本發(fā)明屬于交流電機(jī)無位置控制技術(shù)領(lǐng)域，涉及一種基于信號逆?zhèn)鬟f的多級式無刷電機(jī)轉(zhuǎn)子位置估算方法，基于高頻信號從主發(fā)電機(jī)逆向傳遞至勵磁機(jī)的三級式電機(jī)轉(zhuǎn)子位置在線估算方法，是一種在主發(fā)電機(jī)定子等效alpha相繞組和beta相繞組注入高頻信號，在勵磁機(jī)定子電流中提取主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子位置信息的在線估算方法，屬于交流電機(jī)無位置控制技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

國內(nèi)現(xiàn)役飛機(jī)中，所用三級式電機(jī)無起動航空發(fā)動機(jī)功能，所以研究具有起動功能的起動發(fā)電一體化系統(tǒng)是當(dāng)前航空電源領(lǐng)域中研究的熱點(diǎn)問題。相比于傳統(tǒng)的分立結(jié)構(gòu)，起/發(fā)一體化系統(tǒng)不但優(yōu)化了電源系統(tǒng)的機(jī)電結(jié)構(gòu)，而且有效縮減了系統(tǒng)體積重量，降低了系統(tǒng)復(fù)雜度，提高了系統(tǒng)可靠性。目前在中、大型飛機(jī)上最常用也是國外已經(jīng)實(shí)現(xiàn)裝機(jī)的是基于三級式電機(jī)的起/發(fā)一體化系統(tǒng)，其主要結(jié)構(gòu)特點(diǎn)是包括定、轉(zhuǎn)子分別一體化組裝的勵磁機(jī)、旋轉(zhuǎn)整流器和主發(fā)電機(jī)等部件。圖1所示為勵磁機(jī)采用兩相勵磁繞組結(jié)構(gòu)的三級式電機(jī)結(jié)構(gòu)圖。

準(zhǔn)確獲取主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子位置信息是三級式電機(jī)順利起動航空發(fā)動機(jī)的前提條件。航空三級式電機(jī)是一種高功率密度組合電機(jī)，起動過程中的大電流過載運(yùn)行條件下，系統(tǒng)電磁耦合及機(jī)械振動對機(jī)械式位置傳感器產(chǎn)生嚴(yán)重的干擾。因此需要在無機(jī)械位置傳感器的條件下，開展三級式電機(jī)轉(zhuǎn)子位置在線估算技術(shù)的研究。

復(fù)雜的負(fù)載特性使得電勵磁式主發(fā)電機(jī)電樞電流及勵磁電流變化較大，導(dǎo)致起動過程中主發(fā)電機(jī)電感參數(shù)變化較大，進(jìn)而使電機(jī)的凸極率δ(δ＝lq/ld，其中l(wèi)q為電機(jī)q軸電感，ld為電機(jī)d軸電感)發(fā)生顯著變化。圖2和圖3分別為主發(fā)電機(jī)凸極率隨勵磁電流及電樞電流(id＝0)的變化曲線。傳統(tǒng)的電機(jī)轉(zhuǎn)子位置估算方法主要基于電機(jī)的凸極特性，通常在電機(jī)定子側(cè)注入高頻的旋轉(zhuǎn)電壓、方波電壓等，然后檢測定子電流，經(jīng)過一系列的解調(diào)與濾波處理后得到轉(zhuǎn)子位置信號。

三級式電機(jī)起動過程中凸極特性變化的特點(diǎn)使得傳統(tǒng)基于電機(jī)凸極性的位置估算方法無法實(shí)現(xiàn)三級式電機(jī)轉(zhuǎn)子位置在線精確估算，進(jìn)而無法完成電機(jī)的帶載起動。因此需要開展不依賴于凸極效應(yīng)的三級式電機(jī)的主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子位置在線估算技術(shù)的研究。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

要解決的技術(shù)問題

為了避免現(xiàn)有技術(shù)的不足之處，本發(fā)明提出一種基于信號逆?zhèn)鬟f的多級式無刷電機(jī)轉(zhuǎn)子位置估算方法，解決當(dāng)前轉(zhuǎn)子位置估算方法較難實(shí)現(xiàn)三級式電機(jī)轉(zhuǎn)子位置在線精確估算的問題。

技術(shù)方案

一種基于信號逆?zhèn)鬟f的多級式無刷電機(jī)轉(zhuǎn)子位置估算方法，其特征在于依次含有以下幾個步驟：

步驟1：對勵磁機(jī)施加勵磁電壓，在主發(fā)電機(jī)定子三相繞組上施加高頻電壓信號uah(t)、ubh(t)、uch(t)；所述勵磁機(jī)定子繞組為兩相勵磁繞組結(jié)構(gòu)；所述高頻信號由αβ坐標(biāo)系下的高頻方波電壓uαh(t)和uβh(t)經(jīng)clark反變換至abc坐標(biāo)系下得到，其表達(dá)式如下：

其中uh、th為αβ坐標(biāo)系下主發(fā)電機(jī)α軸、β軸注入高頻電壓的幅值和周期；

步驟2：在勵磁機(jī)定子側(cè)檢測兩相定子電流ieα、ieβ，求得電流矢量ies幅值平方和電流值中含有與主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子位置相關(guān)的高頻響應(yīng)信號；

步驟3：提取中的高頻響應(yīng)信號ieαh，ieβh，具體如下：

1)在周期為th方波信號uαh(t)的上升沿即t＝nth和下降沿即t＝nth+th/2,提取的值，分別記為ieαh(n)、ieαh(n+1)，對提取到的值進(jìn)行作差運(yùn)算，得到信號：

iδeαh＝(ieαh(n)-ieαh(n+1))/2，iδeαh為與主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子位置有關(guān)的余弦函數(shù)；所述n＝0,1,2,3...；

2)在周期為th方波信號uβh(t)的上升沿即t＝nth+th/4和下降沿即t＝nth+3th/4提取的值，分別記為ieβh(n)、ieβh(n+1)，對提取到的值進(jìn)行作差運(yùn)算，得到信號iδeβh＝(ieβh(n)-ieβh(n+1))/2，iδeβh為與主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子位置有關(guān)的正弦函數(shù)；

步驟4：用低通濾波器對iδeαh、iδeβh進(jìn)行濾波處理，得到電機(jī)當(dāng)前位置所對應(yīng)電角度的正弦值和余弦值iδeβh_sin、iδeαh_cos；

步驟5：將步驟4得到的正弦值和余弦值進(jìn)行反正切函數(shù)運(yùn)算，得到電機(jī)轉(zhuǎn)子位置信號θ，即θ＝arctan(iδeβh_sin/iδeαh_cos)。

所述步驟1中：當(dāng)勵磁機(jī)定子為三相繞組結(jié)構(gòu)時，將兩相勵磁電壓進(jìn)行反clark變換即得到等效三相繞組勵磁電壓，以該勵磁電壓對三相繞組施加勵磁電壓；所述步驟2中：將采集的三相繞組勵磁電流進(jìn)行clark變換即得到等效的兩相勵磁電流。

有益效果

本發(fā)明提出的一種基于信號逆?zhèn)鬟f的多級式無刷電機(jī)轉(zhuǎn)子位置估算方法，在主發(fā)電機(jī)等效alpha相繞組和beta相繞組注入高頻信號，高頻響應(yīng)信號經(jīng)旋轉(zhuǎn)整流器逆向傳遞到勵磁機(jī)，在勵磁機(jī)定子電流中提取主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子位置信息的在線估算方法，該方法利用主發(fā)電機(jī)定子繞組和勵磁繞組之間的互感隨主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子位置變化而變化的特性，避免了凸極特性變化對位置解算的影響，求解過程比較簡單，轉(zhuǎn)子位置估算精度較高。本發(fā)明具有以下優(yōu)點(diǎn)：1)充分利用主發(fā)電機(jī)電樞繞組和勵磁繞組之間的互感隨轉(zhuǎn)子位置變化的特性，避免了主發(fā)電機(jī)凸極效應(yīng)的影響，對電勵磁電機(jī)具有較普遍的適用性；2)解算過程相對簡單、估算精度較高。

附圖說明

圖1：三級式電機(jī)結(jié)構(gòu)圖

圖2：電感隨勵磁電流變化曲線

圖3：電感隨電樞電流變化曲線

圖4：高頻信號注入后勵磁機(jī)定子電流矢量幅值平方和波形

圖5：在勵磁機(jī)定子電流中提取的響應(yīng)信號波形

圖6：所提取響應(yīng)信號濾波后的波形

圖7：估算位置與實(shí)際位置對比圖

圖8：估算位置與實(shí)際位置誤差曲線

具體實(shí)施方式

現(xiàn)結(jié)合實(shí)施例、附圖對本發(fā)明作進(jìn)一步描述：

實(shí)施例包含的具體步驟如下：

步驟1：所用三級式電機(jī)的勵磁機(jī)為兩相勵磁結(jié)構(gòu)，對勵磁機(jī)施加幅值、頻率相同，初始相位相差90°電角的交流電，其幅值為80v，頻率為250hz；

步驟2：在主發(fā)電機(jī)定子三相繞組上施加高頻電壓信號uah(t)、ubh(t)、uch(t)，所述高頻信號由αβ坐標(biāo)系下的高頻方波電壓uαh(t)和uβh(t)經(jīng)clark反變換至abc坐標(biāo)系下得到。

步驟3：施加給定高頻電壓uαh(t)、uβh(t)：

其中高頻電壓周期th＝0.8ms。

步驟4：給定轉(zhuǎn)速范圍為[0,300rpm]，起動三級式電機(jī)，在勵磁機(jī)定子側(cè)檢測兩相定子電流ieα、ieβ，求得勵磁電流矢量ies幅值平方和電流值中含有與主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子位置相關(guān)的高頻響應(yīng)信號。

步驟5：提取中的高頻響應(yīng)信號ieαh，ieβh，具體如下：

5.1)在周期為th＝0.8ms方波信號uαh(t)的上升沿(即t＝nth,n＝0,1,2,3...，)和下降沿(即t＝nth+th/2,n＝0,1,2,3...)提取的值，分別記為ieαh(n)、ieαh(n+1)，對提取到的值進(jìn)行做差運(yùn)算，得到信號iδeαh＝(ieαh(n)-ieαh(n+1))/2，iδeαh為與主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子位置有關(guān)的余弦函數(shù)；

5.2)在周期為th＝0.8ms方波信號uβh(t)的上升沿(即t＝nth+th/4,n＝0,1,2,3...，)和下降沿(即t＝nth+3th/4,n＝0,1,2,3...)提取的值，分別記為ieβh(n)、ieβh(n+1)，對提取到的值進(jìn)行做差運(yùn)算，得到信號iδeβh＝(ieβh(n)-ieβh(n+1))/2，iδeβh為與主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子位置有關(guān)的正弦函數(shù)。

步驟6：用低通濾波器對iδeαh、iδeβh進(jìn)行濾波處理，得到電機(jī)當(dāng)前位置所對應(yīng)電角度的正弦值和余弦值iδeβh_sin、iδeαh_cos，所用濾波器截止頻率為80hz。

步驟7：將步驟6得到的正弦值和余弦值進(jìn)行反正切函數(shù)運(yùn)算，得到電機(jī)轉(zhuǎn)子位置信號θ，即θ＝arctan(iδeβh_sin/iδeαh_cos)。

圖7為本實(shí)例中估算位置與實(shí)際位置對比圖，從圖中可以看出估算位置比較精確。

圖8為本實(shí)例中估算位置與實(shí)際位置誤差曲線，從圖中可以看出電機(jī)轉(zhuǎn)子位置估算誤差基本在0.06rad之內(nèi)，滿足實(shí)際情況下電機(jī)起動時位置精度要求。