專利名稱：不間斷電源裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種用于為應付市電電源間斷或停電的不間斷電源裝置(UPS)。
隨著小型計算機和辦公自動化(OA)設備的普及，利用小容量的UPS大大地增加了。
圖11是一種常規(guī)的UPS電路實例。
圖中可見、市電電源201的交流電通過一個功率因數改善電抗器202和二極管整流橋203轉換成直流電。該直流電經電容器204平滑形成直流電源。當市電電源中斷時，耒自電池205的直流電通過二極管206傳送。
在市電電源正常時充電器207向電池205充電。
電容器212通過由一個電抗器208，電流檢測器209，FET210和二極管211構成的升壓斬波器，從市電電源充電。該充電電壓經一個開關集成電路229和一個驅動電路230被控制。此外，其充電電流由電流檢測器209檢測并反饋到集成電路229，以實現限流作用。
電容器212上的電壓通過采用PWM(脈寬調制)控制的逆變電橋213轉換成具有穩(wěn)定電壓和穩(wěn)定頻率的交流電壓。由此獲得的交流電壓作為一個UPS電壓通過電容器215構成的濾波器輸出。
上述UPS輸出的相位和電壓的控制方法如下。
即由一個變壓器216檢測市電電源的電壓相位，用來同步一個使用計數器219經同步電路218構成的PLL電路對振蕩器217的輸出分頻獲得的輸出，于是，一個存儲在存儲器220中的正弦波形輸入到D/A轉換器221，用來提供一個與市電電源同步的正弦波電壓V221。
D/A轉換器221是乘法型的(multiplicationtype)。變壓器225檢測UPS的輸出電壓檢測到的電壓經一個整流器226變換一個直流電壓，然后與電壓給定器227的電壓基準值相比較，用放大器228放大兩者之間誤差所獲得的電壓V228輸入到D/A轉換器221，這樣在D/A轉換器221的輸出獲得一個在量值上與電壓V228成正比，并且與市電電源同步的正弦波基準電壓V221。
基準電壓221與三角波發(fā)生器222的輸出V222在比較器223中比較，輸出一個PWM信號V223。該PWM信號V223經驅動電路224驅動逆變橋路213的FET，從而獲得與基準電壓V221成正比的交流輸出。
然而，上述常規(guī)電路存在一個問題，由于來自市電電源交流電經由二極管橋路203和電容器204構成的電容輸入型整流電路整流，使電源的輸入波形惡化，造成功率因數降低，結果使輸入容量增加。為防止這種情況，插入了電抗器202，但如果其數值過大，直流電源電路的電壓會下降，因此不適用。
由于這個原因，在實用中僅能串聯一定大小的電抗器。例如，為獲得1KVAUPS的輸出容量，市電電源的輸入容量需增加到約2KVA。
為解決這個問題，采用了正弦波的PWM控制FET110把市電電源的輸入電流變換成正弦波電流的方法。然而，這就使電池205的充電和放電電路的控制和/或形成正弦電流基準值的方法，在UPS中變得復雜了。因此，從經濟觀點的角度來看，這一方法是有問題的。
本發(fā)明的一個目的是通過解決上述問題提供一種具有高功率因數的UPS裝置。
本發(fā)明提供了一種適用于UPS的合理、實用的控制裝置，使市電電源輸入的電流具有功率因數接近1的正弦波形。使流過接在直-交流變換器的直流側或電池上的電容器的電流脈動減小，并且在市電電源間斷時通過最大限度地利用電池容量來延長備用時間。
圖1是據根本發(fā)明的UPS裝置的一個實施例的框圖。
圖2是圖1裝置中各個部分信號的波形圖。
圖3表示本發(fā)明的另一個實施例中與圖1不同部分的框圖。
圖4是圖3中裝置的操作信號波形。
圖5表示本發(fā)明的第三個實施例中與圖1不同部分的框圖。
圖6表示本發(fā)明的第四個實施例中與圖1不同部分的框圖。
圖7是本發(fā)明的第五個實施例的電路圖。
圖8和圖9是分別用來解釋圖7中電路操作的波形圖和特性曲線。
圖10是本發(fā)明的第六個實施例，以及圖11是常規(guī)的UPS控制裝置實例的電路圖。
圖1是根據本發(fā)明的UPS裝置的一個實施例的框圖。圖中，在二極管橋路3的市電電源輸入側并聯一個電容器14用耒消除輸入電流I的高次諧波成分。
圖1電路中二極管橋路3的輸出端和圖11中一樣與升壓斬波器5的輸入端相連，升壓斬波電路5的輸出連接到電容器6和逆變器電路8的輸入端，逆變電路8的輸出經濾波器9連接到輸出端子或插座10上。
在本實施例中，由電池12，一個使用SSR(固體繼電器)的開關電路和二極管13構成的串聯電路與二極管橋路3相并聯。并且，一個充電電路15連接在升壓斬波器電路5的正輸出端和電池12之間。此外，一個連接在充電電路15和開關電路16的公共端上的電平檢測器17用來鑒別市電電源的正常狀態(tài)和異常狀態(tài)。
在市電電源的輸入端，連接一個電源同步電路18，它輸出一個與市電電源同相位的正弦波數字信號，電源同步電路18的輸出供給升壓斬波器控制電路19和逆變器控制電路20。
電源同步電路18由一個PLL電路和一個用于存儲與正弦波形對應的數據的存儲器18d構成。其中PLL電路包括一個電源同步電路18a用于交流輸入電壓的過零點與數字信號過零點的比較，檢測兩者之間的相位差，一個振蕩電路18b用來產生與上述相位差的比例和積分值對應的脈沖信號，以及一個對脈沖信號計數的計數器18c。
升壓斬波器控制電路19由放大器電路19a，D/A轉換器電路19b，全波整流電路19c，比較器19d和一個PWM驅動電路19e構成，其中驅動電路用來使FET5b實現開關動作。
逆變器控制電路20由一個整流電路20a，一個用于給定交流輸出電壓(第二基準電壓)的電壓給定電路20b，一個放大電路20c，一個數-模(D/A)轉換器20d，一個三角波發(fā)生器電路20e，一個比較器電路20f，和一個使比較電路20f能有效地操作FET8a至8d實現開關動作的驅動電路20g構成。
本實施例的UPS裝置如上所述。輸入電壓V作為市電供電電壓通過變壓器輸入同步電路18a，于是，在輸入電壓的每個周期中都從計數器18c輸出一個從0到某一固定值的計數信號。存儲器18d響應該計數信號，與正弦波相對應的數據信號被順序讀出，并從存儲器18d輸出。換言之，存儲器18d輸出與輸入電壓V相位同步的同步正弦波信號S。
升壓斬波器控制電路19中的放大電路19a將電容器6上的電壓Va與一個預先設置的基準電壓(第一基準電壓)Vb之間的誤差加以放大，輸出一個如圖2(C)所示的誤差信號。D/A轉換器19b輸出一個表示誤差信號Vc與上述同步正弦波信號S的乘積的模擬信號作為電流基準信號Vd，如圖2(d)所示。全波整流電路19c將電流基準信號Vd整流后輸出一個全波整流信號。比較器電路19d輸入全波整流后的電流基準信號Vd和一個由電流檢測器5d檢測的流過電抗器5a的電流信號，輸出一個表示兩者間差值的誤差信號。PWM驅動電路19e根據一個具有與該誤差信號Ve對應的占空比的脈沖信號執(zhí)行FET5b的開關操作。
于是，由二極管橋路3整流獲得的直流電壓被升壓斬波器提高了，從而在電容器6兩端獲得一個第二直流電壓。在這種情況下，由于供FET5b執(zhí)行開關操作的脈沖信號的占空比隨著同步正弦波信號S的電平而變化，實現了與輸入電壓V同步的PWM調制，并且根據電容器6兩端的電壓Va控制上述占空比。因此，可調整電壓Va使之與基準電壓Vb相等。
另一方面，逆變器控制電路20中的整流電路20a通過變壓器檢測輸出電壓Vf，將UPS的輸出電壓輸入并整流。
放大電路20c放大輸出電壓Vf與電壓基準電路20b的基準電壓Vg之間的誤差，輸出一個誤差信號Vh。D/A轉換器20d輸出一個表示同步正弦波信號S與誤差信號Vh乘積的模擬信號作為電壓基準信號Vi，如圖2(e)所示。
三角波發(fā)生器電路20e輸出一個具有固定頻率的三角波信號Vj，例如10KHZ，它比輸入電壓V的頻率足夠大。比較器電路20f完成電壓基準信號Vi與三角波信號Vj之間的比較，從而輸出一個PWM信號Vk。根據該PWM信號Vk，驅動電路20g執(zhí)行FET8a至8d的開關操作，從而，電容器6兩端的直流電壓Va由逆變電路8進一步轉換成交流電壓。該交流電壓通過濾波器9消除其中的高次諧波，然后輸出到電源插座10。在此情況下，由于逆變器控制電壓20與同步正弦波信號S同步地執(zhí)行對逆變電路8的PWM控制，使得交流輸出電壓與輸入電壓V的相位相同。此外，由于給輸出電壓Vg通常是恒定的，則使交流輸出電壓恒定。
在電源插座10上，可連接一臺設備，例如計算機，該設備使用上述交流輸出電壓，能夠以使用市電電源的同樣方式工作。
在圖1的電路中，去掉了圖11所示常規(guī)電路中的平滑電容器4。此外，在本電路中升壓斬波器控制電路19控制升壓斬波器5使之與正弦波同步信號S同步，其相位與輸入電壓同相。逆變器控制電路20同樣控制逆變電路8與同步正弦波信號S同步。
于是，如圖2(f)所示的來自市電電源的輸入電流I波形與輸入電壓V波形大體上變得相同，且與后者同相位，因此該UPS裝置的功率因數可接近于1，其結果與圖11所示的常規(guī)電路相比大大地改善了功率因數。
在市電電源正常的條件下，充電電路15工作，并將升壓斬波器5的輸出電壓經充電電路15傳遞到電池12，使電池12充電。
如果市電電源出現間斷，使輸入電壓變?yōu)?，如圖2(2a)所示，升壓斬波器5的輸入電壓也變?yōu)?，使電容器6也停止充電。于是，由于電容器6兩端的電壓Va隨著電容器6放電逐漸降低，使放大電路19a輸出的誤差信號Vc升高，如圖2(c)所示。當誤差信號Vc超過一個預定電平時，電平檢測電路17輸出一個高電平電源間斷檢測信號Vl，如圖2(g)所示。當充電電路15收到該電源間斷檢測信號Vl，即停止電池12的充電操作。此外，當開關電路16收到電源間斷檢測信號Vl，就閉合其內部的開關，使電池12的直流電壓經二極管13輸入升壓斬波器5，結果升壓斬波器電路5將電池12的電壓抬高，向電容器6充電。
這樣，電容器6兩端的電壓Va被恢復到正常值。然而，電池12的電壓設計值略低于由二極管橋路3對輸入電壓V整流獲得的直流電壓，由于這個原因，由升壓斬波器5抬高并輸入電容器6的電壓Va略低于電流間斷前的值，使圖2(c)所示的誤差電壓Vc略有升高。
另一方面，當市電電流間斷時，電流同步電路18繼續(xù)輸出如圖2(b)所示的同步正弦波信號S(因為這種功能是眾所周知的，省略了有關解釋)。升壓斬波器控制電路19用如上所述的同樣方法控制升壓斬波器5，使其與同步正弦波信號S同步，值得注意的是，由于此時放大電路19a輸出的誤差信號Vc略大于電源間斷前，使電流基準信號Vd的電平增高，如圖2(d)所示。于是，在電抗器5a上流過一個對應該電平的電流，如圖2(h)。
接著，逆變器控制電路20以如上所述的同樣方法控制逆變電路8與同步正弦波信號S同步。因此，電容器6兩端的直流電壓與電源間斷前一樣被轉換成交流電壓繼續(xù)供電，并無瞬間的間斷。值得注意的是電容器6兩端的電壓Va此時低于前述電源間斷前的電壓，但由于輸出電壓電平Vf受到控制，使之與基準輸出電壓Vg相等，仍維持在一個固定值。
假設此時電源間斷恢復了，來自二極管橋路3的直流電壓重新形成，由于該直流電壓略高于電池12的電平，升壓斬波器電路5的輸出電壓稍有升高，使放大電路19a輸出的誤差信號Vc降低，導致電平檢測器17輸出一個低電平電源間斷檢測信號Vl。當電源間斷檢測信號Vl變?yōu)榈碗娖?，開關電路16在流入二極管13的電流變?yōu)?的時刻關閉。此外，當電源間斷信號Vl變?yōu)榈碗娖綍r，充電電路開始對電池12充電，并恢復到穩(wěn)態(tài)工作。
同樣在除市電電源間斷外，由于任何異常條件使電壓低于一個預定值的情況下，此電壓下降由電平檢測器17檢測，從而執(zhí)行與如上所述同樣的動作。
如上所述，在本實施例中，省略了二極管橋路3輸出側的平滑電容器，并配備了與市電電源輸入電壓V同步的同步正弦波信號S，使得升壓斬波器電路5和逆變電路8的動作與同步正弦波信號同步，并以此信號波形為基礎進行PWM控制。于是，輸入電流I的波形與輸入電壓V的波形近似，使UPS裝置的功率因數約等于1。所以，從市電電源輸入UPS裝置的電流與UPS裝置輸出到各種設備的電流大約相等，從而消除了額外增加市電電源或插座配電容量的必要。
由于充電電路15在市電電源間斷時停止對電池12的充電操作，消除了電池12當直流電壓升高時再充電情況下的功率損失，提高了電源使用效率。在開關電路16中，固體繼電器(SSR)采用(TRIAC)雙向三極管半導體開關元件作為開關元件，這種固體繼電器能夠使用一個TTL電平(0，+5V)的控制信號來使電路接通和關斷，該SSR是市場上廉價的，它通常被用來構成使用脈沖變壓器的復雜觸發(fā)電路。為控制TRIAC采用了SSR，以便構成一個僅在電源間斷時閉合的開關電路。
圖3是根據本發(fā)明的第二個UPS裝置的實施例，該裝置設有一個電源間斷檢測電路21用于檢測市電電源的降落或間斷，當電源出現異常狀態(tài)時輸出一個電源間斷檢測信號Vm，及一個或門電路22用于輸入該電源間斷檢測信號Vm和由電平檢測器17提供的電源間斷檢測信號Vl，用或門電路22的輸出控制開關電路16和充電電路15。結果使電源間斷檢測電路21能快速檢測出市電電源的異常狀態(tài)。此外，在由于二極管橋路3損壞或類似的故障，難以或無法獲得直流電壓的情況下，這種異常狀態(tài)可由電平檢測器17檢測，從而用與上述實施例相同的方法由電池12提供直流電源。
接著，如以上參考圖2(c)所做的解釋，如圖4(a)所示放大器19a輸出的誤差信號在市電電源異常狀態(tài)下比正常狀態(tài)時增大。在圖3電路中，電平檢測電路19f輸入誤差信號Vc，在市電電源異常時輸出一個確定電平信號Vn。此外加法器19g將信號Vn與耒自全波整流電路19c的一個電流基準信號相加，輸出一個如圖4(c)所示的電流基準信號Vo作為比較器19d的電流基準信號。
在這個電路中，由于開關電路16中流過的電流在市電電源異常狀態(tài)下不等于0，使開關電路中的TRIAC接通，并維持接通直到電源的異常狀態(tài)恢復為止，以實現穩(wěn)定工作。此外，如果由電池12供電時，該系統(tǒng)可以提供無交流成分的高效率輸出電流。
進一步，如圖5所示可以用一個可控硅23替代開關電路16和二極管13，以上述同樣的方式開關充電電路。此外，如圖5所示，充電電路24可以通過一個二極管25和一個接在其節(jié)點上的電容器26接在二極管橋路3的輸出端上，由于僅在市電電源正常狀態(tài)下才有電流經二極管25流入充電電路24，就省去了上述圖1中對充電電路執(zhí)行開關控制的必要。
接下耒，二極管橋路3可以采用由二極管3a至3f構成的三相二極管橋路，把開關電路16的直流輸出聯接到三相輸入端子的其中一相上。
值得注意的是，升壓斬波器電路5中的電抗器5a在輸入直流電壓高時要求具有大電感，同時在直流電壓低時上述電抗器的電感又要足夠小，并要求電流容量大。因此，在電池12的電壓比二極管橋路3的輸出電壓小得多的情況下，電抗器5a需要具有大電感和大電流容量，導致其尺寸加大。這里可在市電電源輸入端加一個電抗器來降低二極管橋路3的直流輸出電壓，從而可減小電抗器5a的電感，以縮小電抗器的尺寸。
圖7是本發(fā)明的第四個實施例，在這個電路中，電容器141用于濾波，二極管橋路103連接市電電源101，一個由電抗器108和一個FET110構成的升壓斬波器連接在二極管橋路103的直流側，其直流輸出用于對電容器12充電。
在本實施例中，斬波器輸出基準電壓VR與斬波器輸出電壓Vc之間的誤差由放大器131放大，該放大的誤差電壓作為乘法型D/A轉換器132的模擬量輸入，D/A轉換器132與用于逆變器基準電壓的D/A轉換器121相并聯。D/A轉換器132的轉出電壓V132經全波整流電路133變換成電壓V133，電壓V133經由開關134的a觸點134a輸入比較器135作為斬波器電流基準電壓VS。
另一方面，放大器131的輸出電壓V131經由開關134的b觸點134b也可作為斬波器電流基準電壓VS。
上述電流基準電壓VS與一個由電流檢測器109檢測的斬波器電流信號V109在一個有滯后作用的比較器135中相比較。比較器135的輸出通過驅動電路130執(zhí)行FET110的開關動作。
電池105的正極經可控硅138連接在二極管橋路103的正極。當電源間斷檢測器136檢測到市電電源間斷時，由觸發(fā)電路137觸發(fā)可控硅138接通電池105，向斬波器供電。
電源間斷檢測信號通過一個或門電路139切斷開關134使b觸點134b閉合。另一方面，一個異步或非同步檢測器140檢測同步電路118相對于電源的非同步位移，并經由或門電路139關斷開關134使b觸點134b閉合。
同步電路118和振蕩器117產生一個與市電電源同步的正弦波，由計數器119計數，將計數值經存儲器120輸入乘法型D/A轉換器121，在D/A轉換器121輸出端獲取一個逆變器輸出基準電壓V121。
正弦波的變化使逆變器輸出電壓相對于電壓給定器127的基準值出現誤差，該誤差經放大后作為乘法型D/A轉換器121的一個模似輸入量，使上述基準電壓V121隨之改變。
采用公知的電路將基準電壓V121與一個三角波發(fā)生器122產生的三角波在比較器123處比較，對逆變橋113提供PWM控制，就可以控制逆變器的輸出電壓。
另一方面，由電抗器108，FET110，二極管111和電容器112構成升壓斬波器向逆變電橋113提供直流電源，以此控制電容器兩端的電壓Vc作為輸出電壓維持恒定不變。
換言之，放大器131將電容器電壓Vc相對于斬波器輸出基準電壓VR的誤差加以放大，放大器131的輸出電壓V131作為乘法型D/A轉換器132的模擬輸入量。D/A轉換器121與D/A轉換器132并聯輸入同一數字輸入量，于是，D/A轉換器132的輸出V132與D/A轉換器121的輸出V121同相位，(因此也與市電電源同相位)并且其值與輸出V131成正比。輸出信號V132由全波整流電路133整流。當市電電源101處于正常狀態(tài)，全波整流器133的輸出電壓作為電流基準VS經由觸點134a與電流檢測器109的輸出V109在比較器135處比較。比較器135的輸出構成電流小的環(huán)路作為一個PWM信號驅動FET110，從而控制與電流基準VS成比例的斬波器電流Ic。
圖8中t0至t1是市電電源處于正常狀態(tài)的時期，電流基準VS具有正弦波全波整流波形。在斬波器電路的輸入電流中，包含較高的諧波成分，這些諧波成分由電容器141吸收。
如果市電電源101在t1時刻間斷，電源間斷檢測器136檢測該間斷并將可控硅138開通，斬波電路的電源由電池105代替，同時通過或門電路139操作開關134，使觸點134b閉合。因此，電流基準VS被切換成一個平滑值，使電池105輸出一個平坦的直流電流。
接著，如果市電電源的頻率出現異常，將導致市電電源與逆變器非同步，非同步檢測器140檢測到非同步后通過或門電路139操作開關134使觸點134b閉合。從而控制來自市電電源101的電流使其具有矩形波形，結果使來自市電電源101的輸入電流不出現頻差。
圖9是UPS中使用的電池充電特性的實例。在多數情況下，UPS的備用時間為5到10分鐘。與備用時間密切相關的是放電時間相對于放電電流有迅速下降的趨勢。
上述結果是由于放電電流增大，使化學反應不能充分進行，以及由于內部電阻，使損失增大。在放電時間的前十分鐘和后十分鐘，可以獲得與放電電流的平方成反比例增加的放電時間特性。如圖8所示，這時電池的放電電流是一個全波整流電流或一個平直的電流，由于可用或有效功率與電流的平均值成比例，并且放電電流與電流有效值的平方成反比，假設電池電壓恒定，并假設t0至t1之間的平均值與t1至t2之間的平均值相等時，t1至t2期間的有效值大約是t0至t1期間有效值的0.9倍，從而放電時間可增加約20%，提高了電池的使用效率。
本發(fā)明的另一個不同的實施例如圖10所示，圖中省去了與圖7基本電路相同之處。
在圖7實施例中，采用的方案是斬波器電路的電流基準VS與逆變器輸出基準電壓V221同相位，不維持市電電源與逆變頻率的同步，以確保電源頻率異常時的逆變頻率。在圖10實施例中，為使市電輸入電流具有正弦波形，設置了一個與市電電源同步的計數器142。此外，存儲在存儲器143中的全波整流波形響應計數器142的輸出，操作D/A轉換器132輸出一個全波整流波形，由此省略了圖7中的全波整流電路133。
當市電電源101間斷時，電源間斷檢測器136檢測該間斷，將存儲器143的內容由全波整流波形轉換成相應的固定值，從而省略了圖7中的開關134。
值得注意的是在圖10的實施例中，即使市電電源頻率出現異常狀態(tài)，市電電源的輸入電流波形仍是正弦波，這種裝置可以用來做為頻率轉換器。
另一點值得注意的是，如果省去圖1或圖7中的逆變器單元，本發(fā)明可用做直流型的UPS。
根據以上詳細敘述，本發(fā)明的UPS裝置在市電電源正常狀態(tài)時能使流入的電流具有功率因數接近1的正弦波形，從而實現電流功率因數的改善和減少電源波形的畸變。此外，當市電電源出現異常狀態(tài)由電池輸出一個平直的直流電流，以便最大限度地利用電池容量。從而獲得一種經濟，小型和輕便的UPS控制裝置。
權利要求
1.一種不間斷電源裝置具有一個整流電路將市電電源整流成直流電壓，一個電池用于在上述電源處于異常狀態(tài)時提供一個直流電壓，以及一個斬波電路包括一個電抗器和一個開關元件用于將上述直流電壓轉換成一個第二直流電壓，該裝置的特征包括一個電源同步電路(18)用于產生一個與上述市電電源同相位的正弦波信號，以及一個斬波器控制電路(19)用來與上述正弦波信號同步地進行上述斬波電路中的開關元件的開關控制。
2.根據權利要求1所述的不間斷電源裝置。還包括一個由一個橋式聯接的多元開關元件構成的逆變器電路(8)用于把上述第二直流電壓轉換成與上述市電電源同頻率的交流電壓，和一個逆變器控制電路(20)用耒實現上述各個開關元件與上述正弦波信號同步的開關控制。
3.根據權利要求1所述的不間斷電源裝置，其中上述電池的充電運行由上述第二直流電壓完成。
4.根據權利要求2所述的不間斷電源裝置，其中上述斬波器控制電路包括第一誤差檢測裝置(19d，135)用來檢測上述斬波器電路的輸出與一個預先給定的第一基準電壓之間的誤差，一個第一乘法器電路(19b，132)用于輸入上述誤差和上述正弦波信號，輸出一個表示上述誤差與上述正弦波信號乘積的電流基準信號，以及一個第一驅動電路(19e，130)，根據上述電流基準信號對上述斬波器電路中的開關元件進行開關控制，以及在上述逆變器控制電路中第二誤差檢測裝置(20f，123)用于檢測上述交流電壓與上述第二基準電壓之間的誤差，一個第二乘法器電路(20d，121)用于輸入上述誤差和上述正弦波信號，輸出一個電壓基準信號，和一個第二驅動電路(20g，124)根據上述電壓基準信號對上述逆變電路中的開關元件進行開關控制。
5.根據權利要求1所述的不間斷電源裝置，還包括一個充電電路(15、107)用于僅在上述第二直流電壓高于一個預定電壓時向上述電池充電，以及一個開關電路(16、138)在上述市電電源處于異常狀態(tài)時用耒從上述電池供給一個直流電壓。
6.根據權利要求1所述的不間斷電源裝置，其中上述斬波器控制電路包括一個電流基準電路(135)用于形成一個第一電流基準，使斬波器電路的輸入電流成為與市電電源同步，并且具有接近1的功率因數的正弦波電流，以及用于形成一個第二電流基準，使斬波器電路的上述輸入電流成為一個平直的直流電流，和一個電流基準開關電路(134)用耒在市電電源供電時向斬波器控制電路輸出第一電流基準，而在電池供電時向斬波器控制電路輸出第二電流基準。
全文摘要
本發(fā)明是關于一種用來校正市電電源的不間斷電源裝置。用一個斬波電路使電容器充電電壓恒定，利用它作為穩(wěn)壓電源并向一個后備電容器充電，從而在市電電源間斷時由電池向穩(wěn)壓電源供電。穩(wěn)壓電源的輸出可以由逆變單元轉換成交流輸出。斬波電路包括一個電抗器和一個由控制信號控制進行開關操作的開關元件?？刂菩盘柺且粋€與市電電源同相位的正弦波信號，該控制信號可供給逆變單元。
文檔編號H02M1/42GK1039158SQ8810147
公開日1990年1月24日 申請日期1988年2月16日 優(yōu)先權日1987年2月20日
發(fā)明者罔土千∴ 申請人:株式會社東芝