本發(fā)明涉及一種熱平衡控制方法，特別涉及一種航空雙有源橋變換器功率器件的熱平衡控制方法。

背景技術(shù)：

由于傳統(tǒng)pwm控制方式傳輸功率范圍的局限和較大的電磁干擾，移相控制成為dabdc-dc變換器最常用的控制策略，其分為單移相(single-phase-shift，sps)控制、擴(kuò)展移相(extended-phase-shift，eps)控制、雙重移相(dual-phase-shift，dps)控制以及三重移相(triple-phase-shift，tps)控制等。sps控制是使用最廣泛最常規(guī)的控制方式，但在要求高性能的場(chǎng)合存在很多缺點(diǎn)，如控制策略效率低，回流功率較大，開(kāi)關(guān)器件的應(yīng)力過(guò)大的局限性從而使用較少，eps控制、dps控制以及tps控制由于其容易實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，較好地解決了功率回流以及提升了動(dòng)態(tài)性能在工業(yè)領(lǐng)域廣泛應(yīng)用。然而、無(wú)論是哪一種先進(jìn)的控制策略，在高頻變壓器一次側(cè)都存在超前橋臂和滯后橋臂，它們的軟開(kāi)關(guān)情況是不相同的，以至于在變壓器變比k(k＝nu1/u2)是輸入和輸出電壓調(diào)節(jié)比)≠1時(shí)，負(fù)載率小于0.5時(shí)會(huì)產(chǎn)生開(kāi)關(guān)管熱損耗的增加，從而降低電路的效率。

文獻(xiàn)1“雙重移相控制的雙向全橋dc-dc變換器及其功率回流特性分析，中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2012，vol32(12)，p43-50”中所提出的控制方法為現(xiàn)如今航空dabdc-dc變換器最常用的一種控制方式，通過(guò)分析電路的輸出功率與硬件參數(shù)確定軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)范圍，從而確定控制信號(hào)移相角的控制方式實(shí)現(xiàn)控制目的。

對(duì)于dabdc-dc變換器功率mosfet的熱損耗主要分為導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)損耗，開(kāi)關(guān)損耗主要取決于功率mosfet由開(kāi)通到關(guān)斷(或關(guān)斷到開(kāi)通)期間內(nèi)，加在其兩端的電壓vds和通過(guò)mosfet的電流id決定的。

超前橋臂與滯后橋臂都工作在硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，但滯后橋臂的開(kāi)關(guān)損耗比超前橋臂更大。

以升壓模式為例，傳統(tǒng)控制方法下低壓側(cè)q1和q2作為超前橋臂工作。q3和q4作為滯后橋臂。滯后橋臂的重疊區(qū)域相比超前區(qū)域更大，開(kāi)關(guān)損耗也更大，因此正是由于這種開(kāi)關(guān)情況的不平衡導(dǎo)致了功率器件的熱不平衡。

這種不平衡產(chǎn)生的原因不僅是由于在輕載條件下軟開(kāi)關(guān)的條件的差異導(dǎo)致的，而且由于mosfet開(kāi)通、關(guān)斷時(shí)不同的漏源電壓vds也導(dǎo)致了功率器件的電壓應(yīng)力有所差異。這種差異導(dǎo)致的超前橋臂與滯后橋臂的實(shí)際熱不平衡，作為滯后橋臂的q3和q4相比作為超前橋臂的q1和q2，熱損耗明顯更高。

此控制方式在輕載條件下的軟開(kāi)關(guān)范圍變得急劇減小，這是由于在分析dabdc-dc變換器的軟開(kāi)關(guān)條件時(shí)忽略了mosfet并聯(lián)緩沖電容(cd1-cd4，cm1-cm4)在橋臂上下管的開(kāi)通、關(guān)斷瞬間，也就是死區(qū)時(shí)間內(nèi)的充放電情況對(duì)mosfet開(kāi)通、關(guān)斷的影響。且在輕載條件下，軟開(kāi)關(guān)范圍縮小，尤其是滯后橋臂的軟開(kāi)關(guān)條件更為苛刻，在固定條件下滯后橋臂更難實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，從而造成開(kāi)關(guān)噪聲的增加以及功率器件的熱不平衡，增加了器件的應(yīng)力，減少了電路的壽命。而在對(duì)功率器件可靠性要求極高的航空航天領(lǐng)域中，傳統(tǒng)的控制方法無(wú)法解決在航空電氣系統(tǒng)高壓直流母線與做動(dòng)類(lèi)電氣負(fù)載能量可靠流動(dòng)的問(wèn)題。變換器開(kāi)關(guān)器件的熱應(yīng)力始終是一個(gè)難題需要解決，現(xiàn)有技術(shù)為了解決這一問(wèn)題，降低開(kāi)關(guān)損耗，實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)區(qū)域最大化，從建模方法從時(shí)域到頻域進(jìn)行軟開(kāi)關(guān)條件推導(dǎo)，利用各種調(diào)制補(bǔ)償技術(shù)，控制移向角的優(yōu)化條件去實(shí)現(xiàn)損耗控制。如文獻(xiàn)2“基于雙重移相控制的雙有源橋dc-dc變換器的軟開(kāi)關(guān)，電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2015，vol30(12)，p106-113”中所提到的硬件方法，通過(guò)對(duì)變換器磁性元件參數(shù)進(jìn)行計(jì)算設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了輕載條件下提高變換器效率和軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)范圍的目標(biāo)。但是此方法存在實(shí)現(xiàn)過(guò)程較為復(fù)雜，工程實(shí)現(xiàn)過(guò)于繁瑣的缺點(diǎn)，且會(huì)導(dǎo)致難以在現(xiàn)有設(shè)備中實(shí)現(xiàn)改造的缺陷。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有熱平衡控制方法復(fù)雜的不足，本發(fā)明提供一種航空雙有源橋變換器功率器件的熱平衡控制方法。該方法在雙重移相控制方法的基礎(chǔ)上，分析輕載條件下的軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，提出一種目的為平衡輕載條件下橋臂開(kāi)關(guān)損耗，通過(guò)兩種調(diào)節(jié)模式調(diào)整橋臂的超前、滯后關(guān)系的控制思路，在以低壓側(cè)輸入電壓u2＝28v，高壓側(cè)輸出電壓u1＝270v，滿載輸出功率750w的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，型號(hào)為tms320f28069的控制器的基礎(chǔ)上，減小了功率開(kāi)關(guān)管應(yīng)力，平衡了開(kāi)關(guān)器件的熱損耗，提高了整個(gè)變換器的效率，方法簡(jiǎn)單。

本發(fā)明解決其技術(shù)問(wèn)題所采用的技術(shù)方案：一種航空雙有源橋變換器功率器件的熱平衡控制方法，其特點(diǎn)是包括以下步驟：

步驟一、硬件平臺(tái)基礎(chǔ)。

航空雙有源橋變換器硬件平臺(tái)功率電路部分包含兩個(gè)全橋電路、一個(gè)功率高頻變壓器和一個(gè)功率電感。采樣及控制電路對(duì)輸入和輸出的電壓信號(hào)進(jìn)行采樣和調(diào)理，并將處理過(guò)的弱電信號(hào)送入以tms320f28069為核心的控制器中的模數(shù)轉(zhuǎn)換器進(jìn)行運(yùn)算，處理結(jié)果通過(guò)pwm模塊輸出口輸出相對(duì)應(yīng)的控制信號(hào)。同時(shí)應(yīng)用高速光耦實(shí)現(xiàn)數(shù)字信號(hào)的隔離，利用驅(qū)動(dòng)芯片對(duì)每個(gè)全橋電路中的開(kāi)關(guān)管進(jìn)行驅(qū)動(dòng)控制。

步驟二、熱平衡控制策略軟件實(shí)現(xiàn)方法。

進(jìn)行系統(tǒng)初始化，包括tms320f28069正常運(yùn)行的系統(tǒng)函數(shù)的調(diào)用。進(jìn)行增強(qiáng)型脈沖寬度調(diào)制器epwm的1～4通道進(jìn)行初始化，包括控制脈沖信號(hào)的占空比、頻率、死區(qū)時(shí)間、epwma和epwmb運(yùn)行方式。啟用pie中斷，使能tms320f28069的外設(shè)中斷，再初始化adc，定義adc采樣頻率為5khz、采樣方式為順序采樣，同時(shí)使能adcsoc使能采樣通道，并進(jìn)入等待ad中斷狀態(tài)。

adc采樣512個(gè)值后進(jìn)入ad中斷，由于dab雙向dc-dc變換器輸出電壓有開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)時(shí)的瞬態(tài)干擾，因此對(duì)采樣值進(jìn)行調(diào)整，將此512點(diǎn)進(jìn)入快速排序，最終取中間256個(gè)點(diǎn)的平均值作為采樣結(jié)果與參考值比較，確定pi調(diào)節(jié)函數(shù)的輸出量，對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行閉環(huán)控制。

閉環(huán)控制分為兩個(gè)控制分支，分別為電壓控制環(huán)和熱平衡控制環(huán)，電壓控制環(huán)控制輸出電壓的恒定，熱平衡控制環(huán)用來(lái)確定熱平衡控制命令，根據(jù)時(shí)基交替模式和溫度反饋模式兩種工作模式對(duì)功率開(kāi)關(guān)管進(jìn)行溫度控制，其中對(duì)移相后的pwm波形進(jìn)行補(bǔ)償，抵消轉(zhuǎn)換瞬間的功率偏置。相比于通常使用的esp控制策略下的電路設(shè)計(jì)，該方案下dsp控制器內(nèi)部的adc采集輸出電壓信號(hào)，與參考信號(hào)生成誤差信號(hào)，緊接著控制器發(fā)出相對(duì)應(yīng)控制信號(hào)作用于pwm控制器來(lái)調(diào)節(jié)輸出參數(shù)。于此同時(shí)，控制器根據(jù)時(shí)基控制信號(hào)或者溫度反饋信號(hào)發(fā)出控制命令0或1。控制命令為0時(shí)：s1、s2(q1、q2)作為超前橋臂，s3、s4(q3、q4)作為滯后橋臂；控制命令為1時(shí)：s3、s4(q3、q4)作為超前橋臂，s1、s2(q1、q2)作為滯后橋臂。

(1)模式1—時(shí)基交替控制模式：該模式下，通過(guò)配置tms320f28069內(nèi)的定時(shí)器，配置交替運(yùn)行的時(shí)間周期，每當(dāng)計(jì)數(shù)器達(dá)到每個(gè)時(shí)間周期的終點(diǎn)，控制命令由0轉(zhuǎn)換為1或者由1轉(zhuǎn)換為0，轉(zhuǎn)換結(jié)束后計(jì)數(shù)器清零，進(jìn)入新的時(shí)間周期計(jì)數(shù)，達(dá)到交替改變橋臂的超前、滯后關(guān)系，設(shè)定時(shí)間周期為5ms。

(2)模式2—溫度反饋控制模式：該模式下，需要先分別對(duì)超前、滯后橋臂的功率mosfet進(jìn)行溫度采樣，隨后根據(jù)采樣結(jié)果進(jìn)行處理后改變系統(tǒng)的控制命令。溫度采樣電路主要由兩個(gè)含有相同熱敏電阻網(wǎng)絡(luò)的差分放大器組成，通過(guò)求得采樣電壓與基準(zhǔn)電壓的差值進(jìn)行相應(yīng)倍數(shù)的放大后得到dsp采樣的電壓值tmp1和tmp2，tmp1和tmp2分別用來(lái)反映橋臂s1、s2(q1、q2)和s3、s4(q3、q4)的熱損耗情況。當(dāng)δt≥2℃時(shí)，控制命令由0轉(zhuǎn)換為1或者由1轉(zhuǎn)換為0，從而達(dá)到功率器件的熱損耗平衡。

在通過(guò)控制命令調(diào)節(jié)一次側(cè)兩橋臂pwm超前、滯后關(guān)系的過(guò)程控制中，當(dāng)控制命令由0變?yōu)?時(shí)，若不對(duì)瞬態(tài)的控制信號(hào)進(jìn)行合理的控制直接改變移相關(guān)系，會(huì)使此刻一個(gè)ts內(nèi)超前橋臂的開(kāi)通狀態(tài)延長(zhǎng)2d1ts，滯后橋臂的開(kāi)通狀態(tài)不變，導(dǎo)致變壓器一次側(cè)電壓不平衡產(chǎn)生直流分量，功率傳輸突變，會(huì)進(jìn)一步造成功率器件的工作應(yīng)力和損耗。

對(duì)控制命令發(fā)出后pwm改變移相關(guān)系的瞬態(tài)過(guò)程控制進(jìn)行優(yōu)化，在控制命令由0變?yōu)?時(shí)，延長(zhǎng)一個(gè)ts內(nèi)超前橋臂的開(kāi)通狀態(tài)d1ts，與此同時(shí)將滯后橋臂在此時(shí)ts時(shí)間內(nèi)的開(kāi)通狀態(tài)縮短d1ts，達(dá)到變壓器一次側(cè)電壓狀態(tài)不變，從而平滑地過(guò)度到第二種工作狀態(tài)。

本發(fā)明的有益效果是：該方法在雙重移相控制方法的基礎(chǔ)上，分析輕載條件下的軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，提出一種目的為平衡輕載條件下橋臂開(kāi)關(guān)損耗，通過(guò)兩種調(diào)節(jié)模式調(diào)整橋臂的超前、滯后關(guān)系的控制思路，在以低壓側(cè)輸入電壓u2＝28v，高壓側(cè)輸出電壓u1＝270v，滿載輸出功率750w的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，型號(hào)為tms320f28069的控制器的基礎(chǔ)上，減小了功率開(kāi)關(guān)管應(yīng)力，平衡了開(kāi)關(guān)器件的熱損耗，提高了整個(gè)變換器的效率，方法簡(jiǎn)單。

下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施方式對(duì)本發(fā)明作詳細(xì)說(shuō)明。

附圖說(shuō)明

圖1是本發(fā)明航空雙有源橋變換器功率器件的熱平衡控制方法的流程圖。

圖2是本發(fā)明方法所應(yīng)用的場(chǎng)合：dabdc-dc變換器的拓?fù)鋱D。

圖3是本發(fā)明方法的控制框圖。

圖4是本發(fā)明方法熱平衡移相控制策略框圖。

圖5是本發(fā)明方法拓?fù)渲泄β蕀osfet電流與溫升速率曲線(irfp4310z)。

圖6是本發(fā)明方法輕載條件下超前橋臂(a)與滯后橋臂(b)的開(kāi)關(guān)波形。

圖7是本發(fā)明方法實(shí)驗(yàn)樣機(jī)溫度采樣電路原理圖。

圖8是本發(fā)明方法對(duì)比傳統(tǒng)控制方法的效率曲線。

圖9是本發(fā)明方法在模式轉(zhuǎn)換狀態(tài)時(shí)電路工作波形，(a)傳統(tǒng)移相算法波形圖，(b)優(yōu)化后移相算法波形圖。

具體實(shí)施方式

參照?qǐng)D1-9。本發(fā)明航空雙有源橋變換器功率器件的熱平衡控制方法具體步驟如下：

1、硬件平臺(tái)基礎(chǔ)。

實(shí)驗(yàn)用航空雙有源橋變換器硬件平臺(tái)功率電路部分主要包含兩個(gè)全橋電路、一個(gè)功率高頻變壓器和一個(gè)功率電感。采樣及控制電路對(duì)輸入和輸出的電壓信號(hào)進(jìn)行采樣和調(diào)理，并將處理過(guò)的弱電信號(hào)送入以tms320f28069為核心的控制器中的模數(shù)轉(zhuǎn)換器進(jìn)行運(yùn)算，處理結(jié)果通過(guò)pwm模塊輸出口輸出相對(duì)應(yīng)的控制信號(hào)。同功率電路部分主要包含兩個(gè)全橋電路、一個(gè)功率高頻變壓器和一個(gè)功率電感。對(duì)輸入和輸出的電壓信號(hào)進(jìn)行采樣和調(diào)理，并將處理過(guò)的弱電信號(hào)送入tms320f28069的控制器中的模數(shù)轉(zhuǎn)換器進(jìn)行運(yùn)算，處理結(jié)果通過(guò)pwm模塊輸出口輸出相對(duì)應(yīng)的控制信號(hào)。同時(shí)應(yīng)用高速光耦實(shí)現(xiàn)數(shù)字信號(hào)的隔離，利用專(zhuān)用的驅(qū)動(dòng)芯片對(duì)每個(gè)全橋電路中的開(kāi)關(guān)管進(jìn)行驅(qū)動(dòng)控制。表1為變換器樣機(jī)相關(guān)參數(shù)。

表1實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)

2、熱平衡控制策略軟件實(shí)現(xiàn)方法。

首先進(jìn)行系統(tǒng)初始化，其中包括tms320f28069正常運(yùn)行的系統(tǒng)函數(shù)的調(diào)用。接下來(lái)進(jìn)行增強(qiáng)型脈沖寬度調(diào)制器epwm的1～4通道進(jìn)行初始化，其中包括控制脈沖信號(hào)的占空比、頻率、死區(qū)時(shí)間、epwma和epwmb運(yùn)行方式等參數(shù)。接下來(lái)啟用pie中斷，使能tms320f28069的外設(shè)中斷，再初始化adc，定義adc采樣頻率為5khz、采樣方式為順序采樣，同時(shí)使能adcsoc使能采樣通道，并進(jìn)入等待ad中斷狀態(tài)。

adc采樣512個(gè)值后進(jìn)入ad中斷，由于dab雙向dc-dc變換器輸出電壓有開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)時(shí)的瞬態(tài)干擾，因此需要對(duì)采樣值進(jìn)行調(diào)整，具體方法是將此512點(diǎn)進(jìn)入快速排序，最終取中間256個(gè)點(diǎn)的平均值作為采樣結(jié)果與參考值比較，從而確定pi調(diào)節(jié)函數(shù)的輸出量，對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行閉環(huán)控制。

閉環(huán)控制分為兩個(gè)控制分支，分別為電壓控制環(huán)和熱平衡控制環(huán)，電壓控制環(huán)控制輸出電壓的恒定，熱平衡控制環(huán)用來(lái)確定熱平衡控制命令，根據(jù)時(shí)基交替模式和溫度反饋模式兩種工作模式對(duì)功率開(kāi)關(guān)管進(jìn)行溫度控制，其中對(duì)移相后的pwm波形進(jìn)行補(bǔ)償，抵消轉(zhuǎn)換瞬間的功率偏置。相比于通常使用的esp控制策略下的電路設(shè)計(jì)，該方案下dsp控制器內(nèi)部的adc采集輸出電壓信號(hào)，與參考信號(hào)生成誤差信號(hào)，緊接著控制器發(fā)出相對(duì)應(yīng)控制信號(hào)作用于pwm控制器來(lái)調(diào)節(jié)輸出參數(shù)。于此同時(shí)，控制器根據(jù)時(shí)基控制信號(hào)或者溫度反饋信號(hào)發(fā)出控制命令0或1?？刂泼顬?時(shí)：s1、s2(q1、q2)作為超前橋臂，s3、s4(q3、q4)作為滯后橋臂；控制命令為1時(shí)：s3、s4(q3、q4)作為超前橋臂，s1、s2(q1、q2)作為滯后橋臂。

(1)模式1—時(shí)基交替控制模式：該模式下，通過(guò)配置tms320f28069內(nèi)的定時(shí)器，配置交替運(yùn)行的時(shí)間周期，每當(dāng)計(jì)數(shù)器達(dá)到每個(gè)時(shí)間周期的終點(diǎn)，控制命令由0轉(zhuǎn)換為1或者由1轉(zhuǎn)換為0，轉(zhuǎn)換結(jié)束后計(jì)數(shù)器清零，進(jìn)入新的時(shí)間周期計(jì)數(shù)，從而達(dá)到交替改變橋臂的超前、滯后關(guān)系，在本文中設(shè)定的時(shí)間周期為5ms。

(2)模式2—溫度反饋控制模式：該模式下，需要先分別對(duì)超前、滯后橋臂的功率mosfet進(jìn)行溫度采樣，隨后根據(jù)采樣結(jié)果進(jìn)行處理后改變系統(tǒng)的控制命令。溫度采樣電路主要由兩個(gè)含有相同熱敏電阻網(wǎng)絡(luò)的差分放大器組成，通過(guò)求得采樣電壓與基準(zhǔn)電壓的差值進(jìn)行相應(yīng)倍數(shù)的放大后得到dsp采樣的電壓值tmp1和tmp2，tmp1和tmp2分別用來(lái)反映橋臂s1、s2(q1、q2)和s3、s4(q3、q4)的熱損耗情況。當(dāng)δt≥2℃時(shí)，控制命令由0轉(zhuǎn)換為1或者由1轉(zhuǎn)換為0，從而達(dá)到功率器件的熱損耗平衡。

在通過(guò)控制命令調(diào)節(jié)一次側(cè)兩橋臂pwm超前、滯后關(guān)系的過(guò)程控制中，并非簡(jiǎn)單的直接改變移相關(guān)系就可以保持電路的平穩(wěn)運(yùn)行，當(dāng)控制命令由0變?yōu)?時(shí)，若不對(duì)瞬態(tài)的控制信號(hào)進(jìn)行合理的控制直接改變移相關(guān)系，會(huì)使此刻一個(gè)ts內(nèi)超前橋臂的開(kāi)通狀態(tài)延長(zhǎng)2d1ts，滯后橋臂的開(kāi)通狀態(tài)不變，導(dǎo)致變壓器一次側(cè)電壓不平衡產(chǎn)生直流分量，功率傳輸突變，會(huì)進(jìn)一步造成功率器件的工作應(yīng)力和損耗。

在本文提出的新型熱平衡移相控制方法中，對(duì)控制命令發(fā)出后pwm改變移相關(guān)系的瞬態(tài)過(guò)程控制進(jìn)行了優(yōu)化，在控制命令由0變?yōu)?時(shí)，延長(zhǎng)一個(gè)ts內(nèi)超前橋臂的開(kāi)通狀態(tài)d1ts，與此同時(shí)將滯后橋臂在此時(shí)ts時(shí)間內(nèi)的開(kāi)通狀態(tài)縮短d1ts，從而達(dá)到變壓器一次側(cè)電壓狀態(tài)不變，從而平滑地過(guò)度到第二種工作狀態(tài)?？刂泼钣?變?yōu)?的轉(zhuǎn)換方式與此相同。通過(guò)該方法，保證了變換器的穩(wěn)定性，進(jìn)一步降低了功率器件的開(kāi)關(guān)應(yīng)力，提高整個(gè)變換器的效率。

本發(fā)明的效果。

變換器正常升壓模式滿載工作時(shí)，低壓側(cè)輸入電壓u2＝28v，高壓側(cè)輸出電壓u1＝270v，滿載輸出功率750w，效率93％。當(dāng)控制信號(hào)由0變?yōu)?時(shí)，原超前橋臂q1、q2變?yōu)闇髽虮?，原滯后橋臂q3、q4變?yōu)槌皹虮?，在過(guò)程的轉(zhuǎn)換中，功率傳輸基本保持穩(wěn)定運(yùn)行，輸出電壓恒定不變。

由本發(fā)明提出的兩種熱平衡移相控制方式與傳統(tǒng)esp控制在變換器工作在輕載狀態(tài)下(負(fù)載率10％)運(yùn)行5min后的熱分析圖的對(duì)比下，傳統(tǒng)esp控制模式下的工況，超前橋臂q1、q2溫度為36.9℃，滯后橋臂q3、q4由于諧振電流更接近于零導(dǎo)致難以實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，從而增大了開(kāi)關(guān)應(yīng)力和損耗，其溫度為47.3℃，△t＝10.4℃；q1、q2作為滯后橋臂時(shí)△t＝8.9℃。時(shí)基交替模式下(轉(zhuǎn)換周期為5ms)，在保證電路平穩(wěn)工作的前提下，比傳統(tǒng)的esp控制熱損耗下降了很多，橋臂q1、q2溫度為37.1℃，橋臂q3、q4溫度為39.6℃，△t＝10.4℃。橋臂間雖然仍有較小的溫差，但以大體解決了熱不平衡問(wèn)題。溫度反饋控制模式下，橋臂q1、q2溫度為38.0℃，橋臂q3、q4溫度為36.6℃，△t＝1.4℃，橋臂間的熱損耗基本達(dá)到平衡，于此同時(shí)通過(guò)本發(fā)明提出控制方法的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，dabdc-dc變換器在整體損耗也有明顯地下降。

表2是通過(guò)對(duì)全負(fù)載范圍內(nèi)的工作效率的測(cè)試結(jié)果表格。

表2三種控制方式下的效率

在負(fù)載率較高時(shí)，兩種熱平衡移相控制方式對(duì)系統(tǒng)的效率提升并不明顯，而在輕載條件下(負(fù)載率小于20％)，時(shí)基交替控制與溫度反饋控制方式下的dabdc-dc變換器地效率有明顯的提升，使用溫度反饋控制方法相比使用時(shí)基交替控制方法時(shí)效率還要略高一點(diǎn)。