專利名稱：電力變換裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在交流電源與直流負(fù)載之間變換電力的電力變換裝置。


圖19是特開昭61-66569號(hào)公報(bào)中所示的歷來的電力變換裝置的結(jié)構(gòu)圖。圖中，1是提供來自交流電源的交流電力的交流電源線;2、3是變壓器;4是限制電流變化率的交流扼流圈;5是PWM變換器，它將交流電源所供給的交流電力變換成直流電力，提供給直流負(fù)載9，同時(shí)將直流負(fù)載9再生的直流電力變換成交流電力，回饋給交流電源;6是整流器，它與連接直流輸出側(cè)一個(gè)端子的直流扼流圈7串聯(lián)后與PWM交換器5并聯(lián)，將交流電源所供給的交流電力變換成直流電力，提供給直流負(fù)載9;7是直流扼流圈;8是接在PWM交換器5的直流輸出端之間的濾波電容器;9是變流器之類的直流負(fù)載。
以下對(duì)其工作原理進(jìn)行說明。
電力變換裝置進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)和再生運(yùn)轉(zhuǎn)，前者將通過交流電源線1由交流電源供給的交流電力變換成直流電力，提供給直流負(fù)載9;后者則將直流負(fù)載9再生的直流電力變換成交流電力，回饋給交流電源。首先對(duì)動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)情況進(jìn)行說明。
在動(dòng)力運(yùn)動(dòng)時(shí)，受控制部(未圖示)控制的PWM變換器5將交流電源供給的交流電力變換成直流電力，提供給直流負(fù)載9。其時(shí)，供給的直流電力量對(duì)應(yīng)于直流負(fù)載9的容量。亦即，當(dāng)直流負(fù)載9的容量增加時(shí)，為了避免供電不足，而增加供給的直流電力量。當(dāng)直流負(fù)載9的容量減少時(shí)，則減少供給的直流電力量，以避免直流電力過剩的狀態(tài)。
在動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)，必須保證直流負(fù)載9穩(wěn)定工作。為此，PWM變換器5在保持直流負(fù)載9上所施加的直流電壓Vdc(與濾波電容器8上所施加的直流電壓相等)不變的情況下提供直流電力。亦即，PWM變換器5是在保持直流負(fù)載9上所加直流電壓值Vdc與作為直流負(fù)載9的額定電壓的規(guī)定電壓值Vdc＊相一致的情況下工作的。
若直流負(fù)載9的容量發(fā)生變動(dòng)，則濾波電容器8上所加的直流電壓值Vdc也將變動(dòng)。例如，直流負(fù)載9的容量增加時(shí)，則直流負(fù)載9因必須彌補(bǔ)供電量的不足，而從濾波電容器8獲得不足的部分，從而濾波電容器8上所施加的直流電壓Vdc將降低。在這種情況下，控制部根據(jù)直流電壓值Vdc與規(guī)定電壓值Vdc＊的差值控制PWM變換器5，使直流電壓Vdc的值與規(guī)定電壓值Vdc＊一致。
但是，PWM變換器5所能提供直流電力的容量是有限度的。當(dāng)直流負(fù)載9的容量增大到必需值以上時(shí)，將得不到超過限度部分的直流電力的供給。PWM變換器5一旦過負(fù)載，則濾波電容器8上所施加的直流電壓值Vdc便開始下降。
整流器6為消除PWM變換器5的過負(fù)載而設(shè)，只有當(dāng)PWM變換器5進(jìn)入過負(fù)載時(shí)才工作。
整流器6的直流輸出電壓的值Vdc設(shè)定成低于規(guī)定電壓值Vdc＊。因而，在PWM變換器5未發(fā)生過負(fù)載的正常情況下，整流器6的二極管元件處于反偏置狀態(tài)，整流器6并不作動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。但是，若濾波電容器8上所施加的直流電壓的數(shù)值Vdc降低，一旦低于整流器6直流輸出電壓的數(shù)值Vdc，則反偏置狀態(tài)被解除，進(jìn)入正偏置狀態(tài)。從而整流器6進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。
依靠整流器6的作用，過負(fù)載得以避免，濾波電容器8上所施加的直流電壓的數(shù)值Vdc上升，與規(guī)定電壓值Vdc＊達(dá)到一致。
在再生運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)，直流負(fù)載9再生出直流電力，因此，濾波電容器8上所施加的直流電壓的值Vdc上升?？刂撇颗c動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)一樣控制PWM變換器5，使直流電壓的值Vdc與規(guī)定電壓值Vdc＊一致，在其控制下，PWM變換器5將直流負(fù)載9再生的直流電力變換成交流電力，回饋給交流電源。
作為在交流電源與直流負(fù)載之間變換電力的電力變換裝置，有圖20和21所示的特開昭59-70185號(hào)公報(bào)中所公開的裝置。圖中，10是高速熔斷絲，11是開關(guān)器，12是初始充電時(shí)用的限流電阻。
以往的電力變換裝置結(jié)構(gòu)如上，因而，若PWM變換器5上發(fā)生過負(fù)載。則整流器6開始動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)，從而能向直流負(fù)載9提供超過PWM變換器5的容量的電力。所以，即使PWM變換器5上發(fā)生過負(fù)載，也能將其消除。但是，存在的問題是，萬一過負(fù)載發(fā)生時(shí)直流電壓的值Vdc急劇地下降，則對(duì)直流負(fù)載9的工作將產(chǎn)生妨礙。
另外，在發(fā)生過負(fù)載時(shí)，PWM變換器5中已有最大額定量的電流流過，因而不能為調(diào)整無功功率而增大電流。所以還存在過負(fù)載發(fā)生時(shí)實(shí)質(zhì)上將不能調(diào)整無功功率的問題。
整流器6僅限于在PWM變換器5發(fā)生過負(fù)載時(shí)進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)，在未發(fā)生過負(fù)載的正常情況下，不作動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。因此，在通常狀態(tài)下，PWM變換器5不得不提供所有的電力。從而，導(dǎo)致出現(xiàn)PWM變換器5的容量將增大的問題。
此外，若過負(fù)載持續(xù)時(shí)間較長，整流器6中會(huì)流過高次諧波電流。這將產(chǎn)生該高次諧波電流流回交流電源，而給電力系統(tǒng)造成種種障礙的問題。
本發(fā)明系為解決上述問題而進(jìn)行研究的成果。目的在于得到一種電力變換裝置，這種裝置在即使發(fā)生過負(fù)載情況下，也能防止直流電壓值Vdc急速降低，同時(shí)能進(jìn)行無功功率的調(diào)整，另外可減少PWM變換器的容量。
本發(fā)明的目的還在于得到能更穩(wěn)定地進(jìn)行電力變換，能防止整流器所產(chǎn)生的高次諧波電流流回交流電源的電力變換裝置。
本發(fā)明的電力變換裝置具有根據(jù)濾波電容器上所施加的直流電壓值與規(guī)定電壓值的差值來控制PWM變換器的控制部，整流器的直流輸出電壓值被設(shè)定成等于規(guī)定電壓值。
該電力變換裝置將整流器的直流輸出電壓值設(shè)定為規(guī)定電壓值，藉此，在PWM變換器未發(fā)生過負(fù)載的正常情況下，依靠整流器進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。
本發(fā)明的另一種形式的電力變換裝置是根據(jù)濾波電容器上所加的直流電壓的數(shù)值與規(guī)定電壓值的偏差得出使直流電壓值與規(guī)定電壓值得以一致的指令值，同時(shí)，根據(jù)該指令值與流過整流器的電流值的偏差控制PWM變換器。
該電力變換裝置從濾波電容器上的直流電壓值與規(guī)定電壓值的偏差求出使它們一致的指令值，并根據(jù)該指令值與整流器中電流值的偏差控制PWM變換器，在直流電壓值因負(fù)載變化等原因而大幅度變動(dòng)的情況下，限制PWM變換器所進(jìn)行的電力變換的容量。
本發(fā)明的另一種電力變換裝置根據(jù)整流器中的電流值對(duì)指令值與整流器中電流值的偏差設(shè)定上、下限值。
該電力變換裝置根據(jù)整流器中的電流值對(duì)指令值與整流器中電流值的偏差設(shè)定其上、下限值，從而在直流電壓值因負(fù)載變化等原因而發(fā)生變動(dòng)的時(shí)候，限制PWM變換器所進(jìn)行的電力變換的容量。
本發(fā)明的另一種電力變換裝置是使規(guī)定電壓值與整流器初級(jí)側(cè)交流電壓的變動(dòng)成比例地變化。
該電力變換裝置使規(guī)定電壓值與整流器初級(jí)側(cè)交流電壓的變動(dòng)成比例地發(fā)生變化，因而，即使PWM變換器5初級(jí)側(cè)的交流電壓發(fā)生變化，也能進(jìn)行穩(wěn)定的電力變換。
本發(fā)明的另一種電力變換裝置是使規(guī)定電壓值與整流器中電流值成反比例變化。
該電力變換裝置使規(guī)定電壓值與整流器中電流值成反比例變化，因而，即使整流器中的電流值改變，也可進(jìn)行穩(wěn)定的電力變換。
本發(fā)明的另一種電力變換裝置是在PWM變換器及整流器的初級(jí)側(cè)設(shè)置變壓器。
該電力變換裝置通過在PWM變換器及整流器的初級(jí)側(cè)設(shè)置變壓器，使整流器產(chǎn)生的高次諧波電流不會(huì)流回交流電源。
本發(fā)明的另一種電力變換裝置在PWM變換器的初級(jí)側(cè)至少設(shè)置交流扼流圈和變壓器兩者之一。
該電力變換裝置在PWM變換器5的初級(jí)側(cè)至少設(shè)置了交流扼流圈或變壓器的任一個(gè)，從而限制在控制PWM變換器時(shí)的電流變化率，并且減少高次諧波電流。
本發(fā)明的又一種電力變換裝置是將PWM變換器與減少循環(huán)電流中所含高次諧波電流的有源濾波器相關(guān)聯(lián)。
該電力變換裝置藉此減少循環(huán)電流中含有的高次諧波電流。
本發(fā)明的另一種電力變換裝置是用二極管元件構(gòu)成整流器。
該電力變換裝置用二極管元件構(gòu)成整流器，但在PWM變換器未發(fā)生過負(fù)載的正常情況下，仍依靠整流器進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。
本發(fā)明的另一種電力變換裝置是用可控硅整流元件構(gòu)成整流器。
該電力變換裝置用可控硅整流元件構(gòu)成整流器，但在PWM變換器未發(fā)生過負(fù)載的正常情況下，仍依靠整流器進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。
本發(fā)明的另一種電力變換裝置是用柵控截止可控硅整流元件構(gòu)成整流器。
該電力變換裝置用柵控截止可控硅整流元件構(gòu)成整流器，因此，利用整流器也能控制無功功率。
本發(fā)明的另一種電力變換裝置是用超導(dǎo)線圈構(gòu)成直流扼流圈。
該電力變換裝置用超導(dǎo)線圈構(gòu)成直流扼流圈，但在PWM變換器未有過負(fù)載的正常時(shí)候，仍利用整流器進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。
本發(fā)明的另一種電力變換裝置是將PWM變換器及整流器構(gòu)造成多相。
該電力變換裝置藉此減少循環(huán)電流中所含的高次諧波電流。
本發(fā)明的另一種電力變換裝置構(gòu)造成，控制部將規(guī)定電壓值減去與整流器中電流成比例的數(shù)值，以使規(guī)定電壓值變化。
該電力變換裝置因而在整流器中電流數(shù)值變化時(shí)也能進(jìn)行穩(wěn)定的電力變換。
圖1是本發(fā)明第1實(shí)施例的電力變換裝置結(jié)構(gòu)圖。
圖2是顯示PWM變換器5工作原理矢量圖。
圖3是說明PWM控制器35的工作原理的波形圖。
圖4是本發(fā)明第2實(shí)施例的電力變換裝置結(jié)構(gòu)圖。
圖5是本發(fā)明第3實(shí)施例的電力變換裝置結(jié)構(gòu)圖。
圖6是基準(zhǔn)電壓設(shè)定器27的結(jié)構(gòu)圖。
圖7是本發(fā)明第4實(shí)施例的電力變換裝置中規(guī)定電壓值設(shè)定部分的結(jié)構(gòu)圖。
圖8是本發(fā)明第5實(shí)施例的電力變換裝置中規(guī)定電壓值設(shè)定部分的結(jié)構(gòu)圖。
圖9是顯示整流器直流輸出電壓Vdd與循環(huán)電流Idd之間關(guān)系的關(guān)系圖。
圖10是本發(fā)明第7實(shí)施例的電力變換裝置結(jié)構(gòu)圖。
圖11是本發(fā)明第8實(shí)施例的電力變換裝置中整流器的結(jié)構(gòu)圖。
圖12是本發(fā)明另一實(shí)施例的電力變換裝置中整流器的結(jié)構(gòu)圖。
圖13是本發(fā)明第9實(shí)施例的電力變換裝置中整流器的結(jié)構(gòu)圖。
圖14是本發(fā)明另一實(shí)施例的電力變換裝置中整流器的結(jié)構(gòu)圖。
圖15是用可控硅整流器59構(gòu)成電力變換裝置時(shí)的控制結(jié)構(gòu)示意圖。
圖16是用于說明圖15所示可控硅整流器作用原理的波形圖。
圖17是本發(fā)明第10實(shí)施例的電力變換裝置中整流器的結(jié)構(gòu)圖。
圖18是本發(fā)明其它實(shí)施例的電力變換裝置中整流器的結(jié)構(gòu)圖。
圖19是歷來的電力變換裝置的結(jié)構(gòu)圖。
圖20是歷來的電力變換裝置的結(jié)構(gòu)圖。
圖21是歷來的電力變換裝置的結(jié)構(gòu)圖。
圖1是本發(fā)明第1實(shí)施例的電力變換裝置結(jié)構(gòu)圖。圖中，21是連接于變壓器2及整流器6初級(jí)側(cè)的變壓器;22是控制部，在PWM變換器5或整流器6向直流負(fù)載9供給直流電力時(shí)，根據(jù)濾波電容器8上所加直流電壓的數(shù)值Vdc與規(guī)定電壓值Vdc＊的偏差來控制PWM變換器5，從而使直流電壓的數(shù)值Vdc與規(guī)定電壓值Vdc＊取得應(yīng)有的一致。
23是用于檢測(cè)變壓器2次級(jí)側(cè)的交流電壓VS1的電壓檢測(cè)器，24是為了取得與交流電壓VS1的同步而檢測(cè)交流電壓VS1相位的鎖相環(huán)電路(下文稱為PLL電路)，25是檢測(cè)輸入PWM變換器5的交流電流IC(Iu、Iv、Iw)的電流檢測(cè)電路，26是3相/2相變換器，將電流檢測(cè)電路25檢測(cè)出的交流電流IC(Iu、Iv、Iw)變換成與PLL電路24檢測(cè)出的相位θ同相的電流Iq以及與相位θ有90°相位差的電流Id。
27是設(shè)定規(guī)定電壓值Vdc＊的基準(zhǔn)電壓設(shè)定器，28是將基準(zhǔn)電壓設(shè)定器27所設(shè)定的規(guī)定電壓值Vdc＊減去濾波電容器8上所加直流電壓值Vdc的減法器，29是輸出電流指令值Iq＊，以使減法器28的相減結(jié)果達(dá)到零的電壓控制器，30是將電壓控制器29輸出的電流指令值Iq＊減去3相/2相變換器26變換出的電流Iq的減法器，31是輸出電壓指令值Vq＊(與變壓器次級(jí)側(cè)電壓同相的電壓)以使減法器30的相減結(jié)果變?yōu)榱愕碾娏骺刂破鳌?br> 32是設(shè)定與變壓器2的次級(jí)側(cè)電壓有90°相位差的電流指令值Id＊的基準(zhǔn)電流設(shè)定器，33是將基準(zhǔn)電流設(shè)定器32輸出的電流指令值Id＊減去電流Id的減法器，34是輸出使減法器33的相減結(jié)果達(dá)到零的電壓指令值Vd＊(與變壓器2的次級(jí)側(cè)電壓有90°相位差)的電流控制器，35是根據(jù)PLL電路24檢測(cè)出的相位θ和電流控制器31、34輸出的電壓指令值Vq＊、Vd＊來產(chǎn)生供給PWM變換器5的PWM脈沖信號(hào)的PWM控制器，36是放大PWM變換器35產(chǎn)生的PWM脈沖信號(hào)，使構(gòu)成PWM變換器5的自猝滅元件開啟、關(guān)閉的門放大器。另外，直流扼流圈7由超導(dǎo)線圈構(gòu)成。
下面對(duì)工作原理進(jìn)行說明。
在以往的電力變換裝置中，整流器6的直流輸出電壓值Vdd設(shè)定成低于規(guī)定電壓值Vdc＊。但是，在本發(fā)明中，整流器6的直流輸出電壓值Vdd設(shè)定為規(guī)定電壓值Vdc＊。
因而，在以往的裝置中，如上所述，PWM變換器5發(fā)生過負(fù)載，引起直流電壓值Vdc降低，但如未降低到低于整流器6的直流輸出電壓值Vdd，則整流器6是不會(huì)開始動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)的。但在本發(fā)明中，由于整流器6的直流輸出電壓值Vdd設(shè)定為規(guī)定電壓值Vdc＊，所以在PWM變換器5無過負(fù)載的正常狀態(tài)，整流器6也為正偏置。因而，在PWM變換器5無過負(fù)載的正常狀態(tài)，整流器6也進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。
換言之，本發(fā)明的整流器6除電力再生情況之外，總是處于正偏置狀態(tài)，因而通常總是作動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。
另一方面，在濾波電容器8上所加的直流電壓值Vdc未改變，而與規(guī)定電壓值Vdc＊相一致的正常狀態(tài)下，PWM變換器5不作動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)，而只有在Vdc變離規(guī)定電壓值Vdc＊的情況下才作動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)，但無功功率的控制則與負(fù)載的變動(dòng)無關(guān)。
下面說明控制部22及PWM變換器5的工作原理。PLL電路24檢測(cè)交流電壓VS1的相位θ。3相/2相變換器26將電流檢測(cè)電路25檢測(cè)出的交流電流IC(Iu、Iv、Iw)變換成與PLL電路24檢測(cè)出的相位θ同相的電流q和有90°相位差的電流Id。
變換等式如下所示。從圖2中看出，電流Iq是產(chǎn)生有功功率的電流成分，電流Id是產(chǎn)生無功功率的電流成分。
控制部22控制PWM變換器5，其目的在于當(dāng)濾波電容器8上施加的直流電壓的值Vdc變離規(guī)定電壓值Vdc＊時(shí)，與該變動(dòng)值相當(dāng)?shù)闹绷麟娏⒂蒔WM變換器5獲得。當(dāng)直流電壓值Vdc與規(guī)定電壓值Vdc＊一致時(shí)，因?yàn)槠顬榱悖蔖WM變換器5不作動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。
控制部22中的減法器28求出規(guī)定電壓值Vdc＊與直流電壓值Vdc的偏差。電壓控制器29進(jìn)而輸出使減法器28的減算結(jié)果變?yōu)榱愕碾娏髦噶钪礦q＊。減法器30將該電流指令值Iq＊減去3相/2相變換器26變換出的電流Iq。電流控制器31輸出使減法器30的減算結(jié)果變?yōu)榱愕碾妷褐噶钪礦q＊。
控制部22控制PWM變換器5，使其向直流負(fù)載9提供與基準(zhǔn)電流設(shè)定器27預(yù)先設(shè)定的電流設(shè)定值Id＊相一致的無功功率。亦即，減法器33將電流指令值Id＊減去經(jīng)3相/2相變換后的電流Id。電流控制器34輸出使減法器33的減算結(jié)果變?yōu)榱愕碾妷褐噶钪礦d＊。
PWM變換器35根據(jù)PLL電路24檢測(cè)出的相位θ以及電流控制器31、34所輸出的電壓指令值Vq＊、Vd＊，產(chǎn)生PWM脈沖信號(hào)給PWM變換器5。具體而言，通過將等式(1)對(duì)電壓指令值Vq＊、Vd＊作逆變器，以求出3相的相電壓指令值V＊(Vu＊、Vv＊、Vw＊)。進(jìn)而如圖3所示那樣，將相電壓指令值V＊和三角形載波進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM脈沖信號(hào)。
門放大器36放大PWM脈沖信號(hào)。構(gòu)成PWM變換器5的自猝滅元件由PWM脈沖信號(hào)控制其導(dǎo)通或關(guān)斷。
如上所述，根據(jù)該裝置的工作原理，整流器6始終進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。PWM變換器5只有在整流器6因負(fù)載變動(dòng)處于過負(fù)載而使濾波電容器8上所加的直流電壓的值Vdc發(fā)生變動(dòng)的情況下進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)?？傊?，PWM變換器5只不過為了消除電力變換裝置的過負(fù)載而過渡性地供應(yīng)電力。因而，即使在電力變換裝置處于過負(fù)載的時(shí)候，PWM變換器5也有余力供應(yīng)額外的電力。亦即，電力變換裝置即使處于過負(fù)載下，PWM變換器5仍能額外輸出電流，因而在過負(fù)載的情況下也能控制無功功率。
在歷來的電力變換裝置的場(chǎng)合，PWM變換器5進(jìn)入過負(fù)載后，濾波電容器8上所加的直流電壓的數(shù)值Vdc降低至低于整流器6的直流輸出電壓值Vdd時(shí)，整流器6才開始動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。而在本發(fā)明的場(chǎng)合下，一旦整流器6進(jìn)入過負(fù)載，濾波電容器8上所加的直流電壓的值Vdc發(fā)生變動(dòng)時(shí)，PWM變換器5立即開始動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。因而不會(huì)出現(xiàn)象歷來的裝置那樣，當(dāng)發(fā)生過負(fù)載時(shí)，直流電壓值Vdc會(huì)突然急劇下跌的現(xiàn)象。
另外，在本發(fā)明的場(chǎng)合下，容量能簡(jiǎn)易地增大的整流器6始終進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。PWM變換器5只要能應(yīng)付整流器6的過負(fù)載即可。因而可比以往的PWM變換器5減少容量。
因?yàn)樵诒景l(fā)明中，整流器6始終進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)，故而如圖1所示，PWM變換器5、整流器6及直流扼流圈7之間總有循環(huán)電流Idd流過。循環(huán)電流Idd中也可能會(huì)有高次諧波電流。但是，由于在PWM變換器5及整流器6的初級(jí)側(cè)接有變壓器21，因而即使循環(huán)電流Idd中含有高次諧波電流，也能阻止高次諧波電流流回交流電源1。
圖4是本發(fā)明第2實(shí)施例中所采用的電力變換裝置結(jié)構(gòu)圖。圖中，41是控制部，根據(jù)濾波電容器8上所加的直流電壓的數(shù)值Vdc與規(guī)定電壓值Vdc＊的偏差求出能使兩者一致的電流指令值Iq＊，并根據(jù)該電流指令值Iq＊與整流器6中流過的循環(huán)電流Idd的偏差控制PWM變換器5。42是檢測(cè)整流器6中循環(huán)電流Idd的電流檢測(cè)器，43是將交流的循環(huán)電流Vdd變換成直流電流的二極管整流器，44是將電壓控制器29輸出的電流指令值Iq＊減去循環(huán)電流Idd數(shù)值的減法器，45是上、下限幅器。
下面對(duì)其工作原理進(jìn)行說明。
在第1實(shí)施例中，當(dāng)直流電壓值Vdc因負(fù)載變化等原因變動(dòng)時(shí)，PWM變換器5立即開始動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)，以抑制這種變動(dòng)。在本實(shí)施例中，當(dāng)直流電壓值Vdc因負(fù)載變動(dòng)等原因而改變時(shí)，整流器6盡可能獨(dú)自地抑制負(fù)載變動(dòng)。因而，由PWM變換器5的動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)而產(chǎn)生的電力變換容量能控制在最小限度內(nèi)。
在第1實(shí)施例中，電壓控制器29直接向減法器30輸出電流指令值Iq＊。但是，在本例中，減法器44從電流指令值Iq＊減去由二極管整流器43變換成直流電流的循環(huán)電流Idd后，再將減算結(jié)果輸出給減法器30。而由于上、下限幅器45設(shè)定了上限值和下限值，所以當(dāng)減法器44的減算結(jié)果超出上限值或下限值時(shí)，其上限值或下限值被輸出至減法器30。
這樣，電流指令值Iq＊減去循環(huán)電流Idd，因而，PWM變換器5只提供整流器6所不能供給的那部分電力。
圖5是本發(fā)明第3實(shí)施例中所采用的電力變換裝置結(jié)構(gòu)圖。圖中，46是控制部，可根據(jù)整流器6中循環(huán)電流Idd的值，設(shè)定電流指令值Iq＊及循環(huán)電流Idd的偏差的上、下限值，47是上、下限值可從外部被設(shè)定的可變上、下限幅器，48是設(shè)定可變上、下限幅器47的上限值的上限值發(fā)生電路。上限值發(fā)生電路48將可變上、下限幅器47的上限值設(shè)定成當(dāng)循環(huán)電流Idd在規(guī)定值之下時(shí)可變上、下限幅器47的輸出接近零(但為正值)。49是下限值發(fā)生電路，當(dāng)直流電壓Vdc上升，從而開始再生運(yùn)轉(zhuǎn)，循環(huán)電流Idd降低并降至規(guī)定值之下時(shí)，將可變上、下限幅器47的限幅值向負(fù)側(cè)拉開。
下面對(duì)其工作原理進(jìn)行說明。
在第1實(shí)施例及第2實(shí)施例中，當(dāng)循環(huán)電流Idd幾乎沒有時(shí)，向電流控制器31輸出與電流指令值Iq＊基本相等的值。因而，用于消除直流電壓Vdc變動(dòng)的電力基本由PWM變換器5供給。在本例中，當(dāng)循環(huán)電流Idd小于規(guī)定值，亦即幾乎沒有時(shí)，上限值發(fā)生電路48將可變上、下限幅器47的上限值設(shè)定成使可變上、下限幅器47的輸出趨于零(但為正值)。上限值發(fā)生電路48繼續(xù)對(duì)可變上、下限幅器47進(jìn)行控制，直至循環(huán)電流Idd達(dá)到規(guī)定值之上為止。因而PWM變換器5基本不供給電力而，由整流器6進(jìn)行電力供應(yīng)。
這樣，第3實(shí)施例比之于第2實(shí)施例，PWM變換器5的運(yùn)轉(zhuǎn)比率更小。從而能進(jìn)一步降低PWM變換器5的容量。
如圖6所示，第3實(shí)施例中，基準(zhǔn)電壓設(shè)定器27由固定式設(shè)定器50構(gòu)成。因而，即使整流器6初級(jí)側(cè)的交流電壓VS發(fā)生變動(dòng)，規(guī)定電壓值Vdc＊也總是一定的。但是，如圖7所示，也可使規(guī)定電壓值Vdc＊隨整流器6初級(jí)側(cè)的交流電壓VS的變動(dòng)而成比例地變化。
圖7中，51是檢測(cè)交流電壓VS的電壓檢測(cè)器，52是使規(guī)定電壓值Vdc＊隨整流器6初級(jí)側(cè)的交流電壓VS的變動(dòng)而成比例地變化的基準(zhǔn)電壓設(shè)定器，53是放大器，54是將交流電壓VS減去放大器53的輸出的減法器，55是將規(guī)定電壓值Vdc＊與減法器54的輸出相加的加法器。
下面對(duì)工作原理進(jìn)行說明。
交流電壓VS(VS值為線電壓有效值)與整流器6直流輸出電壓Vdd之間存在下述關(guān)系
Vdd＝1.35×VS (2)在不發(fā)生負(fù)載變動(dòng)等現(xiàn)象的正常狀態(tài)，直流輸出電壓Vdd、濾波電容器8上所加直流電壓Vdc及規(guī)定電壓值Vdc＊之間存在下述關(guān)系Vdc＊＝Vdc＝Vdd(3)因而，若交流電壓VS不變，則根據(jù)式(2)，整流器6的直流輸出電壓Vdd保持一定，因此，上述各實(shí)施例的裝置構(gòu)成穩(wěn)定的控制系統(tǒng)。但是，若交流電壓VS變動(dòng)，則根據(jù)式(2)，直流輸出電壓Vdd也將變動(dòng)，式(3)因此變得不能成立。這是因?yàn)楣潭ㄊ皆O(shè)定器50輸出的規(guī)定電壓值Vdc＊是一定的，因而該值與直流輸出電壓Vdd變得不一致。結(jié)果，規(guī)定電壓值Vdc＊在控制系統(tǒng)中成為不適當(dāng)?shù)闹?，控制系統(tǒng)將變得不穩(wěn)定。
為此，在本實(shí)施例中，采取了使規(guī)定電壓值Vdc＊隨交流電壓VS的變動(dòng)成比例地變化的控制方式。具體而言，首先，減法器54從交流電壓VS中減去(固定式設(shè)定器50的規(guī)定電壓值Vdc＊乘以規(guī)定增益而得的)放大器53的輸出，以檢測(cè)出交流電壓VS的變化量。放大器53的增益被初始調(diào)整為在交流電壓VS不變動(dòng)的正常狀態(tài)，使減法器54的輸出為零。加法器55將固定式設(shè)定器50輸出的規(guī)定電壓值Vdc＊加上減去器54的輸出。從而，加法器55的輸出最終成為給予減法器28的規(guī)定電壓值Vdc＊。
這樣便獲得了隨交流電壓VS的變動(dòng)而成比例變動(dòng)的規(guī)定電壓值Vdc＊，從而能使控制系統(tǒng)得到穩(wěn)定。
圖8是本發(fā)明第5實(shí)施例所采用的電力變換裝置中規(guī)定電壓值設(shè)定部分的結(jié)構(gòu)圖。其中，56是將循環(huán)電流Idd乘以常數(shù)K的乘法器，57是將基準(zhǔn)電壓設(shè)定器52的輸出減去乘法器56的輸出的減法器。
以下說明其工作原理。
當(dāng)濾波電容器8上所加直流電壓Vdc因負(fù)載變動(dòng)等原因而改變時(shí)，直流電壓Vdc與整流器6的直流輸出電壓Vdd之間產(chǎn)生偏差電壓。循環(huán)電流Idd因此而改變。循環(huán)電流Idd的變化率可表示如下di/dt＝(Vdd-Vdc)/L2 (4)整流器6的直流輸出電壓Vdd的平均值與循環(huán)電流Idd的關(guān)系用圖線表示，則如圖9。
圖9中示出直流輸出電壓Vdd隨循環(huán)電流Idd的增加成反比例地減少的狀態(tài)。這是由于受整流器6中整流疊加影響所致。
因而，若顧及直流輸出電壓Vdd與循環(huán)電流Idd的關(guān)系，而不使規(guī)定電壓Vdc＊發(fā)生變化的話，則實(shí)際上式(2)、(3)不成立，就得不到穩(wěn)定的控制系統(tǒng)。
為此，本實(shí)施例中，減法器57將基準(zhǔn)電壓設(shè)定器52的輸出減去(輸入循環(huán)電流Idd并乘以常數(shù)K的)乘法器56的輸出。然后，減法器57的輸出成為規(guī)定電壓值Vdc＊，給予減法器28。
這樣，便能得到比前述實(shí)施例更為穩(wěn)定的控制系統(tǒng)。
在上述各實(shí)施例中，雖然就把變壓器2及交流扼流圈4連接于PWM變換器5的初級(jí)側(cè)的做法進(jìn)行了說明，但照例也可以只連接變壓器2。這是由于交流扼流圈4雖然是限制電流變化率的元件，但是也可利用變壓器2的漏電感來限制電流的變化率。
圖10是本發(fā)明第7實(shí)施例所采用的電力變換裝置結(jié)構(gòu)圖。其中，58是有源濾波器，它與PWM變換器5并聯(lián)，以降低循環(huán)電流Idd中所含的高次諧波電流。
如上所述，當(dāng)過負(fù)載持續(xù)時(shí)間較長時(shí)，整流器6將產(chǎn)生高次諧波電流。但是，若如圖10所示那樣連接有源濾波器58，則可以產(chǎn)生與高次諧波電流反相的電流，從而可抵消高次諧波電流。
圖11所示為采用二極管元件6a替代上述各實(shí)施例中的整流器6后的結(jié)構(gòu)圖，采用這種結(jié)構(gòu)仍可進(jìn)行與上述各實(shí)施例相同的動(dòng)作。
另如圖12所示，可將整流器6多相化，這樣也可減少循環(huán)電流Idd所含的高次諧波電流。
圖13所示為采用由可控硅整流元件60構(gòu)成的可控硅整流器59替代上述各實(shí)施例中的整流器6，這樣也可得到與上述各實(shí)施例相同的效果。另外如圖14所示，可將可控硅整流器59多相化，這樣也能減少循環(huán)電流Idd中含有的高次諧波電流。
圖15所示為用可控硅整流器59構(gòu)成電力變換裝置時(shí)的控制機(jī)構(gòu)。圖中，61是將交流電壓VS的相位提前π/2的移相器，62是設(shè)定可控硅整流器59直流輸出電壓Vdd的基準(zhǔn)值Vdd＊的設(shè)定器，63是比較基準(zhǔn)值Vdd＊和移相器61的輸出，從而得到相位控制角α的比較器，64是依據(jù)比較器63輸出的相位控制角α而輸出寬度為120°的門觸發(fā)信號(hào)的門邏輯電路，65是放大門邏輯電路64的輸出，從而觸發(fā)可控硅整流器59的可控硅整流元件60的門放大器。
下面說明其工作原理。
移相器61使交流電壓VS的相位提前π/2。進(jìn)而，比較器63比較基準(zhǔn)值Vdd＊和移相器61的輸出，以求出相位控制角α。門邏輯電路64根據(jù)相位控制角α，輸出寬度為120°的門觸發(fā)信號(hào)，以控制可控硅整流器59中的可控硅整流元件60的選通定時(shí)。門放大器65放大門邏輯電路64的輸出，以觸發(fā)可控硅整流器59的可控硅整流元件60。
在此，交流電壓VS、可控硅整流器59的直流輸出電壓Vdd及相位控制角α之間存在下述關(guān)系Vdd＝1.35×VS×cosα (5)Vdd＝1.35×VS×Vdd＊/Vdd0 (6)其中，Vdd0是圖16(b)所示正弦波的峰值。
圖17表示，采用由柵控截止可控硅整流元件68構(gòu)成的柵控截止可控硅整流器66，也可代替上述各實(shí)施例的整流器6。利用這一結(jié)構(gòu)也可獲得與上述各實(shí)施例相同的效果。另外，柵控截止可控硅整流器66自身也可進(jìn)行無功功率的控制。
第9實(shí)施例中，由于可控硅整流元件60的整流，相位控制角α為正(α＞0)。亦即實(shí)現(xiàn)遲滯相位控制。在采用柵控截止可控硅整流元件68的場(chǎng)合，由于它能自行猝滅，因而相位控制角α可為負(fù)(α＜0)。亦即能實(shí)施超前相位控制。所以，柵控截止可控硅整流器66自身也能控制無功功率。
另外如圖18所示，可將柵控截止可控硅整流器66多相化，這樣也能減少循環(huán)電流Idd中含有的高次諧波電流。
如上所述，電力變換裝置將整流器的直流輸出電壓值設(shè)定成等于規(guī)定電壓值，因而，在PWM變換器未處于過負(fù)載下的正常狀態(tài)，整流器進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。濾波電容器上所加的直流電壓的數(shù)值一旦變動(dòng)，則PWM變換器立即開始動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)，因此，即使整流器進(jìn)入過負(fù)載，也能防止直流電壓急劇下降。另外，PWM變換器5只不過在直流電壓發(fā)生了變動(dòng)時(shí)，才過渡性地進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)，因此得以減少PWM變換器的容量。此外與以往不同的是，當(dāng)直流電壓發(fā)生變動(dòng)時(shí)，PWM變換器也能供給電流，因而即使發(fā)生過負(fù)載，也能控制無功功率。
該電力變換裝置若構(gòu)造成根據(jù)濾波電容器上所加的直流電壓的值與規(guī)定電壓值的偏差求出使兩者一致的指令值，同時(shí)根據(jù)該指令值與整流器中電流值的偏差來控制PWM變換器，則這時(shí)PWM變換器5只提供整流器所不能供給的那部分電力。因而可降低PWM變換器的容量。
該電力變換裝置若構(gòu)造成根據(jù)整流器中的電流值來設(shè)定指令值與整流器中電流值之間的偏差的上、下限值，則這時(shí)PWM變換器的運(yùn)轉(zhuǎn)率將進(jìn)一步減少。因此可更加減小PWM變換器的容量。
該電力變換裝置若構(gòu)造成使規(guī)定電壓值隨PWM變換器初級(jí)側(cè)的交流電壓的變動(dòng)成比例地變化，則這時(shí)即使交流電壓發(fā)生改變也能進(jìn)行穩(wěn)定的電力變換。
該電力變換裝置若構(gòu)造成使規(guī)定電壓值隨整流器中電流值成反比例地變化，則這時(shí)即使整流器中電流的值發(fā)生改變，也能進(jìn)行穩(wěn)定的電力變換。
該電力變換裝置若構(gòu)造成于PWM變換器及整流器的初級(jí)側(cè)設(shè)置變壓器，則這時(shí)能防止整流器產(chǎn)生的高次諧波電流流回交流電源。
該電力變換裝置若構(gòu)造成于PWM變換器的初級(jí)側(cè)至少設(shè)置交流扼流圈或變壓器中的任一個(gè)的話，則這時(shí)，能在控制PWM變換器的時(shí)候限制電流的變化率，同時(shí)能減少高次諧波電流。
該電力變換裝置若構(gòu)造成在PWM變換器上并聯(lián)上減少循環(huán)電流中所含高次諧波電流的有源濾波器，則這時(shí)能抵消循環(huán)電流中含有的高次諧波電流。從而能減少高次諧波電流。
該電力變換裝置即使構(gòu)造成帶有由二極管元件做成的整流器，在PWM變換器無過負(fù)載的正常狀態(tài)下，整流器也進(jìn)行動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。
該電力變換裝置即使構(gòu)造成帶有由可控硅整流元件構(gòu)成的整流器，在PWM變換器無過負(fù)載的正常狀態(tài)下，整流器也作動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。
該電力變換裝置若構(gòu)造成帶有由柵控截止可控硅整流元件構(gòu)成的整流器，則這時(shí)依靠整流器也能控?zé)o功功率。
該電力變換裝置即使構(gòu)造成帶有由超導(dǎo)線圈構(gòu)成的直流扼流圈，在PWM變換器無過負(fù)載的正常狀態(tài)下，整流器仍作動(dòng)力運(yùn)轉(zhuǎn)。
在PWM變換器及整流器多相化的情況下，能減少循環(huán)電流中所含的高次諧波電流。
該電力變換裝置若構(gòu)造成將規(guī)定電壓值減去與整流器中電流成比例的數(shù)值，從而使規(guī)定電壓值發(fā)生改變，則整流器中的電流值即使有變化，仍能進(jìn)行穩(wěn)定的電力變換。
權(quán)利要求
1.一種電力變換裝置，包括PWM變換器，它連接交流電源，將該交流電源提供的交流電力變換成直流電力，供給直流負(fù)載，同時(shí)將直流負(fù)載再生的直流電力變換成交流電力，回饋給交流電源；整流器，通過連接于直流輸出側(cè)的直流扼流圈與上述PWM變換器并聯(lián)，將上述交流電源提供的交流電力變換成直流電力，供給上述直流負(fù)載；連接在上述PWM變換器的直流輸出端之間的濾波電容器，其特征在于，還包括控制部，當(dāng)上述PWM變換器或整流器將交流電力變換成直流電力并供給上述直流負(fù)載時(shí)，根據(jù)上述濾波電容器上所加的直流電壓的數(shù)值與規(guī)定電壓值的偏差控制上述PWM變換器，以使該直流電壓值與規(guī)定電壓值一致，上述整流器的直流輸出電壓值設(shè)定成等于上述規(guī)定電壓值。
2.如權(quán)利要求1所述的電力變換裝置，其特征在于，上述控制部在控制上述PWM變換器時(shí)，根據(jù)上述濾波電容器上所加直流電壓的值與上述規(guī)定電壓值的偏差求出使該直流電壓值與規(guī)定電壓值一致的指令值，并根據(jù)該指令值與上述整流器中電流值的偏差控制上述PWM變換器。
3.如權(quán)利要求2所述的電力變換裝置，其特征在于，上述控制部根據(jù)上述整流器的電流值設(shè)定上述指令值與上述整流器中電流值的偏差的上、下限值。
4.如權(quán)利要求1至3中任一所述的電力變換裝置，其特征在于，上述控制部使上述規(guī)定電壓值隨上述整流器初級(jí)側(cè)的交流電壓的變動(dòng)成比例地變化。
5.如權(quán)利要求1至4中任一所述的電力變換裝置，其特征在于，上述控制部使上述規(guī)定電壓值隨上述整器中電流值成反比例地變化。
6.如權(quán)利要求1至5中任一所述的電力變換裝置，其特征在于，在上述PWM變換器及整流器的初級(jí)側(cè)設(shè)有變壓器，以防止上述PWM變換器、上述整流器及上述直流扼流圈中的循環(huán)電流流回上述交流電源。
7.如權(quán)利要求1至6中任一所述的電力變換裝置，其特征在于，在上述PWM變換器的初級(jí)側(cè)至少設(shè)有交流扼流圈和變壓器中的任一個(gè)裝置。
8.如權(quán)利要求1至7中任一所述的電力變換裝置，其特征在于，用于減少上述PWM變換器、上述整流器及上述直流扼流圈中循環(huán)電流所含有的高次諧波電流的有源濾波器與上述PWM變換器相并聯(lián)。
9.如權(quán)利要求1至8中任一所述的電力變換裝置，其特征在于，上述整流器由二極管元件構(gòu)成。
10.如權(quán)利要求1至8中任一所述的電力變換裝置，其特征在于，上述整流器由可控硅整流元件構(gòu)成。
11.如權(quán)利要求1至8中任一所述的電力變換裝置，其特征在于，上述整流器由柵控截止可控硅整流元件構(gòu)成。
12.如權(quán)利要求1所述的電力變換裝置，其特征在于，上述直流扼流圈由超導(dǎo)線圈構(gòu)成。
13.如權(quán)利要求1至11中任一所述的電力變換裝置，其特征在于，上述PWM變換器及整流器設(shè)計(jì)為多相化。
14.如權(quán)利要求1所述的電力變換裝置，其特征在于，上述控制部將上述規(guī)定電壓值減去與整流器中電流成比例的數(shù)值，從而使該規(guī)定電壓值發(fā)生變化。
全文摘要
一種電力變換裝置將交流電力變換成直流電力，提供給負(fù)載?；鶞?zhǔn)電壓設(shè)定器輸出規(guī)定電壓值
文檔編號(hào)H02M7/17GK1099199SQ94103159
公開日1995年2月22日 申請(qǐng)日期1994年3月15日 優(yōu)先權(quán)日1993年8月17日
發(fā)明者溝口昭次, 小川晴毅 申請(qǐng)人:三菱電機(jī)株式會(huì)社