專利名稱：電源變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電源變換器，它將直流電流變換為交流電或相反地，將交流電變換為直流電。本發(fā)明尤其涉及脈沖寬度調(diào)制(PWM)逆變器的控制。
現(xiàn)有技術(shù)逆變器調(diào)制方法中的一個實例已在“對近期來逆變器控制方法的評價”一文中進行了揭示，該文刊載在由Denkixha Kenkyuukai于1993年4月出版的“Denkisha no Kagaku”第44頁

圖1。
參見圖2，在一牽引電話機逆變器中，進行了恒定的控制從而使一區(qū)域中輸出電壓與基波頻率之間的比值維持恒定，所述區(qū)域中輸出電壓的基波頻率較低，該區(qū)域被稱作變頻變壓區(qū)域，而當(dāng)在一區(qū)域中維持最大電壓值時進行頻率控制，所述區(qū)域中輸出電壓基波頻率增大從而使其輸出電壓的幅值成為最大，該區(qū)域被稱為恒壓變頻區(qū)域。由于在變頻變壓區(qū)域中使用脈沖寬度調(diào)制對輸出電壓進行調(diào)節(jié)，因而使用了多脈沖模式，其輸出電壓的半個周期內(nèi)包括了多個電壓脈沖。另一方面，在恒壓變頻區(qū)內(nèi)，為了使其電壓利用率最大以使裝置的尺寸減至最小，采用了單脈沖模式，其輸出電壓的半個周期內(nèi)包括一個單個的寬脈沖。
在現(xiàn)有技術(shù)的、使用可關(guān)斷晶閘管作為其開關(guān)元件的、下文中稱為GTO逆變器的逆變器中，根據(jù)脈沖計數(shù)開關(guān)方法使用了多脈沖方式。所述方法如圖3中所示，它使用增大輸出電壓基波頻率，通過開關(guān)包含在其一個周期中的脈沖的數(shù)量來進行遞減記數(shù)。這是由于對GTO晶閘管的開關(guān)頻率所定的幾百赫茲的上限而造成的。然而，這種方法存在這樣的問題，即，會出現(xiàn)伴隨著音調(diào)變化的磁場噪聲，從而由于在采用脈沖計數(shù)開關(guān)時開關(guān)頻率間的不連續(xù)而產(chǎn)生不諧合的噪聲。
此外，在使用GTO晶閘管時還存在另一個問題，即根據(jù)GTO晶閘管的最小關(guān)斷時間，在其輸出電壓的半周期內(nèi)含三個脈沖的三脈沖模式輸出電壓和其中含一個脈沖的單脈沖模式輸出電壓之間出現(xiàn)約為10%的電壓跳變，從而導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩中出現(xiàn)波動。當(dāng)從三脈沖模式開關(guān)至單脈沖模式時，由牽引電動機產(chǎn)生所述轉(zhuǎn)矩波動。
本發(fā)明的主要目的在于提供一種二電平逆變器裝置，它能以多脈沖模式及單脈沖模式組合的方式，控制輸出電壓的幅值，使之由零增加到最大值，基本上消除了開關(guān)頻率間的不連續(xù)性，從而減小了伴隨著音調(diào)變化的不諧合磁場噪聲，同時它通過使多脈沖模式和單脈沖模式間的間隙降至最小，從而可在輸出電壓的整個范圍上進行連續(xù)的控制。
通過以下構(gòu)思可實現(xiàn)本發(fā)明的上述主要目的，它包括一多脈沖發(fā)生裝置，它產(chǎn)生一選通信號以輸出雙極性調(diào)制電壓。該電壓由一在其輸出電壓基波之任一周期上均具有一致的脈沖發(fā)生周期的脈沖寬度調(diào)制器進行控制，和一用來輸出過調(diào)制電壓的選通信號，在所述過調(diào)制電壓中，鄰近于輸出電壓基波之波峰處的脈寬大于鄰近于過零點處的脈寬;一單脈沖發(fā)生裝置，它產(chǎn)生單脈沖，其極性與輸出電壓基波極性相同;一選擇裝置，它根據(jù)在輸出基波之一周期中所含的脈沖數(shù)量、輸出電壓的幅值、調(diào)制比或輸出電壓基波頻率，從多脈沖發(fā)生裝置和單脈沖發(fā)生裝置中選出任一輸出。
將多脈沖發(fā)生裝置設(shè)計為可與輸出電壓基波頻率無關(guān)地對輸出電壓波形上經(jīng)過脈寬調(diào)制的部分的脈沖發(fā)生周期進行設(shè)置，從而可使其開關(guān)頻率在雙極性調(diào)制時保持恒定。且使其開關(guān)頻率在過調(diào)制時逐漸趨近于為用于單脈沖而設(shè)置的預(yù)定的開關(guān)頻率，從而消除開關(guān)頻率間的不連續(xù)性。
而且，通過對應(yīng)該能夠進行多脈沖模式和單脈沖模式間的變換處的輸出電壓進行控制，同時在變換時間內(nèi)根據(jù)輸出電壓基波對相位進行控制，可在電流和電動機所產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩中不引起波動的條件下平穩(wěn)地進行兩種模式間的變換。
參照下列附圖將有利于理解這里所揭示的本發(fā)明。
圖1是示出了本發(fā)明之一實施例的簡圖;
圖2是示出了本發(fā)明之牽引電動機逆變器工作特性的簡圖;
圖3是現(xiàn)有技術(shù)的逆變器調(diào)制方法的一種實例;
圖4是示出了本發(fā)明之一種逆變器的工作特性的簡圖;
圖5是示出了本發(fā)明多脈沖發(fā)生裝置之結(jié)構(gòu)的一種實例的簡圖;
圖6是示出了雙極性模式中調(diào)制波形、載波波形和開關(guān)函數(shù)的簡圖;
圖7是示出了調(diào)制波形、載波波形和過調(diào)制模式中的開關(guān)函數(shù)的簡圖;
圖8示出了輸出電壓基波波形及與其關(guān)聯(lián)的單脈沖模式開關(guān)函數(shù);
圖9是示出差拍現(xiàn)象產(chǎn)生的簡圖;
圖10示出了鄰近于輸出電壓零交點處的平均脈沖數(shù)與電流脈沖間的相互關(guān)系;
圖11示出了根據(jù)相移在模式變化后立即出現(xiàn)的瞬態(tài)電流波動;
圖12示出了圖11(a)中的模式改變定時;
圖13示出了圖11(b)中的模式改變定時;
圖14示出了模式變換后立即出現(xiàn)的相移和瞬態(tài)電流波動間的關(guān)系;
圖15示出了允許的相移設(shè)置范圍;
圖16示出了本發(fā)明的PWM模式選擇裝置之構(gòu)思的一種實例;
圖17示出了根據(jù)本發(fā)明逆變器輸出電壓之基波頻率與開關(guān)頻率間的關(guān)系。
上列示圖中，1為積分器，2為多脈沖發(fā)生裝置，3為單脈沖發(fā)生裝置，4為PWM模式選擇裝置，5為二電平三相PWM逆變器，6為感應(yīng)電動機，7為濾波電抗器，8為濾波電容器，9為直流饋電線，21為函數(shù)Y＝Sin(x)，22為正弦波發(fā)生裝置，23為開關(guān)頻率，24為開關(guān)函數(shù)運算裝置，241為調(diào)制波ax，242為載波C，243為開關(guān)函數(shù)S1x，244為調(diào)制波ax，245為載波C，246為切換函數(shù)S1x，31為輸出電壓基波，32為開關(guān)函數(shù)S2x，41為移位電壓設(shè)置裝置，42為模式選擇命令發(fā)生裝置，43為移相設(shè)置裝置，44為移相控制裝置，45、46、47為模式選擇開關(guān)。
下面將參照圖1至17對本發(fā)明的較佳實施例進行描述。
圖4示出了根據(jù)本發(fā)明逆變器工作的PWM模式。逆變器以這樣的方式運行，它分別在低輸出電壓范圍內(nèi)，以雙極性模式工作;在高輸出電壓范圍內(nèi)，以過調(diào)制模式工作;在最大輸出電壓范圍內(nèi)，以單脈沖模式工作。
圖1是示出本發(fā)明之一種實施例的簡圖，其中標(biāo)號6是一感應(yīng)電動機，5是驅(qū)動感應(yīng)電動機的二電平三相PWM逆變器，9是來自架空直流饋線的逆變器電源，7和8分別表示設(shè)置于逆變器之直流輸入側(cè)的濾波電抗器和電容器。
圖1中，多脈沖發(fā)生裝置2、單脈沖發(fā)生裝置3和PWM模式選擇裝置4根據(jù)逆變器的輸出電壓指令E＊和每一相的輸出電壓基波相位θx分別產(chǎn)生逆變器控制信號，所述相位θX分別產(chǎn)生逆變器控制信號，所述相位θx通過在積分器1中對其頻率指令i＊進行積分而得到(其中下標(biāo)x代表u、v、w中之任一相)。在這些逆變器控制信號中，S1X，S2X和SX被稱為開關(guān)函數(shù)，當(dāng)逆變器之正向臂導(dǎo)通時它被規(guī)定取1，當(dāng)其負向臂導(dǎo)通時取0。
首先將描述這些逆變器控制信號是如何產(chǎn)生的。
圖5中示出了多脈沖發(fā)生裝置1之一實例，它僅示出了其中所包含的一相組分。這里，用同一發(fā)生裝置來產(chǎn)生雙極性模式和過調(diào)制模式中的開關(guān)函數(shù)。用輸出電壓指令-調(diào)制比變換裝置21由輸出電壓指令E＊得到調(diào)制比A，即調(diào)制波的幅度。假定載波幅值為1，則在雙極性模式中調(diào)制比為0≤A≤1，而在過調(diào)制模式中調(diào)制比A＞1。為了使輸出基波的幅值與電壓指令相一致，E＊和A被調(diào)節(jié)為與雙極性模式中的等式1及過調(diào)制模式中的等式2相對應(yīng)。
E＊＝ (π)/4 A 等式1E*=12〔Sin-11A+1+1A2〕 等式2]]>在步驟22中得到函數(shù)Y＝Sin(x)、輸出電壓基波相θX(等于調(diào)制相)的SinθX時，將SinθX再乘以調(diào)制比A從而產(chǎn)生調(diào)制波ax。將所述調(diào)制波ax和一載波頻率Fc(它等于雙極性模式中的開關(guān)頻率)送入開關(guān)函數(shù)計算裝置24，從而得到了開關(guān)函數(shù)S1x。
開關(guān)函數(shù)計算裝置24產(chǎn)生一三角形脈沖的載波，該脈沖幅值為1，頻率為Fc，將它與調(diào)制波的值相比較，以產(chǎn)生一開關(guān)函數(shù)。作為一種替換，可通過計算調(diào)制波ax和其脈沖間隔從而不使用所述三角形脈沖來得到開關(guān)函數(shù)。
圖6和7示出了根據(jù)與三角脈沖所作的比較而得到的雙極性模式和過調(diào)制模式之開關(guān)函數(shù)波形的實例。
在根據(jù)本發(fā)明的逆變器裝置中，將一些可在幾千赫茲的開關(guān)頻率下工作的器件例如IGBT，大容量晶體管或類似器件用作開關(guān)元件(下文中統(tǒng)稱為IGBT逆變器)，且在多脈沖模式工作時將調(diào)制波和載波設(shè)計為異步的。因此，其開關(guān)頻率被調(diào)節(jié)成在雙極性轉(zhuǎn)換中為恒定的，且在下文將進行描述的單脈沖模式中為逐漸趨近于一預(yù)定的開關(guān)頻率。
由于在多脈沖模式中調(diào)制波和載波是異步的，載波必須具有比調(diào)制頻率高得多的頻率，根據(jù)實踐它宜具有約高出10倍的頻率。
圖8中示出了由圖1的單脈沖發(fā)生裝置產(chǎn)生的開關(guān)函數(shù)之波形的一種實例。當(dāng)輸出電壓的基波信號為正時，無論其幅值大小如何開關(guān)函數(shù)S2X的值取1，且當(dāng)該信號為負時，S2X的值取零。
接著，將在下文中描述這樣一種結(jié)構(gòu)，它結(jié)合了多脈沖模式和單脈沖模式，從而可平衡地控制高輸出電壓區(qū)域。
現(xiàn)有技術(shù)的過調(diào)制方法具有一文獻，題為“電壓型三相PWM逆變器的過調(diào)制控制方法”，該文獻載于日本電子工程師協(xié)會工業(yè)應(yīng)用部全國會議錄Heisei3第106號中。根據(jù)這一現(xiàn)有技術(shù)，描述了一種六步驟逆變器的運行，在過調(diào)制波模式中進一步擴展，增加調(diào)制比，以覆蓋單脈沖模式的工作。然而，當(dāng)以過調(diào)制模式的擴展進行單脈沖模式的工作時，即過多地增大調(diào)制率來進行過調(diào)制時，會出現(xiàn)下列問題。
第一個問題是過調(diào)制模式變換至單脈沖模式的變換點依據(jù)其開關(guān)頻率而定。因而，變換點不得自行設(shè)置。
第二個問題是，在過調(diào)制模式中，調(diào)制波和載波異步時，由于器件的導(dǎo)通和截止時間的影響，使位于過零點附近調(diào)制波的脈沖可能或者不產(chǎn)生過調(diào)制模式和單脈沖模式間的邊界附近。因而，在正輸出電壓與負輸出電壓間出現(xiàn)不平衡，從而導(dǎo)致產(chǎn)生了差拍現(xiàn)象，使得逆變器負載電流上疊加了低頻脈動。
第三個問題參見圖7，可將一輸出電壓波形(它等效于下文中將描述的函數(shù)的波形)分為兩部分一部分具有相同的脈沖間隔(等距離脈沖)，即，在調(diào)制波的零交點附近具有相同的脈沖發(fā)生周期;另一部分具有一個單個寬脈沖寬度組分，其中心對應(yīng)于調(diào)制波的波峰點，從而預(yù)期由過調(diào)制至單脈沖模式的開關(guān)可發(fā)生在過調(diào)制模式中具有等距離脈沖的任一部分中。在這種情況下，逆變器中的負載電流產(chǎn)生脈動，這會造成由于過電流而引起開關(guān)元件的擊穿或造成由逆變電動機產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩中相當(dāng)大的波動。
為了解決上述問題，必須確定一個特定移位電壓(下文中稱為移位電壓)和輸出電壓基波中的特定相位(下文中稱為相移)。在該移位電壓上，允許過調(diào)制變換為單脈沖模式。在所述相移上進行變換。
首先，下文將討論確定移位電壓的方法。
要求將進行過調(diào)制模式和單脈沖模式間變換的移位電壓設(shè)置為一大約接近于單脈沖模式工作之輸出電壓的值，即接近于100%。這是因為模式變換期間，當(dāng)輸出電壓與其可獲得的最大值間相差最小時，可使電動機產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩中的波動減至最小。
然而，在異步PWM中，對應(yīng)于每一周期，輸出電壓基波之一周期中所含的個別電壓脈沖均具有不同的脈沖寬度，且當(dāng)過調(diào)制模式中的輸出電壓趨近于100%時，輸出電壓基波過零點附近的脈沖數(shù)減少，這時，其不利的作用變得顯著，導(dǎo)致正極性輸出電壓和負極性輸出電壓間不平衡，最終導(dǎo)致逆變器負載電流的差拍現(xiàn)象。其中的一個實例示于圖9。
參見圖10，其中示出了輸出電壓基波過零點附近的平均脈沖數(shù)和由于差拍現(xiàn)象造成的電流脈動間的關(guān)系。如圖7所示，一部分其絕對值小于1.0的調(diào)制波對應(yīng)于等距離脈沖區(qū)域，因此，可由等式3得到平均脈沖數(shù)。而且，由等式4確定電流脈動率。圖10示出，除非在輸出電壓基波過零點附近至少獲得一個脈沖，由于差拍現(xiàn)象造成的逆變器負載電流中的低頻脈動極大。
平均脈沖數(shù)＝Sin-11Aπ2×FcFi×14=Fc2πFi× Sin-11A等式3]]>(電流脈動率)＝〔(電流峰-峰值)-(電流基波的峰-峰值)〕/[(電流基波的峰-峰值)〕×100(%)等式4因而，宜將適宜的移位電壓設(shè)置為某一定值，在該值上可確保在輸出電壓基波過零點附近至少有一個電壓脈沖。由于在多脈沖波型中該值取決于輸出基頻Fi＊和載波頻率Fc，可提供一裝置從而通過計算這些值得到該值，或可由輸出電壓基波頻率Fi＊的上限計算和事先預(yù)置該值。
接著，下文中將描述如何對移相進行控制。
根據(jù)在過調(diào)制模式和單脈模式間變換時輸出電壓基波的相位，逆變器負載電流中和波形變換后立即產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩中瞬態(tài)波動所出現(xiàn)的方式不同。圖11中示出了這種電流波動的一個實例。圖11(a)示出了這樣一種情況，三相均在如圖12所示輸出電壓基波U相的0°時發(fā)生變換，且在模式變換后立即出現(xiàn)了瞬態(tài)電流波動。相反地，圖11(b)示出另一種情況，其中，三相均在如圖13所示輸出電壓基波的U相的90°時成批地發(fā)生變換，在該處幾乎觀察不到瞬態(tài)電流波動。
參見圖14，其中示出了當(dāng)將所有三相成批地從過調(diào)制模式變換為單脈沖模式時輸出電壓基波之相移(參見U相)和瞬態(tài)電流波動間的關(guān)系，其中電流波動率由等式5確定。
(電流波動率)＝〔(模式變換時的瞬態(tài)峰值電流)-(單脈沖模式中的峰值固定電流)〕/〔(單脈沖模式中的峰值固定電流)〕×100(%)。等式5圖14中，在輸出電壓基波的每60°相位中出現(xiàn)一大電流波動率。這出現(xiàn)在下述情況下，即當(dāng)三相中的一相處于過調(diào)制模式中等距離脈沖區(qū)域中時發(fā)生過調(diào)制和單脈沖模式間的模式變換，因此，存在這兩種模式的混合，它加劇了三相間輸出電壓的瞬態(tài)不平衡，從而導(dǎo)致大瞬態(tài)電流波動。因此，根據(jù)本發(fā)明，通過將所有相移設(shè)置在如圖15所示的所有相位均處于寬脈沖區(qū)域及過調(diào)制模式的部分內(nèi)，從而可成功地抑制電流和轉(zhuǎn)矩中的瞬態(tài)波動。
為了將三相成批地由過調(diào)制模式變換至單脈沖模式，必須確保這樣的區(qū)域，即過調(diào)制模式中來自所有三相的所有輸出電壓與寬脈沖區(qū)域相一致。因此，必須在三相中之任兩相(若以相調(diào)制波作參考，即在30°、90°、150°、210°、270°、330°處)調(diào)制波之交點處的調(diào)制波絕對值大于1.0。例如，對于30°而言，當(dāng)au＝A Sin30°＞1，因而A＞2，且可由等式2得到過調(diào)制模式中調(diào)制率A和輸出電壓E＊之間的關(guān)系，它必須保持E＊＞95.6%。因此，為了在過調(diào)制和單脈沖模式間進行三相成批的模式變換，必須將變換電壓設(shè)置為大于95.6%的值，且在過調(diào)制模式輸出電壓基波的過零點附近至少要有一個電壓脈沖。
圖16中示出了用來實現(xiàn)本發(fā)明之上述移位電壓和移相控制的PWM模式選擇裝置4之結(jié)構(gòu)的一種實例。圖中，模式選擇指令發(fā)生裝置42將移位電壓裝置41中所設(shè)置的移位電壓Ec與電壓指令E＊相比較，并輸出一模式選擇指令Mc，根據(jù)Mc來選擇多脈沖模式和單脈沖模式。
上文中已說明了模式選擇指令Mc是根據(jù)輸出電壓指令E＊得到的，然而，由于輸出電壓指令E＊與調(diào)制率一一對應(yīng)，可進行設(shè)計，預(yù)置與移位電壓相對應(yīng)的特定調(diào)制率Ac，然后將它與調(diào)制率A作比較以產(chǎn)生模式選擇指令Mc。
而且，同樣地，在變頻變壓區(qū)域內(nèi)，由于輸出電壓指令和輸出電壓基波頻率間相互一一對應(yīng)，可進行設(shè)計預(yù)先設(shè)置好對應(yīng)于移位電壓的特定輸出電壓基頻Fic，將它與頻率指令Fi＊作比較從而產(chǎn)生模式指令Mc。
變換電壓控制裝置44讀出Mc，當(dāng)需要變換模式時，比較輸出電壓基波的相位θX和相移設(shè)置裝置43中所設(shè)置的相移θc。然后，如θX＝θc，它改變其模式選擇信號M。根據(jù)模式選擇信號M，模式選擇開關(guān)45、46、47選擇多脈沖發(fā)生裝置之輸出S1X和單脈沖發(fā)生裝置之輸出S2X中的任一者，然后確定其開關(guān)函數(shù)SX。
同樣可對移相進行控制，在各相上取調(diào)制波的絕對值，若其全部超過1.0，因為這表明所有三相均在過調(diào)制模式的一個寬脈沖區(qū)域中，這時可進行多脈沖發(fā)生裝置和單脈沖發(fā)生裝置之輸出間的變換。
因此，根據(jù)本發(fā)明，提供了這樣一種二電平逆變器裝置，其優(yōu)點在于，與現(xiàn)有技術(shù)的GTO逆變器相比，當(dāng)進行多脈沖和單脈沖模式間的變換時，輸出電壓間的差與常規(guī)GTO逆變器約為10%相比，已降低至1-2%，從而，可在輸出電壓由零至最大值的范圍上進行連續(xù)的控制，并且可以確保多脈沖模式與單脈沖模式運行間的平穩(wěn)變換，不會引起任何電流與產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩之波動。
參見圖17，其中示出了輸出電壓基頻與開關(guān)頻率間的關(guān)系，這里不存在如圖3所示的現(xiàn)有技術(shù)逆變器調(diào)制方法中會出現(xiàn)的相當(dāng)大的不連續(xù)性，因而消除了由于磁場噪聲而出現(xiàn)的間斷性。
本發(fā)明聯(lián)合使用多脈沖模式和單脈沖模式，從而在對輸出電壓由零至最大值的這一逆變器裝置的控制中，能夠消除磁感應(yīng)噪聲中的不連續(xù)變化，且在輸出電壓的整個范圍內(nèi)，實現(xiàn)充分地連續(xù)控制。
權(quán)利要求
1.一種電源變換系統(tǒng)，帶有將直流電流變換為具有兩狀態(tài)電壓電平的交流電流的電源變換器和一電動機，該電動機為所述電源所驅(qū)動，其特征在于，所述電源變換系統(tǒng)包括用來產(chǎn)生一選通控制信號的裝置，在低輸出電壓區(qū)域內(nèi)用它來產(chǎn)生經(jīng)過脈沖寬度調(diào)制控制的脈沖，該脈沖在其輸出電壓基波的任一周期內(nèi)均具有統(tǒng)一的脈沖發(fā)生周期；一多脈沖發(fā)生裝置，用它來產(chǎn)生一選通控制信號，在高輸出電壓區(qū)域內(nèi)用它來產(chǎn)生一脈沖，該脈沖在輸出電壓基波之峰值區(qū)域的附近具有比在其過零點附近更寬的脈沖寬度；一單脈沖發(fā)生裝置，用它來產(chǎn)生一選通控制信號，在最大輸出電壓范圍內(nèi)，用它來產(chǎn)生一單脈沖，所述單脈沖在輸出電壓基波的半周期上具有與輸出電壓基波相同的極性；一裝置，它根據(jù)預(yù)定的條件對來自所述多脈沖發(fā)生裝置和所述單脈沖裝置的輸出進行變換。
2.如權(quán)利要求1所述的電源變換系統(tǒng)，其特征在于，所述多脈沖發(fā)生裝置包括與所述輸出電壓基頻無關(guān)地設(shè)置其輸出電壓波形的一個脈沖寬度調(diào)制部分的脈沖發(fā)生周期。
3.如權(quán)利要求1所述的電源變換系統(tǒng)，其特征在于，在所述多脈沖發(fā)生裝置和所述單脈沖發(fā)生裝置間進行變換的切換裝置包括根據(jù)輸出電壓基波之一周期內(nèi)所累計的脈沖計數(shù)值、輸出電壓的幅值、或調(diào)制率、或當(dāng)其輸出電壓基頻成為一預(yù)置值時，對多脈沖發(fā)生裝置和單脈沖發(fā)生裝置進行切換。
4.如權(quán)利要求1所述的電源變換系統(tǒng)，其特征在于，在所述多脈沖發(fā)生裝置和所述單脈沖發(fā)生裝置之間進行變換的裝置包括當(dāng)輸出電壓變?yōu)槠渥畲筝敵鲭妷旱?5.6%或更大的一預(yù)定值時對其輸出進行變換。
5.如權(quán)利要求1所述的電源變換系統(tǒng)，其特征在于，在所述多脈沖發(fā)生裝置和所述單脈沖發(fā)生裝置間進行變換的裝置包括在這樣的時間內(nèi)對來自所述多脈沖發(fā)生裝置和所述單脈沖發(fā)生裝置的輸出進行變換，所述時間包括在一預(yù)定的脈沖寬度區(qū)域內(nèi)，該區(qū)域與構(gòu)成所述逆變器每一相之每一過調(diào)制波形的每一基波的峰值區(qū)域相對應(yīng)。
全文摘要
一種二電平逆變器，其開關(guān)元件的開關(guān)頻率大于GTO逆變器的開關(guān)頻率。所述二電平逆變器的脈沖模式包括了一異步雙極性調(diào)制模式，過調(diào)制模式的多脈沖模式，單脈沖模式，對多脈沖模式和單脈沖模式進行變換從而對其輸出電壓進行連續(xù)控制，并同時降低了磁場噪聲中的音調(diào)變化。
文檔編號H02M7/5387GK1108443SQ94119598
公開日1995年9月13日 申請日期1994年12月17日 優(yōu)先權(quán)日1993年12月17日
發(fā)明者安田高司, 仲田清, 鈴木優(yōu)人, 照沼睦弘 申請人:株式會社日立制作所