(hào)的電流控制手段；電壓指令輸出手段輸出對(duì)直流電壓檢測(cè)手段的檢測(cè)誤差進(jìn)行補(bǔ)償運(yùn)算的電壓指令值。
所述電流指令輸出手段由存貯直流電壓檢測(cè)手段所加的已知電壓與和已知電壓對(duì)應(yīng)的直流電壓檢測(cè)手段檢測(cè)值之關(guān)系的存貯手段、及利用存貯手段存貯的關(guān)系對(duì)電壓指令值進(jìn)行補(bǔ)償運(yùn)算輸出使PWM控制變換器輸出的直流電壓為期望值的補(bǔ)償手段所構(gòu)成。
另外，直流電壓檢測(cè)手段所加的已知電壓為PWM控制變換器輸出的直流電壓。
再有，所述電壓指令輸出手段由存貯直流電壓檢測(cè)手段所設(shè)置的基準(zhǔn)電壓發(fā)生手段的電壓與和基準(zhǔn)電壓發(fā)生手段的電壓對(duì)應(yīng)的直流電壓檢測(cè)手段的檢測(cè)值之關(guān)系的存貯手段、及利用存貯手段存貯的關(guān)系對(duì)電壓指令值進(jìn)行補(bǔ)償運(yùn)算輸出使PWM控制變換器輸出的直流電壓為期望值的補(bǔ)償手段所構(gòu)成。
另外，根據(jù)本發(fā)明其他觀點(diǎn)提供的一種PWM控制變換器的控制裝置，具有將與交流電源相連、對(duì)于交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值與電壓設(shè)定值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，輸出與電流電源同步的交流基準(zhǔn)信號(hào)的交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段，將使交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段輸出的交流基準(zhǔn)信號(hào)振幅隨電流基準(zhǔn)信號(hào)變化的電流指令信號(hào)輸出的電流指令手段，將控制信號(hào)輸出給PWM控制變換器使交流輸入電流跟蹤電流指令信號(hào)、至少含有積分要素的電流控制手段；當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，電流控制手段動(dòng)作使積分要素急劇減少。
當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，所述電流控制手段動(dòng)作使積分要素清零。
另外，所述限制值是根據(jù)電壓控制手段輸出的電流基準(zhǔn)信號(hào)設(shè)定的。
進(jìn)而，所述限制值是根據(jù)電流指令手段輸出的電流指令信號(hào)設(shè)定的。
另外，電流控制手段具有設(shè)定交流輸入電流限制值的電流限制電平設(shè)定器、及電流限制電平設(shè)定器設(shè)定的限制值與交流輸入電流為輸入量并當(dāng)交流輸入電流超過(guò)上述限制值時(shí)輸出信號(hào)的電流控制器積分清零電路。
進(jìn)而，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值、而且積分要素的正負(fù)極性與相對(duì)應(yīng)的相的交流基準(zhǔn)信號(hào)正負(fù)極性為相反極性時(shí)，積聚至一定數(shù)值以上時(shí)，電流控制手段動(dòng)作使積分要素急劇減少。
根據(jù)本發(fā)明其他觀點(diǎn)提供的一種PWM控制變換器的控制裝置，具有將與交流電源相連、對(duì)于交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值與電壓設(shè)定值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，輸出與交流電源同步的交流基準(zhǔn)信號(hào)的交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段，將使交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段輸出的交流基準(zhǔn)信號(hào)振幅隨電流基準(zhǔn)信號(hào)變化的電流指令信號(hào)輸出的電流指令手段，將控制信號(hào)輸出給PWM控制變換器使交流輸入電流跟蹤電流指令信號(hào)的電流控制手段；當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，電壓控制手段動(dòng)作使電流基準(zhǔn)信號(hào)減少。
所述電壓控制手段至少具有積分要素，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，電壓控制手段動(dòng)作使積分要素清零。
另外，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，電壓控制手段根據(jù)至少比該時(shí)刻電流基準(zhǔn)信號(hào)要減少的電流基準(zhǔn)信號(hào)作為初始值的時(shí)間函數(shù)使電流基準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生變化。
進(jìn)而，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值、而且電流控制手段積分要素的正負(fù)極性與相對(duì)應(yīng)的相的交流基準(zhǔn)信號(hào)正負(fù)極性為相反極性時(shí)，積聚至一定數(shù)值以上時(shí)，電壓控制手段動(dòng)作使電流基準(zhǔn)信號(hào)減少。


圖1所示為本發(fā)明PWM控制變換器的控制裝置實(shí)施例1構(gòu)成圖。
圖2所示為圖1所示的R相電流控制器的詳細(xì)構(gòu)成圖。
圖3所示為圖1所示的電流控制切換器的詳細(xì)構(gòu)成圖。
圖4為圖1裝置的電源側(cè)電壓電流向量圖。
圖5所示為PWM控制變換器的控制信號(hào)與載波的關(guān)系的說(shuō)明圖。
圖6所示為本發(fā)明PWM控制變換器的控制裝置實(shí)施例2構(gòu)成圖。
圖7為說(shuō)明圖6所示實(shí)施例2動(dòng)作的流程圖。
圖8所示為本發(fā)明PWM控制變換器的控制裝置實(shí)施例3構(gòu)成圖。
圖9所示為本發(fā)明PWM控制變換器的控制裝置實(shí)施例4構(gòu)成圖。
圖10為圖9所示電壓檢測(cè)電路一構(gòu)成實(shí)例的電路圖。
圖11為說(shuō)明圖9所示實(shí)施例4動(dòng)作的流程圖。
圖12為圖9所示電壓檢測(cè)電路另外構(gòu)成實(shí)例的電路圖。
圖13所示為本發(fā)明PWM控制變換器的控制裝置實(shí)施例5構(gòu)成圖。
圖14為圖13所示實(shí)施例5的電流控制器積分清零電路的詳細(xì)構(gòu)成圖。
圖15為圖13所示實(shí)施例5動(dòng)作的說(shuō)明圖。
圖16所示為本發(fā)明PWM控制變換器的控制裝置實(shí)施例6構(gòu)成圖。
圖17為圖16所示實(shí)施例6動(dòng)作的說(shuō)明圖。
圖18所示為本發(fā)明PWM控制變換器的控制裝置實(shí)施例7構(gòu)成圖。
圖19為圖18所示實(shí)施例7的電流控制器積分清零電路的詳細(xì)構(gòu)成圖。
圖20所示為本發(fā)明PWM控制變換器的控制裝置實(shí)施例8構(gòu)成圖。
圖21為圖20所示實(shí)施例8的電流控制器積分清零電路的詳細(xì)構(gòu)成圖。
圖22為圖20所示實(shí)施例8動(dòng)作的說(shuō)明圖。
圖23所示為本發(fā)明PWM控制變換器的控制裝置實(shí)施例9構(gòu)成圖。
圖24為圖23所示實(shí)施例9動(dòng)作的說(shuō)明圖。
圖25所示為本發(fā)明PWM控制變換器的控制裝置實(shí)施例10構(gòu)成圖。
圖26為圖25所示實(shí)施例10的輸入電流波峰值指令信號(hào)切換器的詳細(xì)構(gòu)成圖。
圖27所示為本發(fā)明PWM控制變換器的控制裝置實(shí)施例11構(gòu)成圖。
圖28所示為以往PWM控制變換器控制裝置的構(gòu)成圖。
圖29所示為以往R相電流控制器的詳細(xì)構(gòu)成圖。
圖30所示為以往電壓檢測(cè)電路的詳細(xì)構(gòu)成圖。
圖31所示為PWM控制變換器在控制開(kāi)始前的輸入電流波形圖。
圖32所示為PWM控制變換器的控制裝置的電源電壓、電源電流及PWM控制變換器電壓的波形圖。
圖33所示為以往PWM控制變換器的控制裝置在瞬時(shí)停電時(shí)的各部分電壓電流波形圖。
接著對(duì)本發(fā)明的各實(shí)施例說(shuō)明如下。實(shí)施例1圖1所示為與本發(fā)明有關(guān)的PWM控制變換器控制裝置一個(gè)實(shí)施例的構(gòu)成圖。圖中，1為三相交流電源，2為對(duì)三相交流電源1供給的交流輸入電流進(jìn)行控制、并變換為直流電壓輸出的PWM控制變換器，由201-206的開(kāi)關(guān)器件及207-212的續(xù)流二極管構(gòu)成。
3為連接在三相交流電源1及PWM控制變換器2之間的電抗器，4為吸收PWM控制變換器2輸出電流脈動(dòng)分量的濾波電容器，5為逆變器等負(fù)荷裝置，6為產(chǎn)生PWM控制變換器2輸出直流電壓的電壓設(shè)定信號(hào)的電壓設(shè)定器，7b為檢測(cè)PWM控制變換器2輸出的直流電壓的電壓檢測(cè)電路。
8為將電壓設(shè)定器6設(shè)定并輸出的電壓設(shè)定信號(hào)與電壓檢測(cè)電路7b檢測(cè)并輸出的電壓檢測(cè)信號(hào)之偏差輸出的減法器，9d為由比例控制運(yùn)算要素及比例積分運(yùn)算要素構(gòu)成的、對(duì)減法器8輸出的電壓設(shè)定信號(hào)與電壓檢測(cè)信號(hào)之偏差進(jìn)行比例積分(PI)控制的電壓控制器，利用減法器8及電壓控制器9d構(gòu)成電壓控制手段。10為檢測(cè)三相交流電源1交流電壓的交流電壓檢測(cè)器，11為根據(jù)交流電壓檢測(cè)器10檢測(cè)的交流電壓檢測(cè)信號(hào)生成與R相電壓及T相電壓同步的R相及T相單位正弦波的單位正弦波發(fā)生器，利用交流電壓檢測(cè)器10及單位正弦波發(fā)生器11構(gòu)成交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段。12及13為將電壓控制器9d輸出的輸入電流波峰值指令信號(hào)與單位正弦波發(fā)生器11輸出的R相及T相的單位正弦波信號(hào)進(jìn)行乘法運(yùn)算后輸出R相及T相輸入電流指令信號(hào)的乘法器，構(gòu)成電流指令手段。
14和15為檢測(cè)PWM控制變換器2的R相及T相輸入電流的電流檢測(cè)器，16及17為將乘法器12及13輸出的R相及T相輸入電流指令信號(hào)與電流檢測(cè)器14及15檢測(cè)輸出的R相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)之偏差輸出的減法器，18a及19a為由比例控制運(yùn)算要素及比例積分運(yùn)算要素構(gòu)成的、對(duì)減法器16及17輸出的R相及T相輸入電流指令信號(hào)與輸入電流檢測(cè)信號(hào)之偏差進(jìn)行控制、輸出R相控制信號(hào)及T相控制信號(hào)的R相及T相電流控制器，20為進(jìn)行零減去R相及T相電流控制器18a及19a輸出的R相控制信號(hào)及T相控制信號(hào)的減法運(yùn)算后作為S相控制信號(hào)輸出的減法器。
21為輸出三角波形載波的載波振蕩器，22、23及24為將R相、S相及T相控制信號(hào)與載波進(jìn)行大小比較、輸出脈寬調(diào)制信號(hào)的比較器，25為根據(jù)這些R相、S相及T相的脈寬調(diào)制信號(hào)、輸出對(duì)于PWM控制變換器2的開(kāi)關(guān)器件201～206進(jìn)行通斷控制的信號(hào)的柵極電路，26為控制R相電流控制電路18a及T相電流控制電路19a的積分要素為零的電流控制切換器。利用這些電流檢測(cè)器14及15、減法器16及17、R相及T相電流控制器18a及19a、減法器20、載波發(fā)生器21、比較器22、23及24、柵極電路25及電流控制切換器26構(gòu)成電流控制手段。另外在圖中，1～17及20～25與上述已有技術(shù)裝置相同。
圖2為圖1所示的R相電流控制器18a的詳細(xì)構(gòu)成圖。在圖2中，121～123為電阻值是r1～r3的固定電阻器，124為電容量是C1的電容器，125為運(yùn)算放大器，126及127為驅(qū)動(dòng)運(yùn)算放大器125的控制電源正負(fù)電壓輸入端，128為與電容器124的兩端相連的模擬開(kāi)關(guān)，129為控制模擬開(kāi)關(guān)128通斷的控制信號(hào)輸入的控制輸入端，130為將減法器16輸出的偏差輸入至R相電流控制器18a的輸入端，131為將R相控制信號(hào)輸出給比較器22的R相電流控制器18a的輸出端。另外，T相電流控制器19a的構(gòu)成也相同。
圖3為圖1所示的電流控制切換器26的詳細(xì)構(gòu)成圖。在圖3中，141～144為電阻值是r11～r14的固定電阻器，145為電容量是C11的電容器，146為開(kāi)關(guān)，147為比較器，148為輸出R相電流控制電路18a及T相電流控制電路19a控制信號(hào)的輸出端。
下面，在說(shuō)明實(shí)施例1的動(dòng)作之前，先就動(dòng)作原理加以說(shuō)明。圖4為圖1裝置的電源側(cè)電壓電流向量圖，eS為三相交流電源1的電源電壓向量，VC為PWM控制變換器2的交流側(cè)電壓向量，VL為電抗器3的電壓向量，IS為電源供給的輸入電流向量。如果想要控制輸入電流IS與電源電壓同相(高功率因數(shù))，則必須使電抗器電壓VL超前于PWM控制變換器2的交流側(cè)電壓VC90°，其結(jié)果輸出的交流側(cè)電壓VC的大小必須總是比電源電壓eS要大。
接著就直流側(cè)電壓VDC與PWM控制變換器2的交流側(cè)電壓向量VC的大小、即交流側(cè)線電壓有效值(這里為說(shuō)明方便，設(shè)為VRMS)的關(guān)系加以說(shuō)明。當(dāng)R相、S相及T相的控制信號(hào)SR*、SS*及ST*的振幅小于TX的振幅時(shí)，若控制信號(hào)SR*、SS*及ST*為正弦波，則各相電壓的基波分量也為正弦波。現(xiàn)在，將PWM控制變換器2直流側(cè)電壓VDC的1/2電壓作為基準(zhǔn)電位來(lái)考慮，由于控制信號(hào)SR*、SS*及ST*與載波TX的振幅相等時(shí)為±(VDC/2)，所以在R相、S相及T相控制信號(hào)SR*、SS*及ST*的振幅小于載波TX的振幅情況下，線電壓有效值VRMS與直流側(cè)電壓VDC的關(guān)系由(1)式給出。
將(1)式加以改寫，則(2)式成立。VRMS≤VDC/2/2×3······(1)]]>VDC≥VRMS×2×2/3=VRMS×1.64······(2)]]>根據(jù)上式，當(dāng)將PWM控制變換器2直流側(cè)電壓VDC的1/2電壓作為基準(zhǔn)電位來(lái)考慮時(shí)，能使各相輸出電壓不飽和、按照原來(lái)基波分量輸出的條件是，PWM控制變換器2直流側(cè)電壓VDC要超過(guò)交流側(cè)線電壓有效值VRMS的1.64倍以。而在直流側(cè)電壓VDC小于交流側(cè)線電壓有效值VRMS1.64倍、即R相、S相及T相控制信號(hào)SR*、SS*及ST*的振幅大于載波TX的振幅的區(qū)域，控制信號(hào)越過(guò)載波TX的區(qū)域的輸出電壓被±(VDC/2)限制。
但是，在以往的PWM控制變換器控制裝置中，由于利用對(duì)R相及T相控制信號(hào)SR*及ST*進(jìn)行比例積分控制的電流控制器進(jìn)行運(yùn)算，而S相的控制信號(hào)SS*根據(jù)關(guān)系式SR*+SS*+ST*＝0改寫為S*＝(-SR*-ST*)求得，因此當(dāng)控制信號(hào)振幅超過(guò)載波TX的振幅時(shí)，如圖5所示，剩余相的控制信號(hào)自動(dòng)變化，從而按照指令值來(lái)控制線電壓。這只是在各相60度飽和以內(nèi)、即控制信號(hào)振幅超過(guò)載波TX振幅的區(qū)間在60度以內(nèi)時(shí)才能較理加以控制，該線電壓有效值VRMS與直流側(cè)電壓VDC的條件由(3)式給出。
將(3)式加以改寫，則(4)式成立。VRMS≤VDC/2×(2/3)/2×3---(3)]]>VDC≥VRMS×2=VRMS×1.41---(4)]]>這里，PWM控制變換器2不由柵極電路25輸出的信號(hào)控制，而在負(fù)荷裝置5動(dòng)作、即例如逆變器動(dòng)作形成負(fù)荷狀態(tài)下起動(dòng)時(shí)，PWM控制變換器2的直流側(cè)電壓VDC比三相交流電源1的線電壓峰值(線電壓的
倍)減去電抗器3的電壓降部分的數(shù)值還要低，PWM控制變換器2的交流側(cè)線電壓有效值VRMS如上所述必須大于三相交流電源1的線電壓有效值，因此直流側(cè)電壓VDC小于(4)式所給出的數(shù)值。這種情況下，即使按照指令控制PWM控制變換器2的交流側(cè)線電壓使輸入電流與電源電壓同相(高功效因數(shù))，但電壓不夠，產(chǎn)生不可控區(qū)域，造成實(shí)際電流與電流指令值不一致。
其結(jié)果是，R相及T相電流控制器18a及19a對(duì)減法器16及17輸出的電流偏差進(jìn)行比例積分控制后輸出的R相及T相控制信號(hào)SR*及ST*，因偏差一直保持在積分器向正或負(fù)方向增大，則被限制為運(yùn)算放大器的飽和電壓，而S相的控制信號(hào)SS*也根據(jù)SS*＝(-SR*～ST*)求得，因此由于SR*及ST*飽和也固定為一定值，這樣三相都產(chǎn)生了不可控狀態(tài)。
這里若令電流控制器18a及19a為比例控制，則即使處于直流側(cè)電壓VDC下降、實(shí)際電流與電流指令值不一致的狀態(tài)，R相及T相控制信號(hào)SR*及ST*也與偏差成比例倍數(shù)，運(yùn)算放大器沒(méi)有達(dá)到飽和，至少有一相是可控的。但是，若令電流控制器18a及19a為比例控制，則在電流指令值與實(shí)際電流之間產(chǎn)生恒定偏差。
所以在實(shí)施例1中提出了僅僅在起動(dòng)時(shí)為比例控制的PWM控制變換器的控制裝置的方案，因?yàn)槠饎?dòng)時(shí)采用比例積分控制，運(yùn)算放大器飽和，容易處于三相都不可控的狀態(tài)。
下面說(shuō)明圖1～圖3所示的實(shí)施例1的動(dòng)作。首先，將通過(guò)電壓檢測(cè)電路7b檢測(cè)的直流電壓檢測(cè)值VDC^與電壓設(shè)定器6設(shè)定的電壓設(shè)定信號(hào)VDC*輸入減法器8，求得偏差eV＝VDC*-VDC^。該偏差eV輸入電壓控制器9d，進(jìn)行比例積分控制使偏差接近于零，并將輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*輸出。該波峰值指令信號(hào)IPEAK*輸入乘法器12及13，與單位正弦波發(fā)生器11產(chǎn)生的R相及T相單位正弦波信號(hào)互相相乘。R相及T相單位正弦波信號(hào)是與三相交流電源1的R相及T相電壓同步的單位正弦波信號(hào)即交流基準(zhǔn)信號(hào)，是將交流電壓檢測(cè)器10檢測(cè)的三相交流電源1的交流電壓作為輸入構(gòu)成單位正弦波發(fā)生器11的電流基準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器的輸出信號(hào)。由乘法器12及13輸出R相輸入電流指令信號(hào)iR*及T相輸入電流指令信號(hào)iT*。
然后，將乘法器12輸出信號(hào)的R相輸入電流指令信號(hào)iR*及電流檢測(cè)器14輸出信號(hào)的R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR輸入減法器16，計(jì)算偏差eiR＝iR*-iR并輸出。同樣，將乘法器13輸出信號(hào)的T相輸入電流指令信號(hào)iT*及電流檢測(cè)器15輸出信號(hào)的T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iT輸入減法器17，將偏差eiT＝iT*-iT輸出。該電流偏差eiR及eiT輸出至利用電流控制切換器26進(jìn)行比例控制及比例積分控制的切換控制的R相電流控制器18a及T相電流控制器19a。
電流控制切換器26的構(gòu)成如圖3所示，在控制開(kāi)始即起動(dòng)信號(hào)輸入的同時(shí)，開(kāi)關(guān)146接通，這樣比較器147的正端輸入電壓以固定電阻器142及電容器145所決定的時(shí)間常數(shù)上升。當(dāng)比較器147的正端輸入電壓小于負(fù)端輸入電壓時(shí)，比較器147的輸出為低電平，一旦由于固定電阻器142及電容器145而緩慢上升的正端電壓大于由固定電阻器143及144所設(shè)定的負(fù)端輸入電壓，比較器147的輸出則變?yōu)楦唠娖健?br> 該比較器147的輸出為電流控制切換器26的輸出，通過(guò)輸出端148輸入至R相電流控制器18a及T相電流控制器19a。R相電流控制器18a的構(gòu)成如圖2所示，當(dāng)控制輸入端129的輸入信號(hào)為低電平時(shí)，模擬開(kāi)關(guān)128為接通狀態(tài)，電容器124被短路，通過(guò)R相電流控制器18a輸入端130輸入的電流偏差eiR僅僅進(jìn)行(5)式所示的比例控制，從輸出端131輸出R相控制信號(hào)SR*。
SR*＝-K1×eiR……(5)式中，K1＝r2/r1另外，當(dāng)控制輸入端129的輸入信號(hào)為高電平時(shí)，模擬開(kāi)關(guān)為斷開(kāi)狀態(tài)，通過(guò)R相電流控制器18a輸入端130輸入的電流偏差eiR進(jìn)行(6)式所示的比例積分控制，從輸出端131輸出R相控制信號(hào)SR*SR*＝-K1×(1+1/(S×T))×eiR ……(6)式中，K1＝r2/r1T＝C1×C2S為微分算子。
T相電流控制器19a也采用同樣的動(dòng)作，當(dāng)控制輸入端129的輸入信號(hào)為低電平時(shí)，電流偏差eiT進(jìn)行比例控制，為高電平時(shí)，進(jìn)行比例積分控制，然后輸出T相控制信號(hào)ST*。另外，S相控制信號(hào)SS*是利用減法器20進(jìn)行零減去R相控制信號(hào)SR*及T相控制信號(hào)ST*的減法運(yùn)算而得到。R相電流控制器18a、減法器20及T相電流控制器19a的輸出信號(hào)是R相、S相及T相控制信號(hào)SR*、SS*及ST*，再分別利用比較器22、23及24與載波發(fā)生器21輸出的三角波形載波信號(hào)的大小進(jìn)行比較，形成脈寬調(diào)制信號(hào)輸出。該脈寬調(diào)制信號(hào)輸入柵極電路25，柵極電路25對(duì)PWM控制變換器2輸出控制信號(hào)，對(duì)PWM控制變換器2的開(kāi)關(guān)器件201～206進(jìn)行通斷控制，使PWM控制變換器2的直流電壓檢測(cè)值VDC^與電壓設(shè)定器6設(shè)定的設(shè)定信號(hào)VDC*相等，使R相、S相及T相輸入電流iR、iS及iT與是正弦波信號(hào)的相應(yīng)的指令信號(hào)iR*、iS*及iT*相等。
實(shí)施例1所示裝置的構(gòu)成是通過(guò)檢測(cè)R相及T相電流進(jìn)行控制的，當(dāng)然其他任何2相的組合也將取得同樣的效果。
如上所述，在根據(jù)該實(shí)施例1的PWM控制變換器的控制裝置中，所采用的電流控制手段為，在控制開(kāi)始后的一定時(shí)間內(nèi)輸出進(jìn)行比例控制的控制信號(hào)，在經(jīng)過(guò)該一定時(shí)間后輸出進(jìn)行比例積分控制的控制信號(hào)，因此起動(dòng)時(shí)在一定時(shí)間內(nèi)采用進(jìn)行比例控制的控制信號(hào)對(duì)PWM控制變換器進(jìn)行控制，而經(jīng)過(guò)一定時(shí)間后采用進(jìn)行比例積分控制的控制信號(hào)對(duì)PWM控制變換器進(jìn)行控制，所以具有不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地進(jìn)行輸入電流控制的效果。實(shí)施例2圖6所示為本發(fā)明的PWM控制變換器裝置其他實(shí)施例的構(gòu)成圖。在圖6中，27為電流控制切換電平設(shè)定器，28為比較器，將電流控制切換電平設(shè)定器27設(shè)定的設(shè)定值VSW*與電壓檢測(cè)電路7b檢測(cè)的直流電壓檢測(cè)值VDC^進(jìn)行比較，輸出控制R相及T相電流控制器18a及19a的信號(hào)。其他部分構(gòu)成與圖1所示的實(shí)施例相同。
在圖1所示的實(shí)施例中，R相及T相電流控制器18a及19a，在控制開(kāi)始后由電流控制切換器26設(shè)定的一定時(shí)間內(nèi)，即由固定電阻器142及電容器145所決定的時(shí)間常數(shù)設(shè)定的時(shí)間內(nèi)輸出進(jìn)行比例控制的控制信號(hào)，而經(jīng)過(guò)該一定時(shí)間后輸出進(jìn)行比例積分控制的控制信號(hào)。而在該圖6所示的實(shí)施例中，設(shè)置了電流控制切換電平設(shè)定器27及比較器28，這樣來(lái)進(jìn)行切換控制，即當(dāng)電壓檢測(cè)電路7b檢測(cè)的直流電壓檢測(cè)值VDC^小于電流控制切換電平設(shè)定器27預(yù)先設(shè)定的數(shù)值VSW*時(shí)，R相及T相電流控制器18a及19a輸出進(jìn)行比例控制的控制信號(hào)，當(dāng)直流電壓檢測(cè)值VDC^大于VSW*時(shí)，R相及T相電流控制器18a及19a輸出進(jìn)行比例積分控制的控制信號(hào)。
也就是說(shuō)，比較器28的輸入為電流控制切換電平設(shè)定器27輸出的設(shè)定電平VSW*及通過(guò)電壓檢測(cè)電路7b檢測(cè)的直流電壓VDC^，當(dāng)直流電壓VDC^在未大于VSW*時(shí)，輸出R相及T相電流控制器18a及19a進(jìn)行比例控制的低電平控制信號(hào)，當(dāng)直流電壓VDC^大于VSW*時(shí)，輸出R相及T相電流控制器18a及19a進(jìn)行比例積分控制的高電平控制信號(hào)。R相電流控制器18a，當(dāng)圖2所示的控制輸入端129的輸入信號(hào)為低電平時(shí)，對(duì)輸入的電流偏差eiR進(jìn)行比例控制，當(dāng)控制輸入端129的輸入信號(hào)為高電平時(shí)，進(jìn)行比例積分控制，然后從輸出端130輸出R相控制信號(hào)SR*。T相電流控制器19a也相同，當(dāng)控制輸入端的輸入信號(hào)為低電平時(shí)，對(duì)輸入的電流偏差eiT進(jìn)行比例控制，當(dāng)控制輸入端129的輸入信號(hào)為高電平時(shí)，進(jìn)行比例積分控制，然后從輸出端130輸出T相控制信號(hào)ST*。
該圖6所示的實(shí)施例構(gòu)成的動(dòng)作利用圖7的流程圖加以說(shuō)明。首先裝置一起動(dòng)、即控制一開(kāi)始，在步驟S1電流控制器18a及19a被設(shè)定為比例控制。接著根據(jù)步驟S2，利用比較器28對(duì)電流控制切換電平設(shè)定器27的設(shè)定輸出電平VSW*與通過(guò)電壓檢測(cè)電路7b檢測(cè)的直流電壓檢測(cè)值VDC^進(jìn)行比較，在直流電壓VDC^小于VSW*時(shí)間內(nèi)，繼續(xù)步驟S1設(shè)定的比例控制。在步驟S2，若判斷直流電壓VDC^大于VSW*，則移至步驟S3，電流控制器18a及19a被設(shè)定為比例積分控制。這里如上述(4)式所說(shuō)明的，由于當(dāng)直流側(cè)電壓VDC為交流側(cè)線電壓有效值VRMS約1.41倍以上時(shí)能按照指令值對(duì)電壓進(jìn)行控制，因此電流控制切換電平設(shè)定器27的設(shè)定電平VSW*為該值以上，可以設(shè)定為低于電壓設(shè)定器6的設(shè)定電壓VDC*的值。
如上所述，在根據(jù)該實(shí)施例2的PWM控制變換器的控制裝置中，控制開(kāi)始后PWM控制變換器直流電壓檢測(cè)值在未超過(guò)預(yù)先設(shè)定值前，電流控制手段輸出進(jìn)行比例控制的控制信號(hào)，當(dāng)直流電壓檢測(cè)值超過(guò)預(yù)先設(shè)定值時(shí)，電流控制手段輸出切換為比例積分控制的控制信號(hào)，由于上述構(gòu)成，因此能在最佳的切換時(shí)間進(jìn)行電流控制手段中比例控制及比例積分控制的切換，特別是在起動(dòng)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地進(jìn)行輸入電流的控制，尤其是考慮電路整體的構(gòu)成，能容易地將產(chǎn)生恒定偏差的比例控制時(shí)間設(shè)定為最小值，有良好效果。實(shí)施例3圖8為根據(jù)本發(fā)明的PWM控制變換器控制裝置其他實(shí)施例的構(gòu)成圖。在圖8中，29為減法器，進(jìn)行零減去減法器16及17輸出的R相及T相輸出電流指令信號(hào)iR*及iT*與電流檢測(cè)器14及15檢測(cè)的R相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR及iT之偏差的減法運(yùn)算，并輸出作為S相的輸入電流指令信號(hào)與輸入電流檢測(cè)信號(hào)之偏差的信號(hào)。30及31為對(duì)減法器16及17輸出的R相及T相輸入電流指令信號(hào)iR*及iT*與輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR及iT之偏差的系數(shù)倍進(jìn)行積分并輸出的積分器。32～34為對(duì)各減法器16、29及17輸出的R相、S相及T相輸入電流指令信號(hào)與電流檢測(cè)信號(hào)之偏差乘以系數(shù)倍并輸出的系數(shù)器。
另外，35為減法器，其輸入為積分器30及31輸出的R相及T相電流偏差的積分值，然后進(jìn)行零減去該輸入的減法運(yùn)算后輸出，36、37及38為加法器，其輸入為系數(shù)器32、33及34的輸出和積分器30、減法器35及積分器31的輸出，然后分別對(duì)各相進(jìn)行加法運(yùn)算后輸出各相控制信號(hào)SR*、SS*及ST*。其他部分構(gòu)成與圖1或圖6所示的實(shí)施例構(gòu)成相同，同一編號(hào)表示同樣的部件。
圖1或圖6所示實(shí)施例的構(gòu)成是輸出PWM控制變換器的控制信號(hào)對(duì)R相及T相電流控制手段進(jìn)行比例控制及比例積分控制的切換，而在圖8所示的實(shí)施例是這樣構(gòu)成的，即將構(gòu)成電流指令手段和乘法器12及13輸出的R相及T相的2相電流指令信號(hào)與交流輸入電流之偏差的系數(shù)倍進(jìn)行積分作為該R相及T相的2相的第1輸出，剩余的S相是將R相及T相的2相第1輸出符號(hào)反轉(zhuǎn)的數(shù)值相加作為S相的第1輸出，另外將各相電流指令信號(hào)與交流輸入電流之偏差的系數(shù)倍作為各相的第2輸出，再將各相的第1輸出及第2輸出之和作為PWM控制變換器的控制信號(hào)輸出。
下面，就圖8所示實(shí)施例的動(dòng)作加以說(shuō)明。首先，將通過(guò)電壓檢測(cè)電路7b檢測(cè)的直流電壓檢測(cè)值VDC^與電壓設(shè)定器6設(shè)定的電壓設(shè)定信號(hào)VDC*輸入減法器8，求得偏差eV＝VDC*-VDC^。該偏差eV輸入電壓控制器9d，進(jìn)行比例積分控制使偏差接近于零，并將輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*輸出。該波峰值指令信號(hào)IPEAK*輸入乘法器12及13，與單位正弦波發(fā)生器11產(chǎn)生的R相及T相單位正弦波信號(hào)互相相乘。R相及T相單位正弦波信號(hào)是與三相交流電源1的R相及T相電壓同步的單位正弦波信號(hào)即交流基準(zhǔn)信號(hào)，是將交流電壓檢測(cè)器10檢測(cè)的三相交流電源1的交流電壓作為輸入構(gòu)成單位正弦波發(fā)生器11的電流基準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器的輸出信號(hào)。
然后，將乘法器12輸出信號(hào)的R相輸入電流指令信號(hào)iR*及電流檢測(cè)器14輸出信號(hào)的R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR輸入減法器16，計(jì)算偏差eiR＝iR*-iR并輸出。同樣，將乘法器13輸出信號(hào)的T相輸入電流指令信號(hào)iT*及電流檢測(cè)器15輸出信號(hào)的T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iT輸入減法器17，將偏差eiT＝iT*-iT輸出。再利用(eiR+eiS+eiT＝0)的關(guān)系計(jì)算S相的電流偏差eiS，即將eiR及eiT輸入至減法器29，進(jìn)行零減去該輸入的減法運(yùn)算后輸出S相的電流偏差eiS。
R相的電流偏差eiR在輸入積分器30的同時(shí)輸入系數(shù)器32，將它們輸出的R相電流控制的比例項(xiàng)及積分項(xiàng)在加法器3b進(jìn)行加法運(yùn)算后構(gòu)成R相的控制信號(hào)SR*。另外，T相的電流偏差eiT在輸入積分器31的同時(shí)輸入系數(shù)器34，將它們輸出的T相電流控制的比例項(xiàng)及積分項(xiàng)在加法器38進(jìn)行加法運(yùn)算后構(gòu)成T相的控制信號(hào)ST*。將R相電流控制積分項(xiàng)即積分器30的輸出及T相電流控制積分項(xiàng)即積分器31的輸出輸入至減法器35，進(jìn)行零減去該兩項(xiàng)輸入的減法運(yùn)算后輸出S相積分項(xiàng)，再將該減法器35的輸出與利用系數(shù)器33將減法器29的輸出即S相的電流偏差eiS乘以系數(shù)倍的S相比例項(xiàng)輸入至加法器37進(jìn)行加法運(yùn)算后，作為S相控制信號(hào)SS*輸出。
加法器36、37及38的輸出信號(hào)即R相、S相及T相控制信號(hào)SR*、SS*及ST*分別利用比較器22、23及24與載波發(fā)生器21輸出的三角波形載波信號(hào)的大小進(jìn)行比較后產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號(hào)輸出。該脈寬調(diào)制信號(hào)輸入柵極電路25，再將控制信號(hào)輸出給PWM控制變換器2，對(duì)PWM控制變換器2的開(kāi)關(guān)器件201～206進(jìn)行通斷控制，使PWM控制變換器2的直流電壓檢測(cè)值VDC^與電壓設(shè)定器6設(shè)定的設(shè)定信號(hào)VDC*相等，使R相、S相及T相輸入電流iR、iS及iT與是正弦波信號(hào)的相應(yīng)的指令信號(hào)iR*、iS*及iT*相等。
如上所述，在根據(jù)該實(shí)施例3的PWM控制變換器的控制裝置中，電流控制手段是這樣構(gòu)成的，即將構(gòu)成電流指令手段的乘法器12及13輸出的R相及T相的2相電流指令信號(hào)與交流輸入電流之偏差的系數(shù)倍進(jìn)行積分作為該R相及T相的2相第1輸出，剩余的S相是將R相及T相的2相第1輸出符號(hào)反轉(zhuǎn)的數(shù)值相加作為S相的第1輸出，另外將各相電流指令信號(hào)與交流輸入電流之偏差的系數(shù)倍作為各相的第2輸出，再將各相的第1輸出及第2輸出之和作為PWM控制變換器的控制信號(hào)輸出，由于S相進(jìn)行比例控制，起動(dòng)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流，另外即使因負(fù)荷變動(dòng)引起VDC下降時(shí)也不會(huì)引起過(guò)電流，具有能良好地進(jìn)行輸入電流的控制的效果。實(shí)施例4圖9為與本發(fā)明有關(guān)的PWM控制變換器控制裝置其他實(shí)施例的構(gòu)成圖。在圖9中，7a為檢測(cè)PWM控制變換器2輸出直流電壓的電壓檢測(cè)電路，構(gòu)成直流電壓檢測(cè)手段。40為預(yù)先存貯電壓檢測(cè)電路7a所加的已知電壓與電壓檢測(cè)電路7a檢測(cè)的檢測(cè)值之關(guān)系的存貯電路，41為利用存貯電路40存貯的關(guān)系對(duì)電壓設(shè)定器6設(shè)定輸出的電壓設(shè)定信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償、輸出給減法器8的電壓設(shè)定信號(hào)補(bǔ)償電路，利用存貯電路40、電壓設(shè)定信號(hào)補(bǔ)償電路41及電壓設(shè)定器6構(gòu)成電壓指令輸出手段。該實(shí)施例的其他構(gòu)成部分與圖1所示實(shí)施例1的構(gòu)成相同，并附加相同的元器件編號(hào)。
圖10為圖9中檢測(cè)直流電壓VDC的電壓檢測(cè)電路7a的詳細(xì)構(gòu)成電路圖。在圖10中，751為與濾波電容器4正電位相連的輸入端子，752及753為將直流電壓VDC進(jìn)行分壓的固定電阻器，固定電阻器753的一端與濾波電容器4的負(fù)電位相連。754為隔離放大器，755～756為固定電阻器，757為運(yùn)算放大器，758為將直流電壓檢測(cè)值VDC^輸出給減法器8的輸出端子。
在上述構(gòu)成的電壓檢測(cè)電路7a中，利用固定電阻器752及753將直流電壓VDC分壓為隔離放大器754允許輸入電壓范圍，然后對(duì)分壓的直流電壓VDC利用隔離放大器754進(jìn)行隔離檢測(cè)，再利用運(yùn)算放大器757放大至適當(dāng)?shù)男盘?hào)電平后通過(guò)輸出端子758輸出。這樣構(gòu)成的電路是運(yùn)算放大器用以調(diào)節(jié)失調(diào)及增益的通常采用的基本電路。它與圖28所示的以往的電壓檢測(cè)電路7b的不同在于，沒(méi)有調(diào)節(jié)電壓檢測(cè)值失調(diào)及增益的電位器。
下面用圖11所示的流程圖說(shuō)明圖9及圖10所示實(shí)施例4的動(dòng)作。首先，如圖11所示的流程圖那樣，調(diào)節(jié)時(shí)存貯電路40將已知電壓與利用電壓檢測(cè)電路7a得到的直流電壓檢測(cè)值之關(guān)系加以存貯。
也就是說(shuō)，在步驟S101，將外部已知電壓V1加在電壓檢測(cè)電路7a上，該已知電壓，可以在PWM控制變換器2的開(kāi)關(guān)器件201～206處于斷開(kāi)狀態(tài)下、將三相交流電源1的電壓通過(guò)PWM控制變換器2的換流二極管207～212變換為直流加在電壓檢測(cè)電路上，也可以利用外部設(shè)置的另外的直流電源，將直流電源與電壓檢測(cè)電路7a相連，從而將電壓加在電壓檢測(cè)電路上。
接著，在步驟S102，將電壓檢測(cè)電路7a所加的已知電壓V1及與該所加的已知電壓V1相對(duì)應(yīng)的利用電壓檢測(cè)電路7a檢測(cè)的電壓值V1^存貯在存貯電路40中。
接著，在步驟S103，將不同于已知電壓V1的已知電壓V2加在電壓檢測(cè)電路7a上.在步驟S104，將電壓檢測(cè)電路7a所加的已知電壓V2及與該所加的已知電壓V2相對(duì)應(yīng)的利用電壓檢測(cè)電路7a檢測(cè)的電壓值V2^存貯在存貯電路40中。
接著，在步驟S105，用所加的已知電壓V1及V2和利用電壓檢測(cè)電路7a檢測(cè)的電壓值V1^及V2^，根據(jù)(7)及(8)式，補(bǔ)償電壓檢測(cè)電路的失調(diào)誤差或增益誤差，補(bǔ)償電壓指令值使PWM控制變換器2的直流電壓為所期望的值，計(jì)算作為電壓設(shè)定信號(hào)的補(bǔ)償系數(shù)A及BA＝(V2^-V1^)/(V2-V1) ……(7)B＝(V1^×V2-V2^×V1)/(V2-V1) ……(8)VDC**＝A×VDC*+B ……(9)接著，在步驟S106，將該補(bǔ)償系數(shù)A及B存貯在存貯電路40中，這樣利用存貯電路40存貯的補(bǔ)償系數(shù)A及B，根據(jù)(9)式通過(guò)電壓設(shè)定信號(hào)補(bǔ)償電路41對(duì)電壓設(shè)定器6設(shè)定的電壓指令值VDC*進(jìn)行補(bǔ)償，可得到電壓設(shè)定信號(hào)VD**，就能夠利用該電壓設(shè)定信號(hào)VDC**對(duì)電壓檢測(cè)電路的失調(diào)誤差或增益誤差進(jìn)行補(bǔ)償。
這一連串的補(bǔ)償動(dòng)作，是在設(shè)置PWM控制變換器階段或進(jìn)行試驗(yàn)操作階段等的通常動(dòng)作開(kāi)始之前進(jìn)行的，可以由存儲(chǔ)在微型計(jì)算機(jī)中的程序自動(dòng)進(jìn)行。因此可以不需要為了補(bǔ)償以往電壓檢測(cè)電路的失調(diào)誤差或增益誤差而安裝在電壓檢測(cè)電路中的電位器，能免去為進(jìn)行補(bǔ)償而麻煩的操作，提高操作性能。
另外，在上述說(shuō)明中所示的方法，是將電壓檢測(cè)電路7a所加的已知電壓與檢測(cè)值之關(guān)系近似為一次函數(shù)進(jìn)行計(jì)算、求得補(bǔ)償系數(shù)A及B并加以存貯的方法。也可以將已知電壓與檢測(cè)值的數(shù)據(jù)進(jìn)一步用幾條折線加以近似進(jìn)行計(jì)算、求得補(bǔ)償系數(shù)A及B并加以存貯，如果這樣就更可提高補(bǔ)償精度。另外，當(dāng)電壓檢測(cè)電路7a無(wú)零失調(diào)時(shí)，也可省略步驟S103及S104，取V2＝0及V2^＝0計(jì)算補(bǔ)償系數(shù)，反過(guò)來(lái)，當(dāng)電壓檢測(cè)電路7a僅僅存在失調(diào)很大的問(wèn)題時(shí)，也可以取V1＝0執(zhí)行步驟S101，省略步驟S103及104。上面說(shuō)明了在求補(bǔ)償系數(shù)A及B時(shí)，利用將已知電壓及電壓檢測(cè)電路7a檢測(cè)的電壓值存貯在存貯電路40中進(jìn)行計(jì)算，也可以將電壓值存儲(chǔ)在進(jìn)行這一連串動(dòng)作的微型計(jì)算機(jī)的存儲(chǔ)器，在計(jì)算補(bǔ)償系數(shù)后，將其計(jì)算結(jié)果的補(bǔ)償系數(shù)存貯在存貯電路40中。
下面就利用上述求得的補(bǔ)償系數(shù)A及B進(jìn)行的PWM控制變換器控制裝置的動(dòng)作加以說(shuō)明。將電壓設(shè)定器6設(shè)定的電壓指令值VDC*輸入電壓設(shè)定信號(hào)補(bǔ)償電路41，利用調(diào)節(jié)時(shí)預(yù)先存貯在存貯電路40中的補(bǔ)償系數(shù)A及B和(9)式對(duì)電壓指令值VDC**進(jìn)行補(bǔ)償，將補(bǔ)償后的電壓設(shè)定信號(hào)VDC**輸出給減法器8。接著，補(bǔ)償后的電壓設(shè)定信號(hào)VDC**及電壓檢測(cè)電路7a輸出的電壓檢測(cè)信號(hào)VDC^輸入減法器8，并輸出偏差eV＝VDC**-VDC^。該偏差輸入電壓控制器9d，進(jìn)行比例積分控制后將輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*輸出。利用上述得到的波峰值指令信號(hào)IPEAK*進(jìn)行的控制裝置動(dòng)作與圖1、6及8所示實(shí)施例動(dòng)作相同，所以省略其說(shuō)明。
在上述該實(shí)施例4所示的PWM控制變換器的控制裝置中，作為將直流電壓檢測(cè)手段的檢測(cè)誤差進(jìn)行補(bǔ)償運(yùn)算的電壓指令值加以輸出的電壓指令輸出手段，是預(yù)先存貯直流電壓檢測(cè)手段所加的已知電壓與檢測(cè)值之關(guān)系，并利用存貯的已知電壓與檢測(cè)值之關(guān)系使實(shí)際的PWM控制變換器直流電壓為所期望之值，所以可以不需要為補(bǔ)償電壓檢測(cè)電路的失調(diào)誤差及增益誤差的電位器等，免去為進(jìn)行補(bǔ)償而麻煩的操作，提高操作性能，具有易于實(shí)現(xiàn)制造及調(diào)整時(shí)的自動(dòng)化的效果。
在上述實(shí)施例4的構(gòu)成中，給電壓檢測(cè)電路加上外部的已知電壓，并將該已知電壓與電壓檢測(cè)電路檢測(cè)的檢測(cè)值之關(guān)系預(yù)先存貯下來(lái)，也可以采用圖12所示的電壓檢測(cè)電路7c。即在圖12所示的電壓檢測(cè)電路中，設(shè)置了基準(zhǔn)電壓發(fā)生器作為得到已知電壓的手段。
圖12所示為檢測(cè)PWM控制變換器直流電壓VDC的電壓檢測(cè)電路7c的詳細(xì)構(gòu)成圖，在圖12中，761為與濾波電容器4正電位相連的輸入端，762及763是對(duì)直流電壓VDC進(jìn)行分壓的固定電阻器，固定電阻器763與濾波電容器4的負(fù)電位相連，764及765為基準(zhǔn)電壓源，766為切換隔離放大器767輸入信號(hào)的信號(hào)切換器，768～769為固定電阻器，770為運(yùn)算放大器，771為電壓檢測(cè)電路7c的輸出端。
在該圖12所示的電壓檢測(cè)電路7c中，在調(diào)節(jié)時(shí)，將信號(hào)切換器766置于P2及P3，從基準(zhǔn)電壓源764及765得到已知電壓，進(jìn)行如上述說(shuō)明所示的補(bǔ)償系數(shù)的計(jì)算及存貯。該基準(zhǔn)電壓源764及765的電壓直接輸入隔離放大器767，而直流電壓VDC則利用固定電阻器762及763降壓至RL/(RH+RL)的電壓輸入隔離放大器767，因此可以把基準(zhǔn)電壓源764及765的電壓乘以(RH+RL)/RL倍看作直流電壓VDC進(jìn)行補(bǔ)償系數(shù)的計(jì)算及存貯。另外，在通常動(dòng)作時(shí)，利用隔離放大器767對(duì)通過(guò)固定電阻器762及763分壓至隔離放大器767允許輸入電壓范圍的直流電壓VDC進(jìn)行隔離檢測(cè)，并利用運(yùn)算放大器770放大至適當(dāng)信號(hào)電平后通過(guò)輸出端771輸出，這與上述實(shí)施例4的說(shuō)明相同。
另外，在實(shí)施例4中，必須將與通常動(dòng)作時(shí)相同電平的直流電壓加在電壓檢測(cè)電路上，而采用圖12所示的電壓檢測(cè)電路7c，由于將基準(zhǔn)電壓源764及765的電壓的(RH+RL)/RL倍看作直流電壓，因此可以用比通常動(dòng)作時(shí)直流電壓VDC要低的基準(zhǔn)電壓源。
該圖12所示的電壓檢測(cè)電路7c的構(gòu)成，具有實(shí)施例4所得到的效果，同時(shí)，只要將對(duì)輸入端761輸入的直流電壓VDC起分壓作用的固定電阻器762、763及基準(zhǔn)電壓源764、765采用高精度的元器件，則即使構(gòu)成電壓檢測(cè)電路7c的其他元器件、例如隔離放大器767或運(yùn)算放大器770等發(fā)生時(shí)效變化，也具有可以不需要準(zhǔn)備其他的直流電源而能夠補(bǔ)償?shù)男Ч?shí)施例5圖13所示為根據(jù)本發(fā)明的PWM控制變換器控制裝置其他實(shí)施例的構(gòu)成圖。在圖中，50為設(shè)定交流輸入電流限制值的電流限制電平設(shè)定器，51a為將R相及T相電流控制器18a及19a的積分要素清零的電流控制器積分清零電路，電流限制電平設(shè)定器50與R相及T相電流控制器14及15輸出的信號(hào)輸入該電路51a，并向R相及T相電流控制器18a及19a輸出信號(hào)，其他構(gòu)成與圖1所示的實(shí)施例1的構(gòu)成相同，并附加同樣的元器件編號(hào)。
下面，就圖13所示的實(shí)施例的動(dòng)作加以說(shuō)明。首先，將通過(guò)電壓檢測(cè)電路7b檢測(cè)的直流電壓檢測(cè)值VDC^與電壓設(shè)定器6設(shè)定的電壓設(shè)定信號(hào)VDC*輸入減法器8，求得偏差eV＝VDC*-VDC^。該偏差eV輸入電壓控制器9d，進(jìn)行比例積分控制使偏差接近于零，并將輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*輸出。該波峰值指令信號(hào)IPEAK*輸入乘法器12及13，與單位正弦波發(fā)生器11產(chǎn)生的R相及T相單位正弦波信號(hào)互相相乘。R相及T相單位正弦波信號(hào)是與三相交流電源1的R相及T相電壓同步的單位正弦波信號(hào)即交流基準(zhǔn)信號(hào)，是將交流電壓檢測(cè)器10檢測(cè)的三相交流電源1的交流電壓作為輸入構(gòu)成單位正弦波發(fā)生器11的電流基準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器11的輸出信號(hào)。
然后，將乘法器12輸出信號(hào)的R相輸入電流指令信號(hào)iR*及電流檢測(cè)器14輸出信號(hào)的R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR輸入減法器16，計(jì)算偏差eiR＝iR*-iR并輸出。同樣，將乘法器13輸出信號(hào)的T相輸入電流指令信號(hào)iT*及電流檢測(cè)器15輸出信號(hào)的T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iT輸入減法器17，將偏差eiT＝iT*-iT輸出。該電流偏差eiR及eiT輸入R相電流控制器18a及T相電流控制器19a。這里，R相電流控制器18a及T相電流控制器19a中構(gòu)成積分要素的積分器是利用電流控制器積分清零電路51a進(jìn)行控制的。
圖14所示為電流控制器積分清零電路51a的詳細(xì)構(gòu)成圖。在圖中，250及251為將電流檢測(cè)器14及15輸出的R相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)輸入的輸入端，252為進(jìn)行零減去從輸入端250及251輸入的R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iT的減法運(yùn)算后作為S相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iS輸出的減法器，253為對(duì)這些R相、S相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR、iS及iT進(jìn)行全波整流后輸出的全波整流器，254為輸入由電流限制電平設(shè)定器50設(shè)定輸出的交流輸入電流限制電平限制值即設(shè)定值Ilimit*的輸入端。255為對(duì)全波整流器253輸出的輸入電流全波整流信號(hào)、即R相、S相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR、iS及iT的各自絕對(duì)值的最大值信號(hào)iP及由輸入端254輸入的電流限制電平設(shè)定值Ilimit*進(jìn)行比較的比較器， 256為當(dāng)輸入電流全波整流信號(hào)iP大于電流限制電設(shè)定值Ilimit*時(shí)、為了將R相電流控制器18a及T相電流控制器19a的積分要素清零而輸出信號(hào)的清零信號(hào)發(fā)生器，257為將清零信號(hào)發(fā)生器256輸出的清零信號(hào)輸出的輸出端。
該圖14所示的電流控制器積分清零電路51a，當(dāng)R相、S相或T相的輸入電流即交流輸入電流大于電流限制電平設(shè)定器50的設(shè)定值Ilimit*時(shí)，產(chǎn)生動(dòng)作使R相電流控制器18a及T相電流控制器19a的積分要素清零，因此如圖15所示，R相控制信號(hào)SR*及T相控制信號(hào)ST*由于使其交流輸入電流按指令值流動(dòng)，快速恢復(fù)至必須的電平，因此能抑制輸入電流檢測(cè)信號(hào)的電流突變。在圖15中，在由于瞬時(shí)停電等造成電源切斷的區(qū)間(A)及R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR未達(dá)到R相輸入電流指令信號(hào)iR*的區(qū)間(B)，R相的控制信號(hào)SR*向著使R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR增加的方向持續(xù)變化下去，當(dāng)R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR等于R相輸入電流指令信號(hào)iR*時(shí)((C)點(diǎn))停止其持續(xù)變化。之后，當(dāng)大于電流限制電平設(shè)定器50的設(shè)定值Ilimit時(shí)((D)點(diǎn))，利用積分要素清零，快速地恢復(fù)為正常動(dòng)作狀態(tài)。
在圖15就R相進(jìn)行了說(shuō)明，關(guān)于T相也一樣。另外，由于S相控制信號(hào)SS*是利用減法器20進(jìn)行零減去R相控制信號(hào)SR*及T相控制信號(hào)ST*的減法運(yùn)算而得的，因此，S相交流輸入電流也完全與R相及T相相同，能夠被抑制。
R相電流控制器18a、減法器20及T相電流控制器19a的輸出信號(hào)是R相、S相及T相控制信號(hào)SR*、SS*及ST*，再分別利用比較器22、23及24與載波發(fā)生器21輸出的三角波形載波信號(hào)的大小進(jìn)行比較，形成脈寬調(diào)制信號(hào)輸出。脈寬調(diào)制信號(hào)輸入柵極電路25，柵極電路25的輸出信號(hào)對(duì)PWM控制變換器2的開(kāi)關(guān)器件201～206進(jìn)行通斷控制，使PWM控制變換器2的直流電壓檢測(cè)值VDC^與設(shè)定信號(hào)VDC*相等，使R相、S相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR、iS及iT與是正弦波信號(hào)的相應(yīng)的指令信號(hào)iR*、iS*及iT*相等。
另外，該實(shí)施例的構(gòu)成是通過(guò)檢測(cè)R相及T相電流進(jìn)行控制的，當(dāng)然其他相的組合也能進(jìn)行同樣的控制。另外，這里敘述的是有關(guān)三相電路的，當(dāng)然單相電路也能進(jìn)行同樣的控制。
另外，在本實(shí)施例中，以交流輸入電流超過(guò)其限制值時(shí)對(duì)積分要素清零的動(dòng)作為例加以說(shuō)明，但也可以這樣構(gòu)成，即當(dāng)交流輸入電流超過(guò)其限制值時(shí)使積分要素的絕對(duì)值急劇減少進(jìn)行控制。
如上所述，在根據(jù)本實(shí)施例的PWM控制變換器的控制裝置中，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)限制值時(shí)進(jìn)行控制使電流控制手段的積分要素的絕對(duì)值急劇減少或清零，因此在由于瞬時(shí)停電等而造成交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷情況下又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，具有能良好地控制交流輸入電流的效果。實(shí)施例6在圖13所示的實(shí)施例中，設(shè)置了電流限制電平設(shè)定器50，并預(yù)先設(shè)定電流限制電平的設(shè)定值Ilimit*，另外也可以如圖16所示那樣構(gòu)成，即設(shè)置電流限制失調(diào)設(shè)定器52，該輸出信號(hào)Iost*利用加法器53與電壓控制器9d的輸出即輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*相加作為電流限制電平設(shè)定值Ilimit，再利用電流控制器積分清零電路51a與輸入電流的全波整流信號(hào)進(jìn)行比較。在該構(gòu)成中，由于電流限制電平Ilimit隨輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*而變化，因此尤其當(dāng)輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*較小時(shí)，如圖17所示，利用電流控制器積分清零電路51a的輸出信號(hào)能加速對(duì)R相電流控制器18a及T相電流控制器19a積分要素清零的時(shí)間，R相控制信號(hào)SR*及T相控制信號(hào)ST*由于使其交流輸入電流按指令值流動(dòng)能更進(jìn)一步加速恢復(fù)至必須的電平，因而能更進(jìn)一步抑制輸入電流檢測(cè)信號(hào)的電流突變。
另外，在圖17中就R相進(jìn)行了說(shuō)明，對(duì)于T相也同樣，而由于S相的控制信號(hào)SS*是利用減法器20進(jìn)行零減去R相控制信號(hào)SR*及T相控制信號(hào)ST*的減法運(yùn)算得到的，因此S相的交流輸入電流也與R相及T相完全相同，能受到抑制。
另外，在本實(shí)施例中，以交流輸入電流超過(guò)其限制值時(shí)對(duì)積分要素清零的動(dòng)作為例加以說(shuō)明，但也可以這樣構(gòu)成，即當(dāng)交流輸入電流超過(guò)其限制值時(shí)使積分要素的絕對(duì)值急劇減少進(jìn)行控制。實(shí)施例7圖18所示又是另一實(shí)施例。在該構(gòu)成中，設(shè)置了電流限制失調(diào)設(shè)定器52及電流控制器積分清零電路51b，利用電流控制器積分清零電路51b對(duì)電流限制失調(diào)設(shè)定器52的輸出信號(hào)Iost*與各相輸入電流指令信號(hào)iR*及iT*的全波整流信號(hào)iP*進(jìn)行加法運(yùn)算后作為電流限制電平設(shè)定值Ilimit*，再與輸入電流的全波整波信號(hào)進(jìn)行比較。其他構(gòu)成部分與圖13所示的實(shí)施例相同。
圖19為圖18所示的電流控制器積分清零電路51b的詳細(xì)構(gòu)成圖。在圖中，260及261為將電流檢測(cè)器14及15輸出的R相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR及iT輸入的輸入端，262為進(jìn)行零減去輸入端260及261輸入的R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iT的減法運(yùn)算后作為S相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iS輸出的減法器，263為對(duì)這些R相、S相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR、iS及iT進(jìn)行全波整流后輸出的全波整波器。264及265為將乘法器12及13輸出的R相及T相輸入電流指令信號(hào)iR*及iT*輸入的輸入端，266為進(jìn)行零減去輸入端264及265輸入的R相輸入電流指令信號(hào)iR*及T相輸入電流指令信號(hào)iT*的減法運(yùn)算后作為S相輸入電流指令信號(hào)iS*輸出的減法器，267為對(duì)這些R相、S相及T相輸入電流指令信號(hào)iR*、iS*及iT*進(jìn)行全波整流后輸出的全波整流器。268為將電流限制失調(diào)設(shè)定器52設(shè)定并輸出的電流限制失調(diào)設(shè)定值Iost*輸入的輸入端，269為將全波整流器267輸出的輸入電流指令信號(hào)的全波整流信號(hào)iP*與輸入端子268輸入的電流限制失調(diào)設(shè)定值Iost*進(jìn)行加法運(yùn)算后輸出電流限制電平設(shè)定值Ilimit*的加法器，270為將全波整流器263輸出的輸入電流全波整流信號(hào)，即R相、S相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR、iS及iT的各自絕對(duì)值的最大值信號(hào)iP與加法器269輸出的電流限制電平設(shè)定值Ilimit*進(jìn)行比較的比較器，271為當(dāng)輸入電流全波整流信號(hào)iP大于電流限制電平設(shè)定值Ilimit*時(shí)、輸出將R相電流控制器18a及T相電流控制器19a的積分要素清零的信號(hào)的清零信號(hào)發(fā)生器，272為將清零信號(hào)發(fā)生器271輸出的清零信號(hào)輸出的輸出端。在該構(gòu)成中，電流限制電平設(shè)定值Ilimit*根據(jù)輸入電流指令信號(hào)設(shè)定為最佳值。
也就是說(shuō)，當(dāng)輸入電流指令信號(hào)較小時(shí)，電流限制電平設(shè)定值Ilimit*也較小，能夠加快對(duì)于R相電流控制器18a及T相電流控制器19a的積分要素清零的時(shí)間，能抑制輸入電流檢測(cè)信號(hào)的電流突變。
如上所述，在根據(jù)該實(shí)施例的PWM控制變換器的控制裝置中，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)限制值時(shí)進(jìn)行控制使電流控制手段的積分要素的絕對(duì)值急劇減少或清零，尤其是限制值的設(shè)定與電壓控制手段輸出的電流基準(zhǔn)信號(hào)或電流指令信號(hào)相關(guān)聯(lián)，由于采用這樣的構(gòu)成，因此在由于瞬時(shí)停電等而造成交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷情況下又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，具有能良好地控制交流輸入電流，特別是能更進(jìn)一步抑制交流輸入電流指令值較小時(shí)產(chǎn)生的輸入電流檢測(cè)信號(hào)的電流突變的效果。實(shí)施例8在圖13、16及18所示實(shí)施例的構(gòu)成中，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)限制值時(shí)，使電流控制器的積分要素的絕對(duì)值急劇減少或清零，但也可以如圖20所示構(gòu)成裝置，即設(shè)置電流限制電平設(shè)定器50、積分值比較電平設(shè)定器54及電流控制器積分清零電路51c。在該構(gòu)成中，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)限制值、而且電流控制器積分要素的正負(fù)極性與相對(duì)應(yīng)的相的交流基準(zhǔn)信號(hào)正負(fù)極性為相反極性時(shí)，輸入電流電量在該積分要素上積聚至一定值以上時(shí)，使積分要素的絕對(duì)值急劇減少或清零。
在圖20中，對(duì)于與圖13、16及18相同或相當(dāng)部分附加了同一符號(hào)。
圖21所示為電流控制器積分清零電路51c的詳細(xì)構(gòu)成圖，在圖中，300及301為將電流檢測(cè)器14及15輸出的R相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR及iT輸入的輸入端，302為進(jìn)行零減去輸入端300及301輸入的R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iT的減法運(yùn)算后作為S相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iS輸出的減法器，303為對(duì)這些R相、S相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR、iS及iT進(jìn)行全波整流后輸出的全波整流器。
304及305為將與單位正弦波發(fā)生器11輸出的R相及T相電壓同步的R相及T相單位正弦波信號(hào)QR*及QT*輸入的輸入端，306及307為將輸入端304及305輸入的R相單位正弦波信號(hào)QR*及T相單位正弦波信號(hào)QT*與零進(jìn)行比較、當(dāng)輸入為正極性時(shí)輸出“-1”，負(fù)極性時(shí)輸出“+1”的比較器，308及309為將R相及T相電流控制器18c及19c的R相及T相積分要素的數(shù)值即積分值信號(hào)SR-i*及ST-i*輸入的輸入端，310及311為將比較器306及307的輸出與輸入端308及309輸入的R相及T相積分要素的數(shù)值即積分值信號(hào)SR-i*及ST-i*進(jìn)行乘法運(yùn)算的乘法器，312為將乘法器310及311的輸出信號(hào)輸入、并輸出其數(shù)值較大信號(hào)的最大值電路，314為將積分值比較電平設(shè)定器54輸出的積分值比較電平信號(hào)Vcomp*輸入的輸入端，313為將輸入端314輸入的積分值比較電平信號(hào)與最大值電路312輸入的信號(hào)進(jìn)行比較、當(dāng)最大值電路輸出較大時(shí)輸出“+1”的比較器。
315為將電流限制電平設(shè)定器50輸出的電流限制電平設(shè)定值Ilimit*輸入的輸入端，316為將全波整流器303的輸出即輸入電流的全波整流信號(hào)iP與輸入端315輸入的電流限制電平設(shè)定值Ilimit*進(jìn)行比較、當(dāng)輸入電流全波整流信號(hào)iP大于電流限制電平設(shè)定值Ilimit*時(shí)輸出“1”的比較器，317為當(dāng)比較器316的輸出與比較器313的輸出都為“1”時(shí)輸出為“1”的“與”電路，318為將“與”電路317的輸出信號(hào)輸入、當(dāng)該輸入為“1”時(shí)從輸出端319輸出使R相電流控制器18c及T相電流控制器19c的積分要素清零的信號(hào)的電流控制器積分清零信號(hào)發(fā)生器。
采用圖21所示構(gòu)成的電流控制器積分清零電路51c，使控制裝置能區(qū)別輸入電流指令信號(hào)iR*急劇增加時(shí)的電流超調(diào)等及電源電壓恒定狀態(tài)下所產(chǎn)生的電流突變，并能僅僅對(duì)于該構(gòu)成由于電流控制系統(tǒng)積分要素絕對(duì)值急劇減少或清零而產(chǎn)生的電流突變加以抑制。
例如，當(dāng)如圖22所示輸入電流指令信號(hào)iR*呈階躍狀增大時(shí)，根據(jù)電流控制系統(tǒng)的控制增益設(shè)定實(shí)際的輸入電流常常產(chǎn)生超調(diào)。這時(shí)的動(dòng)作如下，即R相及T相電流控制器18c及19c的積分項(xiàng)積聚了與電源電壓基本同相位的信號(hào)，在這種狀態(tài)下若使積分要素的絕對(duì)值急劇減少或清零，這更增加了電流突變。因此，在電流控制器積分清零電路51c中，通過(guò)比較器306及307，將與電源電壓同相位的信號(hào)即R相及T相單位正弦波信號(hào)QR*及QT*的極性反過(guò)來(lái)取出，再利用乘法器310及311將該信號(hào)與另一輸入的R相及T相積分值信號(hào)SR-i*及ST-i*相乘，對(duì)當(dāng)積分值信號(hào)的極性與各對(duì)應(yīng)相的單位正弦波信號(hào)不同時(shí)成為正極性的信號(hào)進(jìn)行運(yùn)算，然后，利用最大值電路312計(jì)算其最大值，通過(guò)比較器313將最大值電路312的輸出與積分值比較電平設(shè)定器54輸出的積分值比較電平信號(hào)Vcomp*進(jìn)行比較，僅僅當(dāng)最大值電路的輸出大于積分值比較電平信號(hào)時(shí)，比較器316的結(jié)果才作為有效。
如上所述，在根據(jù)該實(shí)施例的PWM控制變換器的控制裝置中，由于設(shè)置了這樣動(dòng)作的電流控制手段，即僅僅當(dāng)交流輸入電流超過(guò)其限制值，而且電流控制器積分要素的正負(fù)極性與交流基準(zhǔn)信號(hào)的正負(fù)極性為不同極性時(shí)，才使積分要素的絕對(duì)值急劇減少或清零，因此在由于瞬時(shí)停電等而造成交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷情況下又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地控制輸入電流，特別是當(dāng)輸入電流指令值呈階躍狀大大增大情況下產(chǎn)生輸入電流超調(diào)時(shí)，使積分要素的絕對(duì)值急劇減少或清零，所以能不按照電流控制系統(tǒng)的控制增益設(shè)定值，更進(jìn)一步抑制電流突變，本實(shí)施例具有上述良好效果。
在上述實(shí)施例5～8中給出了對(duì)電流控制手段積分要素進(jìn)行控制的構(gòu)成，在下面的實(shí)施例中將就對(duì)電壓控制手段進(jìn)行控制的構(gòu)成加以說(shuō)明。特別在下面的實(shí)施例中，當(dāng)對(duì)負(fù)荷裝置5輸出較大功率等產(chǎn)生較大的輸入電流指令信號(hào)狀態(tài)下，交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷時(shí)，即使處于很容易引起過(guò)電流保護(hù)跳閘情況下，在其恢復(fù)時(shí)也不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地控制輸入電流。實(shí)施例9圖23所示為本發(fā)明的PWM變換器控制裝置實(shí)施例9的構(gòu)成圖。在圖中，對(duì)于與上述實(shí)施例相同或相當(dāng)部分附加了同一符號(hào)。本實(shí)施例構(gòu)成要素的電壓控制器積分清零電路55與圖14所示的電流控制器積分清零電路51a的構(gòu)成相同，利用該電壓控制器積分清零電路55，當(dāng)R相、S相或T相輸入電流大于該電流限制電平設(shè)定值Ilimit*時(shí)，使電壓控制器96的積分要素清零。因此，R相及T相輸入電流指令值iR*及iT*也變?yōu)榱?，能加速電流控制器積分要素的恢復(fù)，抑制電流突變。
圖24為圖23所示實(shí)施例動(dòng)作說(shuō)明圖，為便于理解僅畫出R相。在圖中，在電源切斷區(qū)間(A)及R相輸入電流iR未達(dá)到R相輸入電流指令信號(hào)iR*的區(qū)間(B)，R相的控制信號(hào)SR*向著使R相輸入電流iR增加的方向持續(xù)變化下去，當(dāng)R相輸入電流iR等于R相輸入電流指令信號(hào)iR*時(shí)((C)點(diǎn))停止其持續(xù)變化。之后，當(dāng)大于電流限制電平設(shè)定值Ilimit*時(shí)((D)點(diǎn))，電壓控制器9b的積分要素被清零，R相輸入電流指令信號(hào)iR*也變?yōu)榱?，電流控制器的輸入急劇增加，迅速恢?fù)至正常的動(dòng)作狀態(tài)。
如上所述，在根據(jù)該實(shí)施例的PWM控制變換器的控制裝置中，由于設(shè)置了這樣動(dòng)作的電壓控制手段，即當(dāng)交流輸入電流超過(guò)其限制值時(shí)，使電壓控制器的積分要素急劇減少或清零，因此在由于瞬時(shí)停電等而造成交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷情況下又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地控制輸入電流，當(dāng)輸入電流指令值較大、即輸入電流的波峰值指令信號(hào)IPEAK*較大時(shí)，更能抑制電流突變，本實(shí)施例具有上述效果。實(shí)施例10在實(shí)施例9的構(gòu)成中，當(dāng)R相、S相或T相輸入電流大于其電流限制電平設(shè)定值Ilimit*時(shí)，利用電壓控制器積分清零電路55使電壓控制器9b的積分要素清零，也可以如圖25所示設(shè)置輸入電流波峰值指令信號(hào)切換器56來(lái)構(gòu)成。
圖25中，與圖23相同或相當(dāng)部分附加了同一符號(hào)。
圖26所示為輸入電流波峰值指令信號(hào)切換器56的詳細(xì)構(gòu)成圖。在圖中，400及401為將電流檢測(cè)器14及15輸出的R相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR及iT輸入的輸入端，402為進(jìn)行零減去輸入端400及401輸入的R相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iR及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iT的減法運(yùn)算后作為S相輸入電流檢測(cè)信號(hào)iS輸出的減法器，403為對(duì)這些R相、S相及T相輸入電流檢測(cè)信號(hào)進(jìn)行全波整流后輸出的全波整流器，404為將電流限制電平設(shè)定器50輸出的電流限制電平設(shè)定值Ilimit*輸入的輸入端，405為將全波整波器403輸出的輸入電流全波整流信號(hào)，即R相、S相及T相輸入電流各自的絕對(duì)值的最大值信號(hào)iP與輸入端254輸入的電流限制電平設(shè)定值Ilimit*進(jìn)行比較的比較器，406為將電壓控制器9d輸出的輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*輸入的輸入端，407及408為切換信號(hào)的開(kāi)關(guān)，409為將輸入以時(shí)間函數(shù)輸出的一階延遲電路，410為將輸入端406輸入的輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*或一階延遲電路409輸出的信號(hào)輸出至乘法器12及13的輸出端。
下面，就輸入電流波峰值指令信號(hào)切換器56的動(dòng)作加以說(shuō)明。當(dāng)全波整流器403輸出的輸入電流全波整流信號(hào)iP小于輸入端404輸入的電流限制電平設(shè)定值Ilimit*時(shí)，開(kāi)關(guān)407及408與(B)側(cè)相連，由輸入端406輸入的電壓控制器9d輸出的輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*保持不變直接由輸出端410輸出。而當(dāng)全波整流器403輸出的輸入電流全波整流信號(hào)iP大于輸入端404輸入的電流限制電平設(shè)定值Ilimit*時(shí)，開(kāi)關(guān)407及408與(A)側(cè)相連，由輸入端406輸入的電壓控制器9d輸出的輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*輸入一階延遲電路409，變成從零開(kāi)始以時(shí)間函數(shù)增加的信號(hào)，到達(dá)原來(lái)的輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*，該信號(hào)由輸出端410輸出。
如上所述，在根據(jù)本實(shí)施例的PWM控制變換器的控制裝置中，由于設(shè)置了這樣動(dòng)作的電壓控制手段，即當(dāng)交流輸入電流超過(guò)其限制值時(shí)，至少將比該時(shí)間電流基準(zhǔn)減少的電流基準(zhǔn)作為初始值，并使電流基準(zhǔn)按有該初始值的時(shí)間函數(shù)變化，因此當(dāng)電壓設(shè)定器6輸出的電壓設(shè)定信號(hào)VDC*與通過(guò)電壓檢測(cè)器7檢測(cè)的直流電壓檢測(cè)值VDC^之偏差eV較大時(shí)，即由于電壓控制器9d的比例要素產(chǎn)生輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*時(shí)，能使R相及T相輸入電流指令值iR*及iT*為零，電流控制器的輸入急劇增加，迅速恢復(fù)至正確的動(dòng)作狀態(tài)，本實(shí)施例具有上述效果。實(shí)施例11在實(shí)施例9及實(shí)施例10中，設(shè)置了電流限制電平設(shè)定器50用于預(yù)先設(shè)定電流限制電平設(shè)定值Ilimit*，也可以如圖27所示那樣構(gòu)成，即設(shè)置電流限制電平設(shè)定器50、積分值比較電平設(shè)定器54及電壓控制器積分清零電路57，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)其限制值、而且積分要素的正負(fù)極性與相對(duì)應(yīng)的相的交流基準(zhǔn)信號(hào)正負(fù)極性為相反極性時(shí)，輸入電流電量在該積分要素上積聚至一定值以上時(shí)，使電壓控制器9b的積分要素的絕對(duì)值急劇減少或清零。
在圖27中，與實(shí)施例8及實(shí)施例10相同的構(gòu)成部分附加同一符號(hào)，完成同樣的動(dòng)作，電壓控制器積分清零電路57的詳細(xì)構(gòu)成與電流控制器積分清零電路51c的詳細(xì)構(gòu)成相同，因此省略其說(shuō)明。
如上所述，在根據(jù)本實(shí)施例的PWM控制變換器的控制裝置中，由于設(shè)置了這樣動(dòng)作的電流控制手段，即當(dāng)交流輸入電流超過(guò)其限制值、而且電流控制器積分要素的正負(fù)極性與交流基準(zhǔn)信號(hào)的正負(fù)極性為不同極性時(shí)，使電壓控制器的積分要素急劇減少或清零，因此在由于瞬時(shí)停電等而造成交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷情況下又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地控制輸入電流，特別是當(dāng)輸入電流指令信號(hào)較大、即輸入電流波峰值指令信號(hào)較大時(shí)，更能抑制電流突變，再進(jìn)一步當(dāng)輸入電流指令值呈階躍狀大大增大等情況下產(chǎn)生輸入電流超調(diào)時(shí)，其構(gòu)成不使積分要素的絕對(duì)值急劇減少或清零，因此不按照電流控制系統(tǒng)的控制增益設(shè)定值，更能抑制電流突變，本實(shí)施例具有上述效果。
另外，將這些實(shí)施例適當(dāng)?shù)亟M合起來(lái)使用，當(dāng)然更能抑制電流突變。再有，在本實(shí)施例中所述的在交流電源與PWM控制變換器之間連接的電抗器也可以不要專門設(shè)置，而用交流電源1的變壓器等電感分量來(lái)代替。
如上所述，在根據(jù)本發(fā)明的PWM控制變換器控制裝置中，具有將通過(guò)電抗器與三相交流電源相連、對(duì)于三相交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值與電壓設(shè)定值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，輸出與三相交流電源同步的交流基準(zhǔn)信號(hào)的交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段，將使交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段輸出的交流基準(zhǔn)信號(hào)振幅隨電流基準(zhǔn)信號(hào)變化的電流指令信號(hào)輸出的電流指令手段，將控制信號(hào)輸出給PWM控制變換器使交流輸入電流跟蹤電流指令信號(hào)的電流控制手段，由于電流控制手段在控制開(kāi)始后一定時(shí)間內(nèi)輸出比例控制的控制信號(hào)，經(jīng)一定時(shí)間后輸出比例積分控制的控制信號(hào)，因此，在起動(dòng)時(shí)的一定時(shí)間內(nèi)用比例控制的控制信號(hào)對(duì)PWM控制變換器進(jìn)行控制，經(jīng)一定時(shí)間后用比例積分控制的控制信號(hào)對(duì)PWM控制變換器進(jìn)行控制，所以具有不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地控制輸入電流的效果。
另外，當(dāng)PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值達(dá)到預(yù)先設(shè)定值以上時(shí)，電流控制手段輸出比例積分控制的控制信號(hào)，因此具有下述效果能在最佳切換時(shí)間對(duì)電流控制手段中的比例控制及比例積分控制進(jìn)行切換，這樣特別在起動(dòng)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地控制輸入電流，尤其是考慮到電路整體構(gòu)成，能方便地將產(chǎn)生定常偏差的比例控制時(shí)間設(shè)定為最小值。
另外，在根據(jù)本發(fā)明的PWM控制變換器控制裝置中，具有將通過(guò)電抗器與三相交流電源相連、對(duì)于三相交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值與電壓設(shè)定值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，輸出與三相交流電源同步的交流基準(zhǔn)信號(hào)的交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段，將使交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段輸出的交流基準(zhǔn)信號(hào)振幅隨電流基準(zhǔn)信號(hào)變化的電流指令信號(hào)輸出的電流指令手段，將控制信號(hào)輸出給PWM控制變換器使交流輸入電流跟蹤電流指令信號(hào)的電流控制手段；由于電流控制手段將電流指令手段輸出的2相電流指令信號(hào)的任一個(gè)與交流輸入電流的偏差系數(shù)倍進(jìn)行積分，作為2相的第1輸出，將2相的剩余1相與2相的第1輸出相反符號(hào)值相加作為剩余相的第1輸出，各相的電流指令信號(hào)與交流輸入電流之偏差乘以系數(shù)倍作為各相的第2輸出，將各相的第1輸出與第2輸出之和作為控制信號(hào)輸出給PWM控制變換器，因此至少一相進(jìn)行比例控制，所以具有起動(dòng)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，另外即使當(dāng)由于負(fù)荷變動(dòng)而引起直流電壓V DC下降時(shí)也不會(huì)引起過(guò)電流，能良好地控制電流的效果。
另外，在根據(jù)本發(fā)明的PWM控制變換器控制裝置中，具有將通過(guò)電抗器與三相交流電源相連、對(duì)于三個(gè)交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓進(jìn)行檢測(cè)的直流電壓檢測(cè)手段，輸出直流電壓指令值的電壓指令輸出手段，將電壓指令輸出手段輸出的電壓指令值與直流電壓檢測(cè)手段輸出的電壓檢測(cè)值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，將控制信號(hào)輸出給PWM控制變換器使交流輸入電流跟蹤由電流基準(zhǔn)信號(hào)得到的電流指令信號(hào)的電流控制手段；由于電壓指令輸出手段對(duì)直流電壓檢測(cè)手段的檢測(cè)誤差進(jìn)行了補(bǔ)償運(yùn)算的電壓指令值加以輸出。因此具有可以不需要用于補(bǔ)償直流電壓檢測(cè)手段失調(diào)誤差及增益誤差的電位器等，提高制造及調(diào)整時(shí)的操作性能的效果。
另外，電壓指令輸出手段由存儲(chǔ)直流電壓檢測(cè)手段所加的已知電壓與和已知電壓對(duì)應(yīng)的直流電壓檢測(cè)手段檢測(cè)值之關(guān)系的存貯手段、及利用存貯手段存貯的關(guān)系對(duì)電壓指令值進(jìn)行補(bǔ)償運(yùn)算加以輸出使PWM控制變換器輸出的直流電壓為期望值的補(bǔ)償手段所構(gòu)成，因此具有可以不需要用于補(bǔ)償直流電壓檢測(cè)手段失調(diào)誤差及增益誤差的電位器等，提高制造及調(diào)整時(shí)的控制性能，容易實(shí)現(xiàn)自動(dòng)化的效果。
另外，由于采用PWM控制變換器輸出的直流電壓作為直流電壓檢測(cè)手段所加的已知電壓，因此具有可以不需要特別的電路、采用簡(jiǎn)單的構(gòu)成即可進(jìn)行利用已知電壓的電壓指令值補(bǔ)償運(yùn)算的效果。
另外，電壓指令輸出手段由存貯直流電壓檢測(cè)手段所設(shè)置的基準(zhǔn)電壓發(fā)生手段的電壓與和基準(zhǔn)電壓發(fā)生手段的電壓對(duì)應(yīng)的直流電壓檢測(cè)手段的檢測(cè)值之關(guān)系的存貯手段、及利用存貯手段存貯的關(guān)系對(duì)電壓指令值進(jìn)行補(bǔ)償運(yùn)算加以輸出使PWM控制變換器輸出的直流電壓為期望值的補(bǔ)償手段所構(gòu)成，因此具有可以不需要附加與通常動(dòng)作時(shí)的直流電壓VDC同樣電平的高電壓直流電源、用簡(jiǎn)單的構(gòu)成即可進(jìn)行利用已知電壓的電壓指令值補(bǔ)償運(yùn)算的效果。
另外，在根據(jù)本發(fā)明的PWM控制變換器控制裝置中，具有將與交流電源相連、對(duì)于交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值與電壓設(shè)定值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，輸出與交流電源同步的交流基準(zhǔn)信號(hào)的交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段，將使交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段輸出的交流基準(zhǔn)信號(hào)振幅隨電流基準(zhǔn)信號(hào)變化的電流指令信號(hào)輸出的電流指令手段，將控制信號(hào)輸出給PWM控制變換器使交流輸入電流跟蹤電流指令信號(hào)、至少含有積分要素的電流控制手段；在該P(yáng)WM控制變換器的控制裝置中，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，電流控制手段動(dòng)作使積分要素急劇減少，因此具有在由于瞬時(shí)停電等而造成交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷情況下又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地控制交流輸入電流的效果。
另外，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，電路控制手段動(dòng)作使積分要素清零，因此具有在由于瞬時(shí)停電等而造成交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷情況下又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能可靠地控制交流輸入電流的效果。
另外，由于限制值是根據(jù)電壓控制手段輸出的電流基準(zhǔn)信號(hào)設(shè)定，因此具有在由于瞬時(shí)停電等而造成交流電源下降或短時(shí)間切斷情況下又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好的控制交流輸入電流，特別是當(dāng)交流輸入電流指令值較小時(shí)，能更進(jìn)一步抑制所發(fā)生的輸入電流檢測(cè)信號(hào)的電流突變的效果。
另外，由于限制值是根據(jù)電流指令手段輸出的電流指令信號(hào)設(shè)定，因此限制值根據(jù)輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*變化而動(dòng)作，這樣特別在輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*較小的情況下，能加速電流控制器積分要素清零的時(shí)間，由于其交流輸入電流按指令值流動(dòng)，控制信號(hào)能更進(jìn)一步加速恢復(fù)至必須的電平，能更進(jìn)一步抑制輸入電流檢測(cè)信號(hào)的電流突變。
另外，電流控制手段具有設(shè)定交流輸入電流限制值的電流限制電平設(shè)定器及電流限制電平設(shè)定器設(shè)定的限制值與交流輸入電流為輸入量并當(dāng)交流輸入電流超過(guò)上述限制值時(shí)輸出信號(hào)的電流控制器積分清零電路，因此具有在由于瞬時(shí)停電等而造成交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷情況下又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地控制交流輸入電流的效果。
另外，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值，而且積分要素的正負(fù)極性與相對(duì)應(yīng)的相的交流基準(zhǔn)信號(hào)正負(fù)極性為相反極性時(shí)，輸入電流的電量在該積分要素上積聚至一定數(shù)值以上時(shí)，電流控制手段動(dòng)作使積分要素急劇減少，因此具有下述效果在由于瞬時(shí)停電等而造成交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷情況下又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地控制交流電流，特別是當(dāng)輸入電流指令值呈階躍狀增大等情況下產(chǎn)生輸入電流超調(diào)時(shí)，其構(gòu)成不使積分要素的絕對(duì)值急劇減少或清零，所以不按照電流控制系統(tǒng)的控制增益設(shè)定值，更能抑制電流突變。
另外，在根據(jù)本發(fā)明的PWM控制變換器控制裝置中，具有將與交流電源相連、對(duì)于交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值與電壓設(shè)定值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，輸出與交流電源同步的交流基準(zhǔn)信號(hào)的交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段，將使交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段輸出的交流基準(zhǔn)信號(hào)振幅隨電流基準(zhǔn)信號(hào)變化的交流指令信號(hào)輸出的電流指令手段，將控制信號(hào)輸出給PWM控制變換器使交流輸入電流跟蹤電流指令信號(hào)的電流控制手段；在該P(yáng)WM控制變換器的控制裝置中，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，電壓控制手段動(dòng)作使電流基準(zhǔn)信號(hào)減少，因此具有下述效果在由于瞬時(shí)停電等而造成交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷情況下又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地控制交流輸入電流，當(dāng)輸入電流指令值較大、即輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*較大時(shí)，更能抑制電流突變。
另外，由于電壓控制手段至少具有積分要素，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，電壓控制手段動(dòng)作使積分要素清零，因此具有下述效果在由于瞬時(shí)停電等而造成交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷情況下又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能可靠地控制交流輸入電流。
另外，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，電壓控制手段根據(jù)至少比該時(shí)刻電流基準(zhǔn)信號(hào)要減少的電流基準(zhǔn)信號(hào)作為初始值的時(shí)間函數(shù)使電流基準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生變化，因此具有電流控制器的輸入急劇增加，迅速恢復(fù)至正確的動(dòng)作狀態(tài)的效果。
另外，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值、而且電流控制手段積分要素的正負(fù)極性與相對(duì)應(yīng)的相的交流基準(zhǔn)信號(hào)正負(fù)極性為相反極性時(shí)，輸入電流的電量在該積分要素上積聚至一定數(shù)值以上時(shí)，電壓控制手段動(dòng)作使電流基準(zhǔn)信號(hào)減少，因此具有下述效果在由于瞬時(shí)停電等而造成交流電源電壓下降或短時(shí)間切斷情況下又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地控制輸入電流，特別是當(dāng)輸入電流指令值較大、即輸入電流波峰值指令信號(hào)IPEAK*較大時(shí)，更能抑制電流突變，再進(jìn)一步當(dāng)輸入電流指令值呈階躍狀大大增大等情況下產(chǎn)生輸入電流超調(diào)時(shí)，其構(gòu)成不使積分要素的絕對(duì)值急劇減少或清零，因此不按照電流控制系統(tǒng)的控制增益設(shè)定值，更能抑制電流突變。
由上所述，本發(fā)明的PWM控制變換器的控制裝置適用于例如逆變器裝置。
權(quán)利要求
1.一種PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于具有將通過(guò)電抗器與三相交流電源相連、對(duì)于所述三相交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值與電壓設(shè)定值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，輸出與所述三相交流電源同步的交流基準(zhǔn)信號(hào)的交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段，將使所述交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段輸出的所述交流基準(zhǔn)信號(hào)振幅隨所述電流基準(zhǔn)信號(hào)變化的電流指令信號(hào)輸出的電流指令手段，將控制信號(hào)輸出給所述PWM控制變換器使所述交流輸入電流跟蹤所述電流指令信號(hào)的電流控制手段；所述電流控制手段在控制開(kāi)始后的一定時(shí)間內(nèi)輸出比例控制的控制信號(hào)，經(jīng)所述一定時(shí)間后輸出比例積分控制的控制信號(hào)。
2.如權(quán)利要求1所述的PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于，當(dāng)PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值達(dá)到預(yù)先設(shè)定值以上時(shí)，電流控制手段輸出比例積分控制的控制信號(hào)。
3.一種PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于具有將通過(guò)電抗器與三相交流電源相連、對(duì)于所述三相交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值與電壓設(shè)定值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，輸出與所述三相交流電源同步的交流基準(zhǔn)信號(hào)的交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段，將使所述交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段輸出的所述交流基準(zhǔn)信號(hào)振幅隨所述電流基準(zhǔn)信號(hào)變化的電流指令信號(hào)輸出的電流指令手段，將控制信號(hào)輸出給所述PWM控制變換器使所述交流輸入電流跟蹤所述電流指令信號(hào)的電流控制手段；所述電流控制手段將所述電流指令手段輸出的2相電流指令信號(hào)的任一個(gè)與所述交流輸入電流的偏差之系數(shù)倍進(jìn)行積分、作為所述2相的第1輸出，將所述2相的剩余1相與所述2相的第1輸出相反符號(hào)值相加作為所述剩余相的第1輸出，各相的電流指令信號(hào)與交流輸入電流之偏差乘以系數(shù)倍作為各相的第2輸出，將各相的所述第1輸出與所述第2輸出之和作為所述控制信號(hào)輸出給所述PWM控制變換器。
4.一種PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于具有將通過(guò)電抗器與三相交流電源相連、對(duì)于所述三相交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓進(jìn)行檢測(cè)的直流電壓檢測(cè)手段，輸出所述直流電壓指令值的電壓指令輸出手段，將所述電壓指令輸出手段輸出的電壓指令值與所述直流電壓檢測(cè)手段輸出的電壓檢測(cè)值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，將控制信號(hào)輸出給所述PWM控制變換器使所述交流輸入電流跟蹤由所述電流基準(zhǔn)信號(hào)得到的電流指令信號(hào)的電流控制手段；所述電壓指令輸出手段輸出對(duì)所述直流電壓檢測(cè)手段的檢測(cè)誤差進(jìn)行補(bǔ)償運(yùn)算的電壓指令值。
5.如權(quán)利要求4所述的PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于，電流指令輸出手段由存貯直流電壓檢測(cè)手段所加的已知電壓與和所述已知電壓對(duì)應(yīng)的所述直流電壓檢測(cè)手段檢測(cè)值之關(guān)系的存貯手段、及利用所述存貯手段存貯的關(guān)系對(duì)電壓指令值進(jìn)行補(bǔ)償運(yùn)算輸出使PWM控制變換器輸出的直流電壓為期望值的補(bǔ)償手段所構(gòu)成。
6.如權(quán)利要求5所述的PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于，直流電壓檢測(cè)手段所加的已知電壓為PWM控制變換器輸出的直流電壓。
7.如權(quán)利要求4所述的PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于，電壓指令輸出手段由存貯直流電壓檢測(cè)手段所設(shè)置的基準(zhǔn)電壓發(fā)生手段的電壓與和所述基準(zhǔn)電壓發(fā)生手段的電壓對(duì)應(yīng)的所述直流電壓檢測(cè)手段的檢測(cè)值之關(guān)系的存貯手段、及利用所述存貯手段存貯的關(guān)系對(duì)電壓指令值進(jìn)行補(bǔ)償運(yùn)算輸出使PWM控制變換器輸出的直流電壓為期望值的補(bǔ)償手段所構(gòu)成。
8.一種PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于具有將與交流電源相連、對(duì)于所述交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值與電壓設(shè)定值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，輸出與所述交流電源同步的交流基準(zhǔn)信號(hào)的交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段，將使所述交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段輸出的所述交流基準(zhǔn)信號(hào)振幅隨所述電流基準(zhǔn)信號(hào)變化的電流指令信號(hào)輸出的電流指令手段，將控制信號(hào)輸出給所述PWM控制變換器使所述交流輸入電流跟蹤所述電流指令信號(hào)、至少含有積分要素的電流控制手段；當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，所述電流控制手段動(dòng)作使積分要素急劇減少。
9.如權(quán)利要求8所述的PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，電流控制手段動(dòng)作使積分要素清零。
10.如權(quán)利要求8所述的PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于，限制值是根據(jù)電壓控制手段輸出的電流基準(zhǔn)信號(hào)設(shè)定的。
11.如權(quán)利要求8所述的PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于，限制值是根據(jù)電流指令手段輸出的電流指令信號(hào)設(shè)定的。
12.如權(quán)利要求8所述的PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于，電流控制手段具有設(shè)定交流輸入電流限制值的電流限制電平設(shè)定器、及所述電流限制電平設(shè)定器設(shè)定的限制值與交流輸入電流為輸入量并當(dāng)所述交流輸入電流超過(guò)上述限制值時(shí)輸出信號(hào)的電流控制器積分清零電路。
13.如權(quán)利要求8所述的PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值、而且積分要素的正負(fù)極性與相對(duì)應(yīng)的相的交流基準(zhǔn)信號(hào)正負(fù)極性為相反極性時(shí)，積聚至一定數(shù)值以上時(shí)，電流控制手段動(dòng)作使所述積分要素急劇減少。
14.一種PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于具有將與交流電源相連、將對(duì)于所述交流電源提供的交流輸入電流進(jìn)行控制的PWM控制變換器輸出的直流電壓檢測(cè)值與電壓設(shè)定值進(jìn)行比較、輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段，輸出與所述交流電壓同步的交流基準(zhǔn)信號(hào)的交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段，將使所述交流基準(zhǔn)信號(hào)輸出手段輸出的所述交流基準(zhǔn)信號(hào)振幅隨所述電流基準(zhǔn)信號(hào)變化的電流指令信號(hào)輸出的電流指令手段，將控制信號(hào)輸出給所述PWM控制變換器使所述交流輸入電流跟蹤所述電流指令信號(hào)的電流控制手段；當(dāng)所述交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，所述電壓控制手段動(dòng)作使電流基準(zhǔn)信號(hào)減少。
15.如權(quán)利要求14所述的PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于，電壓控制手段至少具有積分要素，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，電壓控制手段動(dòng)作使所述積分要素清零。
16.如權(quán)利要求14所述的PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值時(shí)，電壓控制手段根據(jù)至少比該時(shí)刻電流基準(zhǔn)信號(hào)要減少的電流基準(zhǔn)信號(hào)作為初始值的時(shí)間函數(shù)使電流基準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生變化。
17.如權(quán)利要求14所述的PWM控制變換器的控制裝置，其特征在于，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)設(shè)定的限制值、而且電流控制手段積分要素的正負(fù)極性與相對(duì)應(yīng)的相的交流基準(zhǔn)信號(hào)正負(fù)極性為相反極性時(shí)，積聚至一定數(shù)值以上時(shí)，電壓控制手段動(dòng)作使電流基準(zhǔn)信號(hào)減少。
全文摘要
本發(fā)明揭示一種脈寬調(diào)制控制變換器的控制裝置。在將交流電壓變換為直流電壓的PWM控制變換器的控制裝置中，當(dāng)交流輸入電流超過(guò)其限制值時(shí)動(dòng)作，使輸出控制信號(hào)給PWM控制變換器的電流控制手段或輸出電流基準(zhǔn)信號(hào)的電壓控制手段所具有的積分要素清零，這樣就能在瞬時(shí)停電等發(fā)生后、解除停電又恢復(fù)時(shí)不會(huì)引起過(guò)電流等，能良好地控制輸入電流。
文檔編號(hào)H02M7/219GK1165593SQ96191129
公開(kāi)日1997年11月19日 申請(qǐng)日期1996年9月24日 優(yōu)先權(quán)日1995年9月27日
發(fā)明者今中晶, 安藤太郎 申請(qǐng)人:三菱電機(jī)株式會(huì)社