本發(fā)明屬于數(shù)字控制及電力電子變流器系統(tǒng)穩(wěn)定性的研究領(lǐng)域，涉及一種基于電容電流反饋的有源阻尼控制方法。

背景技術(shù)：

近年來，伴隨著我國經(jīng)濟(jì)的快速發(fā)展，能源短缺和環(huán)境污染等問題日益嚴(yán)重。為了解決上述問題，以風(fēng)力、光伏為代表的可再生能源得到了大規(guī)模的開發(fā)和利用，從而使得將新能源發(fā)電系統(tǒng)接入電網(wǎng)所需要的并網(wǎng)電壓源型逆變器獲得了廣泛的應(yīng)用。電壓源型逆變器大都采用全控型電力電子開關(guān)器件配合pwm調(diào)制策略進(jìn)行工作。因此，為提高并網(wǎng)點(diǎn)的電能質(zhì)量，減少開關(guān)次紋波，逆變器與電網(wǎng)之間的濾波器就必不可少。與傳統(tǒng)的l型濾波器相比，lcl型濾波器在體積和成本相當(dāng)?shù)那闆r下可以提供更加優(yōu)秀的開關(guān)紋波抑制能力。這一特點(diǎn)使得其在保障并網(wǎng)點(diǎn)電能質(zhì)量的同時(shí)節(jié)省了成本和占地面積，從而獲得工程應(yīng)用的青睞。然而lcl濾波器固有的諧振特性限制了逆變器系統(tǒng)中電流控制器的設(shè)計(jì)，嚴(yán)重時(shí)甚至威脅系統(tǒng)的正常穩(wěn)定運(yùn)行。

近來，國內(nèi)外對(duì)抑制lcl濾波器諧振的方法主要可以分為兩類：無源阻尼和有源阻尼控制方法。其中，無源阻尼的控制方法是通過直接在濾波網(wǎng)絡(luò)中串聯(lián)或并聯(lián)接入無源電阻，該方法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，可靠性高且魯棒性較強(qiáng)。然而該方法會(huì)產(chǎn)生額外的能量損耗，尤其在高壓大功率場(chǎng)合，該損耗還會(huì)帶來散熱方面的問題。對(duì)于有源阻尼方法，其又可分為兩類：基于數(shù)字濾波的有源阻尼和基于狀態(tài)變量反饋的有源阻尼?；跀?shù)字濾波的有源阻尼方法是通過在控制環(huán)路中直接引入數(shù)字濾波器達(dá)到“濾除”lcl諧振峰的目的。該類方法控制結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，且不需額外的傳感器。但設(shè)計(jì)數(shù)字濾波器需已知系統(tǒng)參數(shù)，且阻尼效果對(duì)系統(tǒng)參數(shù)的變化極其敏感，魯棒性較差。基于狀態(tài)變量反饋的有源阻尼方法是通過檢測(cè)濾波網(wǎng)絡(luò)中的狀態(tài)變量形成有源阻尼反饋回路。該方法不產(chǎn)生額外損耗且魯棒性強(qiáng)。目前，基于比例電容電流反饋的有源阻尼方法因阻尼控制器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、設(shè)計(jì)方法成熟而被廣泛應(yīng)用。然而，因數(shù)字控制器中延時(shí)的影響，導(dǎo)致當(dāng)lcl濾波器諧振頻率大于1/6倍的系統(tǒng)采樣頻率時(shí)該有源阻尼方法失效的問題，進(jìn)而使得lcl濾波器諧振頻率的選取必須小于某一特定值，無故增加了lcl濾波器的體積和成本。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服上述現(xiàn)有技術(shù)的缺點(diǎn)，提供了一種基于電容電流反饋的有源阻尼控制方法，該方法能夠有效的抵消數(shù)字控制器中額延時(shí)，擴(kuò)寬lcl濾波器諧振頻率的選取范圍。

為達(dá)到上述目的，本發(fā)明所述的基于電容電流反饋的有源阻尼控制方法，用于三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中，包括以下步驟：

1)生成并網(wǎng)逆變器調(diào)制波初始指令vma0_ref、vmb0_ref及vmc0_ref；

2)檢測(cè)三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中l(wèi)cl濾波器的電容電流icfa、icfb及icfc，再將三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中l(wèi)cl濾波器的電容電流icfa、icfb及icfc進(jìn)行三相靜止坐標(biāo)系到兩相靜止坐標(biāo)系的clark變換，得到兩相靜止坐標(biāo)系下濾波電容電流實(shí)際值icfα及icfβ；

3)構(gòu)建二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)，再將二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)進(jìn)行離散化，得二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)在數(shù)字控制器中的實(shí)現(xiàn)形式，然后將步驟2)得到的兩相靜止坐標(biāo)系下濾波電容電流實(shí)際值icfα及icfβ作為二階超前-滯后補(bǔ)償器的輸入帶入數(shù)字控制器中，并根據(jù)數(shù)字控制器的輸出計(jì)算有源阻尼控制信號(hào)vad_a、vad_b及vad_c；

4)根據(jù)步驟1)得到的并網(wǎng)逆變器調(diào)制波初始指令vma0_ref、vmb0_ref及vmc0_ref及步驟3)得到的有源阻尼控制信號(hào)vad_a、vad_b及vad_c得驅(qū)動(dòng)信號(hào)，然后根據(jù)所述驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中的各并網(wǎng)逆變器開關(guān)器件，完成基于電容電流反饋的有源阻尼控制。

步驟1)的具體操作為：

11)檢測(cè)三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的公共耦合點(diǎn)電壓vpcca、vpccb及vpccc，根據(jù)三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的公共耦合點(diǎn)電壓vpcca、vpccb及vpccc通過鎖相環(huán)pll得到當(dāng)前三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的角頻率ω0及相位θ；

12)根據(jù)步驟11)得到的當(dāng)前三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的角頻率ω0及相位θ計(jì)算三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的三相網(wǎng)側(cè)電流指令值isa_ref、isb_ref及isc_ref；

13)將步驟12)得到的三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的三相網(wǎng)側(cè)電流指令值isa_ref、isb_ref及isc_ref進(jìn)行三相靜止坐標(biāo)系到兩相靜止坐標(biāo)系的clark變換，得到兩相靜止坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流指令值isα_ref及isβ_ref；

14)檢測(cè)三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)電流isa、isb及isc，并將三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)電流isa、isb及isc進(jìn)行三相靜止坐標(biāo)系到兩相靜止坐標(biāo)系的clark變換，得到兩相靜止坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流的實(shí)際值isα及isβ；

15)將步驟13)中得到的兩相靜止坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流指令值isα_ref及isβ_ref與步驟14)中得到的兩相靜止坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流實(shí)際值isα及isβ分別作差，再將作差的結(jié)果送入比例-諧振調(diào)節(jié)器中，其中，比例-諧振調(diào)節(jié)器輸出vcα及vcβ；

16)將步驟15)中比例-諧振調(diào)節(jié)器輸出vcα及vcβ進(jìn)行兩相靜止坐標(biāo)系到三相靜止坐標(biāo)系的逆clark變換，得并網(wǎng)逆變器調(diào)制波初始指令vma0_ref、vmb0_ref及vmc0_ref。

步驟12)中三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的三相網(wǎng)側(cè)電流指令值isa_ref、isb_ref及isc_ref的表達(dá)式為：

其中，isa、isb及isc分別為三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)電流指令的幅值。

步驟13)中三相靜止坐標(biāo)系到兩相靜止坐標(biāo)系的clark變換的變換矩陣為：

步驟16)中兩相靜止坐標(biāo)系到三相靜止坐標(biāo)系的逆clark變換的變換矩陣為：

步驟3)的具體操作為：

31)構(gòu)建二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)；

32)計(jì)算三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中l(wèi)cl濾波器的諧振角頻率ωres；

33)根據(jù)步驟32)得到的三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中l(wèi)cl濾波器的諧振角頻率ωres計(jì)算補(bǔ)償系數(shù)λ的臨界值λc，其中，λ<λc，

34)將步驟31)得到二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)進(jìn)行離散化，得二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)在數(shù)字控制器中的實(shí)現(xiàn)形式；

35)將步驟2)得到的兩相靜止坐標(biāo)系下濾波電容電流實(shí)際值icfα及icfβ作為二階超前-滯后補(bǔ)償器的輸入帶入數(shù)字控制器中，再將數(shù)字控制器的輸出與有源阻尼比例增益kad進(jìn)行相乘，然后將相乘所得結(jié)果記作vad_α及vad_β；

36)將步驟35)中的vad_α及vad_β進(jìn)行兩相靜止坐標(biāo)系到三相靜止坐標(biāo)系的逆clark變換，并將逆clark變換所得結(jié)果作為有源阻尼控制信號(hào)vad_a、vad_b及vad_c。

步驟31)中二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)的表達(dá)式為：

其中，ts為系統(tǒng)采樣周期，λ為所需要確定的補(bǔ)償系數(shù)。

步驟32)中三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中l(wèi)cl濾波器的諧振角頻率ωres為：

其中，l1、l2及cf分別為lcl濾波器的逆變器側(cè)電感值、網(wǎng)側(cè)電感值及濾波電容值。

步驟35)中二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)在數(shù)字控制器中的實(shí)現(xiàn)形式為：

其中x(k)及y(k)分別為二階超前-滯后補(bǔ)償器在第k個(gè)采樣周期的輸入及輸出；x(k-1)及y(k-1)分別為二階超前-滯后補(bǔ)償器在第k-1個(gè)采樣周期的輸入及輸出；x(k-2)及y(k-2)分別為二階超前-滯后補(bǔ)償器在第k-2個(gè)采樣周期的輸入及輸出。

步驟4)的具體操作為：

41)將步驟1)中得到的并網(wǎng)逆變器調(diào)制波初始指令vma0_ref、vmb0_ref及vmc0_ref分別減去步驟3)中得到的有源阻尼控制信號(hào)vad_a、vad_b及vad_c，得并網(wǎng)電壓源型逆變器的調(diào)制波指令值vma_ref、vmb_ref及vmc_ref；

42)將步驟41)得到的并網(wǎng)電壓源型逆變器的調(diào)制波指令值vma_ref、vmb_ref及vmc_ref除以1/2倍的逆變器直流側(cè)電壓，所得結(jié)果歸一化后進(jìn)行spwm調(diào)制，得調(diào)制信號(hào)，然后將調(diào)制信號(hào)作為驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中的各并網(wǎng)逆變器開關(guān)器件，完成基于電容電流反饋的有源阻尼控制。

本發(fā)明具有以下有益效果：

本發(fā)明所述的基于電容電流反饋的有源阻尼控制方法在具體操作時(shí)，先生成并網(wǎng)逆變器調(diào)制波初始指令vma0_ref、vmb0_ref及vmc0_ref，再構(gòu)建二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)，然后將二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)進(jìn)行離散化，得二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)在數(shù)字控制器中的實(shí)現(xiàn)形式，從而在一定程度上抵消數(shù)字控制器中延時(shí)的影響，拓寬系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行的頻率范圍，消弱對(duì)lcl濾波器諧振頻率選取的限制，從而實(shí)現(xiàn)擴(kuò)寬lcl濾波器諧振頻率選取范圍的目的，降低lcl濾波器的體積及成本；再將兩相靜止坐標(biāo)系下濾波電容電流實(shí)際值為icfα及icfβ作為二階超前-滯后補(bǔ)償器的輸入帶入數(shù)字控制器中，然后將數(shù)字控制器的輸出計(jì)算有源阻尼控制信號(hào)vad_a、vad_b及vad_c，最后根據(jù)有源阻尼控制信號(hào)vad_a、vad_b及vad_c及并網(wǎng)逆變器調(diào)制波初始指令vma0_ref、vmb0_ref及vmc0_ref生成控制信號(hào)，以實(shí)現(xiàn)對(duì)三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中的各并網(wǎng)逆變器開關(guān)器件的控制，完成基于電容電流反饋的有源阻尼控制，操作較為簡(jiǎn)單。經(jīng)實(shí)驗(yàn)證明，本發(fā)明能夠有效的改善系統(tǒng)穩(wěn)定性，提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性。

附圖說明

圖1為通過lcl濾波器接入電網(wǎng)的并網(wǎng)電壓源型逆變器系統(tǒng)主電路示意圖；

圖2為傳統(tǒng)的基于比例電容電流反饋的有源阻尼控制框圖；

圖3為本發(fā)明的原理框圖；

圖4為當(dāng)lcl濾波器諧振頻率大于1/6倍的系統(tǒng)采樣頻率時(shí)，采用傳統(tǒng)的基于比例電容電流反饋的有源阻尼控制方法時(shí)a相公共耦合點(diǎn)電壓和三相網(wǎng)側(cè)電流實(shí)驗(yàn)波形圖；

圖5為采用本發(fā)明時(shí)a相公共耦合點(diǎn)電壓和三相網(wǎng)側(cè)電流實(shí)驗(yàn)波形圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步詳細(xì)描述：

參考圖1及圖3，本發(fā)明所述的基于電容電流反饋的有源阻尼控制方法，用于三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中，包括以下步驟：

1)生成并網(wǎng)逆變器調(diào)制波初始指令vma0_ref、vmb0_ref及vmc0_ref，具體操作為：

11)檢測(cè)三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的公共耦合點(diǎn)電壓vpcca、vpccb及vpccc，根據(jù)三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的公共耦合點(diǎn)電壓vpcca、vpccb及vpccc通過鎖相環(huán)pll得到當(dāng)前三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的角頻率ω0及相位θ；

12)根據(jù)步驟11)得到的當(dāng)前三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的角頻率ω0及相位θ計(jì)算三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的三相網(wǎng)側(cè)電流指令值isa_ref、isb_ref及isc_ref，其中，

其中，isa、isb及isc分別為三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)電流指令的幅值；

13)將步驟12)得到的三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的三相網(wǎng)側(cè)電流指令值isa_ref、isb_ref及isc_ref進(jìn)行三相靜止坐標(biāo)系到兩相靜止坐標(biāo)系的clark變換，得到兩相靜止坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流指令值isα_ref及isβ_ref，其中，三相靜止坐標(biāo)系到兩相靜止坐標(biāo)系的clark變換的變換矩陣為：

14)檢測(cè)三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)電流isa、isb及isc，并將三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)電流isa、isb及isc進(jìn)行三相靜止坐標(biāo)系到兩相靜止坐標(biāo)系的clark變換，得到兩相靜止坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流的實(shí)際值isα及isβ；

15)將步驟13)中得到的兩相靜止坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流指令值isα_ref及isβ_ref與步驟14)中得到的兩相靜止坐標(biāo)系下網(wǎng)側(cè)電流實(shí)際值isα及isβ分別作差，再將作差的結(jié)果送入比例-諧振調(diào)節(jié)器中，其中，比例-諧振調(diào)節(jié)器輸出vcα及vcβ；

16)將步驟15)中比例-諧振調(diào)節(jié)器輸出vcα及vcβ進(jìn)行兩相靜止坐標(biāo)系到三相靜止坐標(biāo)系的逆clark變換，得并網(wǎng)逆變器調(diào)制波初始指令vma0_ref、vmb0_ref及vmc0_ref，其中，兩相靜止坐標(biāo)系到三相靜止坐標(biāo)系的逆clark變換的變換矩陣為：

2)檢測(cè)三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中l(wèi)cl濾波器的電容電流icfa、icfb及icfc，再將三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中l(wèi)cl濾波器的電容電流icfa、icfb及icfc進(jìn)行三相靜止坐標(biāo)系到兩相靜止坐標(biāo)系的clark變換，得到兩相靜止坐標(biāo)系下濾波電容電流實(shí)際值icfα及icfβ；

3)構(gòu)建二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)，再將二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)進(jìn)行離散化，得二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)在數(shù)字控制器中的實(shí)現(xiàn)形式，然后將步驟2)得到的兩相靜止坐標(biāo)系下濾波電容電流實(shí)際值icfα及icfβ作為二階超前-滯后補(bǔ)償器的輸入帶入數(shù)字控制器中，并根據(jù)數(shù)字控制器的輸出計(jì)算有源阻尼控制信號(hào)vad_a、vad_b及vad_c，具體操作為：

31)構(gòu)建二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)，其中，所述二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)的表達(dá)式為：

其中，ts為系統(tǒng)采樣周期，λ為所需要確定的補(bǔ)償系數(shù)；

32)計(jì)算三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中l(wèi)cl濾波器的諧振角頻率ωres，其中，

其中，l1，l2，cf分別為lcl濾波器的逆變器側(cè)電感值、網(wǎng)側(cè)電感值及濾波電容值；

33)根據(jù)步驟32)得到的三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中l(wèi)cl濾波器的諧振角頻率ωres計(jì)算補(bǔ)償系數(shù)λ的臨界值λc，其中，λ<λc，

34)將步驟31)得到二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)進(jìn)行離散化，得二階超前-滯后補(bǔ)償器的s域傳遞函數(shù)在數(shù)字控制器中的實(shí)現(xiàn)形式為：

其中x(k)及y(k)分別為二階超前-滯后補(bǔ)償器在第k個(gè)采樣周期的輸入及輸出；x(k-1)及y(k-1)分別為二階超前-滯后補(bǔ)償器在第k-1個(gè)采樣周期的輸入及輸出；x(k-2)及y(k-2)分別為二階超前-滯后補(bǔ)償器在第k-2個(gè)采樣周期的輸入及輸出；

35)將步驟2)得到的兩相靜止坐標(biāo)系下濾波電容電流實(shí)際值icfα及icfβ作為二階超前-滯后補(bǔ)償器的輸入帶入數(shù)字控制器中，再將數(shù)字控制器的輸出與有源阻尼比例增益kad進(jìn)行相乘，然后將相乘所得結(jié)果記作vad_α及vad_β；

36)將步驟35)中的vad_α及vad_β進(jìn)行兩相靜止坐標(biāo)系到三相靜止坐標(biāo)系的逆clark變換，并將逆clark變換所得結(jié)果作為有源阻尼控制信號(hào)vad_a、vad_b及vad_c。

4)根據(jù)步驟1)得到的并網(wǎng)逆變器調(diào)制波初始指令vma0_ref、vmb0_ref及vmc0_ref及步驟3)得到的有源阻尼控制信號(hào)vad_a、vad_b及vad_c得驅(qū)動(dòng)信號(hào)，然后根據(jù)所述驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中的各并網(wǎng)逆變器開關(guān)器件，完成基于電容電流反饋的有源阻尼控制，具體操作為：

41)將步驟1)中得到的并網(wǎng)逆變器調(diào)制波初始指令vma0_ref、vmb0_ref及vmc0_ref分別減去步驟3)中得到的有源阻尼控制信號(hào)vad_a、vad_b及vad_c，得并網(wǎng)電壓源型逆變器的調(diào)制波指令值vma_ref、vmb_ref及vmc_ref；

42)將步驟41)得到的并網(wǎng)電壓源型逆變器的調(diào)制波指令值vma_ref、vmb_ref及vmc_ref除以1/2倍的逆變器直流側(cè)電壓，所得結(jié)果歸一化后進(jìn)行spwm調(diào)制，得調(diào)制信號(hào)，然后將調(diào)制信號(hào)作為驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制三相交流電壓源型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中的各并網(wǎng)逆變器開關(guān)器件，完成基于電容電流反饋的有源阻尼控制。

將圖4與圖5進(jìn)行對(duì)比，圖4反映當(dāng)lcl濾波器諧振頻率大于1/6倍的系統(tǒng)采樣頻率時(shí)，采用傳統(tǒng)的基于比例電容電流反饋的有源阻尼控制方法時(shí)并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)運(yùn)行在不穩(wěn)定狀態(tài)；圖5反映采用本發(fā)明后并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)可以穩(wěn)定運(yùn)行。