本發(fā)明涉及一種基于控制型軟開關(guān)的改進式定頻滯環(huán)電流控制方法和電路，屬于電力電子變換器領(lǐng)域，尤其屬于小功率逆變器的技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

對于功率逆變器，為了實現(xiàn)低成本、高可靠性、高功率密度的目標，開關(guān)頻率提高的重要性日益突出。但是，隨著開關(guān)頻率的增加，許多問題凸顯出來：開關(guān)器件功率損耗增大、濾波器體積增大、電磁干擾(emi)增加等。在增加開關(guān)頻率的過程中，且同時保持低損耗、低emi的性能，軟開關(guān)技術(shù)成為一種理想的選擇，開關(guān)電壓/電流波形不發(fā)生交疊，即所謂的零電壓開關(guān)(zvs)/零電流開關(guān)(zcs)技術(shù)。軟開關(guān)逆變器一般是由傳統(tǒng)逆變電路加上合適的輔助電路實現(xiàn)。但是，理想的軟開關(guān)技術(shù)是在不增加任何輔助電路的前提下，既能簡化逆變器的拓撲，又不增加成本?；趩蜗嗳珮蚧虬霕蛲負涞目刂菩蛙涢_關(guān)技術(shù)完全可以實現(xiàn)理想的軟開關(guān)技術(shù)，利用開關(guān)管并聯(lián)的結(jié)電容與輸出電感發(fā)生諧振來實現(xiàn)電感電流的雙向流動，在開關(guān)管導通之前，電感電流先流過與開關(guān)管并聯(lián)的體二極管，從而營造零電壓開通環(huán)境。只要電感電流高頻紋波大于兩倍負載電流，則軟開關(guān)狀態(tài)會自動滿足。

控制型軟開關(guān)技術(shù)的電感電流調(diào)制方式可分為邊界電流模式(bcm,boundarycurrentmode)、固定滯環(huán)寬度模式(chcm,constanthysteresiscurrentmode)、變滯環(huán)寬度電流模式(vhcm,variablehysteresiscurrentmode)。其實質(zhì)是一種滯環(huán)調(diào)制的常規(guī)滑?？刂?。滯環(huán)電流控制是一種基于瞬時值反饋的控制方式，具有魯棒性好、電流響應速度快、電路結(jié)構(gòu)簡單等優(yōu)點，其運行機制如下：設置參考電流上下邊界值，將輸出電流反饋到給定端，當反饋輸出電流大于參考電流上邊界值，則產(chǎn)生一個控制信號，驅(qū)動相應的功率開關(guān)管，使輸出電流減少。當輸出電流小于電流下邊界值，則產(chǎn)生一個控制信號，驅(qū)動相應的功率開關(guān)管，使輸出電流增加。其余情況保持原開關(guān)狀態(tài)。由于開關(guān)管開關(guān)點更迭取決于逆變器輸出電流到達上下限的時間，且電感電流的變化率隨時間變化，因而會導致其開關(guān)頻率不固定，變化范圍大，導致濾波器的尺寸過大和調(diào)節(jié)性能的惡化，使輸出特性不理想。

基于以上分析，現(xiàn)有技術(shù)中缺少一種控制方式，使其在實現(xiàn)控制型軟開關(guān)技術(shù)基礎上，同時具有固定開關(guān)頻率的特性。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是針對傳統(tǒng)控制型軟開關(guān)電流控制的開關(guān)頻率不固定，提出一種基于控制型軟開關(guān)的定頻滯環(huán)電流控制方法和電路，實現(xiàn)開關(guān)頻率的固定，適合于單相全橋或半橋拓撲，是一種控制簡單、易于實現(xiàn)的數(shù)?；旌峡刂齐娐?。

本發(fā)明采用的技術(shù)方案是：

一、一種基于控制型軟開關(guān)的改進式定頻滯環(huán)電流控制方法：

本發(fā)明基于控制型軟開關(guān)技術(shù)，將三角載波和滯環(huán)電流控制相結(jié)合，實現(xiàn)開關(guān)頻率的固定?？刂菩蛙涢_關(guān)實質(zhì)上是基于滯環(huán)調(diào)制的常規(guī)滑?？刂?，電感電流的跟蹤軌跡s(x,t)決定滑模控制方案。

設定控制型軟開關(guān)的開關(guān)頻率和三角載波的頻率相同，并且采用以下公式獲得電感電流的跟蹤軌跡s(x,t)，將電流誤差按照滯環(huán)控制進行比較來控制功率開關(guān)管通斷，進而形成改進式滯環(huán)調(diào)制以進行滑?？刂疲?/p>

其中，s(x,t)表示電感電流的跟蹤軌跡，x表示電感電流，t表示時間，u⁺表示直流電壓的高值，u^-表示直流電壓的低值，u(t)表示橋臂的輸出電壓，hold表示保持不變，δi為三角載波。

本發(fā)明使用雙三角載波調(diào)制來確保電感電流在一個開關(guān)周期內(nèi)雙向流動，保證實現(xiàn)軟開關(guān)的控制。

所述的三角載波δi為等腰三角形載波，峰值為負載電流峰值，頻率與所需要固定的開關(guān)頻率相同。

二、一種基于控制型軟開關(guān)的改進式定頻滯環(huán)電流控制電路：

包括負載電壓采樣電路、電感電流采樣電路、數(shù)字信號處理器dsp、三角波發(fā)生電路、驅(qū)動電路和合成加法器；

電感電流采樣電路具體包括電流互感器、電流傳感器和電流加法器，電流互感器和電流傳感器分別連接在控制型軟開關(guān)逆變電路中的濾波電容支路和輸出負載支路，電流傳感器和電流互感器均連接到電流加法器的輸入端，電流加法器的輸出為電感電流并作為電感電流采樣電路的輸出端；

負載電壓采樣電路的輸入端連接到控制型軟開關(guān)逆變電路中的負載阻抗一端，電感電流采樣電路和負載電壓采樣電路的輸出端均連接到數(shù)字信號處理器dsp的輸入端，數(shù)字信號處理器dsp的信號輸出端和三角波發(fā)生電路的信號輸出端經(jīng)合成加法器連接到數(shù)字信號處理器dsp的輸入端，數(shù)字信號處理器dsp輸出端經(jīng)驅(qū)動電路連接到控制型軟開關(guān)逆變電路中的mosfet功率管。

所述的數(shù)字信號處理器dsp內(nèi)部設有第一比較器和第二比較器、比較器輸出狀態(tài)寄存器和脈寬調(diào)制信號pwm發(fā)生器，第一比較器和第二比較器的輸出端經(jīng)比較器輸出狀態(tài)寄存器和脈寬調(diào)制信號pwm發(fā)生器連接。

所述的負載電壓采樣電路采集獲得的電感電壓輸入到數(shù)字信號處理器dsp，數(shù)字信號處理器dsp產(chǎn)生正負電流的兩個正弦參考信號i+sine和i-sine，由三角波發(fā)生電路產(chǎn)生三角載波參考信號δi；

正電流的正弦參考信號i+sine疊加三角載波參考信號δi得到滯環(huán)控制的參考電流上限i+peak并輸入到數(shù)字信號處理器dsp內(nèi)第一比較器的反相輸入端，負電流的正弦參考信號i-sine疊加三角載波參考信號δi得到滯環(huán)控制的參考電流下限i-peak并輸入到數(shù)字信號處理器dsp第二比較器的反相輸入端；

電感電流采樣電路采集獲得的電感電流輸入到數(shù)字信號處理器dsp內(nèi)第一比較器和第二比較器的正相輸入端，第一比較器和第二比較器的比較結(jié)果均發(fā)送到比較器輸出狀態(tài)寄存器，數(shù)字信號處理器dsp從比較器輸出狀態(tài)寄存器調(diào)取比較結(jié)果進行滯環(huán)控制，并由脈寬調(diào)制信號pwm發(fā)生器輸出pwm信號發(fā)送到驅(qū)動電路，通過驅(qū)動電路驅(qū)動控制型軟開關(guān)逆變電路中各個開關(guān)功率管的通斷。

三、應用于具體控制電路的一種改進式定頻滯環(huán)電流控制方法：

所述的控制型軟開關(guān)逆變電路是主要由開關(guān)管q1、q2、q3和q4相依次連接并組成的橋式電路，開關(guān)管q1、q2、q3和q4均為mosfet功率管或帶有反并二極管的igbt功率管器件；

當電感電流采樣電路采集獲得的電感電流大于參考電流上限i+peak，則脈寬調(diào)制信號pwm發(fā)生器輸出pwm信號，通過驅(qū)動電路輸出驅(qū)動信號，關(guān)斷串聯(lián)在電壓正極的兩個對角開關(guān)管q1、q3，開通串聯(lián)在電壓負極的兩個對角開關(guān)管q2、q4；

當電感電流采樣電路采集獲得的電感電流小于參考電流下限i-peak，則脈寬調(diào)制信號pwm發(fā)生器輸出pwm信號，通過驅(qū)動電路輸出驅(qū)動信號，開通串聯(lián)在電壓正極的兩個對角開關(guān)管q1、q3，關(guān)斷串聯(lián)在電壓負極的兩個對角開關(guān)管q2、q4。

將負載電壓采樣電路采集到的負載電壓與已給定的參考電壓做比較，經(jīng)過調(diào)解后得到滯環(huán)控制的參考電流上限i+peak和參考電流下限i-peak，具體采用以下過程計算：

計算負載電流有效值iom和負載電壓uom有效值的乘積作為輸出功率p：

其中，iom表示負載電流峰值，uom表示負載電壓峰值，p表示輸出功率；

當輸出功率p和輸出負載電壓確定時，則輸出負載電流即為確定值，由此采用以下公式計算獲得滯環(huán)控制的參考電流上下限：

其中，δihys表示滯環(huán)寬度，i+sine表示正電流的正弦參考信號，i-sine表示負電流的正弦參考信號，δi表示三角載波。

本發(fā)明方法的原理過程如下：

單相全橋逆變器調(diào)制方式可分為單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制。

單極性調(diào)制時，一個橋臂上下開關(guān)管互補工作在高頻狀態(tài)，另一橋臂上下功率管互補工作在低頻狀態(tài)。依據(jù)濾波電感的伏秒平衡原理，通過計算開通時間和關(guān)斷時間以，其開關(guān)頻率可表示為：

當u0>0

假設u0＝uomsin(ωt)和在邊界電流模式時滯環(huán)寬度為δihys＝2(i0+δi)，在固定滯環(huán)寬度模式時滯環(huán)寬度為δihys＝2(iom+δi)。

其中，f表示開關(guān)頻率，vd表示直流源電壓，ls表示濾波電感值，u0表示負載電壓瞬時值，i0表示負載電流瞬時值，δihys表示滯環(huán)寬度，iom為負載電流峰值，uom為負載電壓峰值，ω表示角頻率，表示相位角，δi表示三角載波。

如圖1所示為在正負載電壓時，邊界電流模式在不同逆變器參數(shù)和負載特性下的開關(guān)頻率變化規(guī)律，對于負負載電壓，開關(guān)頻率具有相同的變化規(guī)律。圖1(a)(b)所示為在非純電阻負載特性下有一個尖銳的峰值開關(guān)頻率，該峰值開關(guān)頻率幅值及其出現(xiàn)的位置隨負載功率角變化而變化。圖1(c)所示為當滯環(huán)寬度不變時，開關(guān)頻率隨濾波電感的變化規(guī)律。圖1(d)所示為當濾波電感不變時，開關(guān)頻率隨滯環(huán)寬度的變化規(guī)律。邊界電流模式的滯環(huán)寬度隨著負載電流瞬時值的變化而變化，所以開關(guān)頻率特性會受到負載特性的影響。然而，固定滯環(huán)寬度模式具有固定的滯環(huán)寬度，所以開關(guān)頻率不受負載特性的影響。

圖2表示在單極性和雙極型調(diào)制模式下固定滯環(huán)寬度模式的開關(guān)頻率隨系統(tǒng)參數(shù)的變化規(guī)律。比較圖1和2可看出在相同系統(tǒng)參數(shù)前提下，固定滯環(huán)寬度模式能減少開關(guān)頻率大小且縮小開關(guān)頻率變化范圍。

雙極性調(diào)制時，兩個橋臂上下開關(guān)管互補工作于高頻狀態(tài)，且全橋?qū)枪β书_關(guān)有相同控制信號，依據(jù)濾波電感的伏秒平衡原理，通過計算開通時間和關(guān)斷時間以及開關(guān)頻率的變化規(guī)律，其開關(guān)頻率表示為：

邊界電流模式時δihys＝2(i0+δi)

固定滯環(huán)寬度模式時δihys＝2(iom+δi)

由于負直流母線電壓會加速電感電流的下降率，導致雙極性調(diào)制的頻率變高，但是開關(guān)頻率變化規(guī)律與單極性調(diào)制一致，且開關(guān)頻率變化范圍比單極性小。相比于單極性調(diào)制時斷續(xù)的開關(guān)頻率變化，雙極性調(diào)制提供連續(xù)的開關(guān)頻率變化，可以簡化電流控制。因為單極性調(diào)制需要精確預測負載電壓過零點來實現(xiàn)低頻臂的開關(guān)換向，所以控制復雜，特別當負載為非純阻性負載。雙極性調(diào)制時不需要負載電壓信息，所以雙極性調(diào)制的負載適應性優(yōu)越。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是：

(1)本發(fā)明通過雙三角載波和滯環(huán)電流控制，在功率管零電壓開通的基礎上能夠保持開關(guān)頻率的固定，使得逆變器輸出頻譜更為固定，易于濾波器設計。

(2)本發(fā)明用dsp內(nèi)部的兩個模擬電壓比較器實現(xiàn)滯環(huán)電流控制，減少模擬器件的使用，使控制更為簡單。

(3)不需要在傳統(tǒng)逆變器的主電路上作改動，只要改變控制電路，即可實現(xiàn)功率開關(guān)管零電壓開通，降低開關(guān)損耗，同時開關(guān)頻率的固定，可以減少電磁干擾，易于濾波器設計，具有功率密度高，效率高，成本低等優(yōu)點，適合應用在低成本和高效率化的小功率逆變器場合。

附圖說明

圖1是正負載電壓時，邊界電流模式在不同逆變器參數(shù)和負載特性下開關(guān)頻率變化規(guī)律圖；

圖2是逆變器一個周期單極性和雙極性調(diào)制模式下固定滯環(huán)寬度模式的頻率隨系統(tǒng)參數(shù)的變化規(guī)律圖；

圖3是本發(fā)明實施例采用的單相全橋結(jié)構(gòu)逆變器及其控制電路原理圖；

圖4是數(shù)字信號處理器dsp內(nèi)部的電壓比較器結(jié)構(gòu)示意圖；

圖5是傳統(tǒng)控制型軟開關(guān)和本發(fā)明的控制原理圖，(a)傳統(tǒng)控制型軟開關(guān)，即固定滯環(huán)寬度模式；(b)為基于控制型軟開關(guān)的改進式滯環(huán)電流控制，即雙三角載波定頻模式；

圖6是傳統(tǒng)控制型軟開關(guān)和本發(fā)明的電感電流波形和開關(guān)頻率頻譜對比仿真圖，(a)為傳統(tǒng)控制型軟開關(guān)的電感電流波形和開關(guān)頻率頻譜圖；(b)為基于控制型軟開關(guān)的改進式滯環(huán)電流控制的電感電流波形和開關(guān)頻率頻譜圖；

圖7是功率管的零電壓開通；

圖8是實施例具體實施的改進式定頻滯環(huán)電流控制圖(基于雙三角載波定頻模式實現(xiàn))；

圖9是實施例具體實施的傳統(tǒng)控制型軟開關(guān)和改進定頻滯環(huán)電流控制的電感電流波形和開關(guān)頻率的頻譜圖，(a)為傳統(tǒng)控制型軟開關(guān)的電感電流波形和開關(guān)頻率頻譜圖；(b)為基于控制型軟開關(guān)的改進式滯環(huán)電流控制的電感電流波形和開關(guān)頻率頻譜圖。

圖中：負載電壓采樣電路201、電感電流采樣電路202、數(shù)字信號處理器dsp203、第一比較器204、第二比較器205、脈寬調(diào)制信號pwm發(fā)生器206、驅(qū)動電路207、三角波發(fā)生電路208、合成加法器209、比較器輸出狀態(tài)寄存器210。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明作進一步說明。

如圖3所示，本發(fā)明具體實施采用數(shù)?；旌峡刂疲ㄘ撦d電壓采樣電路201、電感電流采樣電路202、數(shù)字信號處理器dsp203、三角波發(fā)生電路208、驅(qū)動電路207和合成加法器209。

如圖3所示，電感電流采樣電路202具體包括電流互感器、電流傳感器和電流加法器，電流互感器和電流傳感器分別連接在控制型軟開關(guān)逆變電路中的濾波電容支路和輸出負載支路，電流傳感器和電流互感器均連接到電流加法器的輸入端，電流加法器的輸出為電感電流并作為電感電流采樣電路的輸出端；負載電壓采樣電路201的輸入端連接到控制型軟開關(guān)逆變電路中的負載電阻一端，電感電流采樣電路202和負載電壓采樣電路201的輸出端均連接到數(shù)字信號處理器dsp203的輸入端，數(shù)字信號處理器dsp203的信號輸出端和三角波發(fā)生電路208的信號輸出端經(jīng)合成加法器209連接到數(shù)字信號處理器dsp203的輸入端，數(shù)字信號處理器dsp203輸出端經(jīng)驅(qū)動電路207連接到控制型軟開關(guān)逆變電路中的mosfet功率管。

數(shù)字信號處理器dsp203內(nèi)部設有第一比較器204和第二比較器205、比較器輸出狀態(tài)寄存器210和脈寬調(diào)制信號pwm發(fā)生器206，第一比較器204和第二比較器205的輸出端經(jīng)比較器輸出狀態(tài)寄存器210和脈寬調(diào)制信號pwm發(fā)生器206連接。

具體信號處理過程是：

負載電壓采樣電路201采集獲得的電感電壓輸入到數(shù)字信號處理器dsp203，數(shù)字信號處理器dsp203產(chǎn)生正負電流的兩個正弦參考信號i+sine和i-sine，由三角波發(fā)生電路208產(chǎn)生三角載波參考信號δi；

正電流的正弦參考信號i+sine疊加三角載波參考信號δi得到滯環(huán)控制的參考電流上限i+peak并輸入到數(shù)字信號處理器dsp203內(nèi)第一比較器204的反相輸入端，負電流的正弦參考信號i-sine疊加三角載波參考信號δi得到滯環(huán)控制的參考電流下限i-peak并輸入到數(shù)字信號處理器dsp203第二比較器205的反相輸入端；

電感電流采樣電路202采集獲得的電感電流輸入到數(shù)字信號處理器dsp203內(nèi)第一比較器204和第二比較器205的正相輸入端，第一比較器204和第二比較器205的比較結(jié)果均發(fā)送到比較器輸出狀態(tài)寄存器210，數(shù)字信號處理器dsp203從比較器輸出狀態(tài)寄存器210調(diào)取比較結(jié)果進行滯環(huán)控制，并由脈寬調(diào)制信號pwm發(fā)生器206輸出pwm信號發(fā)送到驅(qū)動電路207，通過驅(qū)動電路207驅(qū)動控制型軟開關(guān)逆變器電路中各個功率管的通斷。

第一比較器204負責正峰值參考電流比較，而第二比較器205負責負峰值參考電流比較，比較器輸出的比較結(jié)果反映在數(shù)字信號處理器dsp203的比較器輸出狀態(tài)寄存器210中，經(jīng)過數(shù)字信號處理器dsp203內(nèi)部軟件實現(xiàn)滯環(huán)比較。

具體實施采用以下公式表示：

其中，ω表示角頻率，δihys表示滯環(huán)寬度，i+sine表示正電流的正弦參考信號，i-sine表示負電流的正弦參考信號，iom表示負載電流峰值，i+peak表示滯環(huán)控制的參考電流上限，i-peak表示滯環(huán)控制的參考電流下限，δi表示三角載波。

本發(fā)明的實施例如下：

本發(fā)明實施例采用單相全橋逆變器及其控制電路如圖3所示。圖3中單相全橋逆變器主電路10包括直流源vd、四個功率開關(guān)管q1、q2、q3、q4，濾波電感l(wèi)s、濾波電容cs和負載z。

其中，直流源vd的正極與功率開關(guān)管q1的漏極及功率開關(guān)管q2的漏極相連，直流源vd的負極與功率開關(guān)管q3的源極及功率開關(guān)管q4的源極相連，功率開關(guān)管q1的源極與功率開關(guān)管q4的漏極相連，功率開關(guān)管q2的源極與功率開關(guān)管q3的漏極相連，濾波電感l(wèi)s的一端與功率開關(guān)管q1的源極相連，另一端與濾波電容cs及負載z相連，濾波電容另一端與負載z及直流源vd負極相連。開關(guān)管采用的n型金屬氧化物半導體場效應管(n-mosfet)。

在不加雙三角載波定頻時，逆變器所處的開關(guān)頻率范圍為[fmin,fmax]，以單相全橋逆變器雙極性調(diào)制，純阻性負載為例進行說明，在輸出負載電流峰值處開關(guān)頻率最低，則濾波電感必須滿足下式：

其中，vd表示直流源電壓，uom為負載電壓峰值，i+peak表示滯環(huán)控制的參考電流上限，i-peak表示滯環(huán)控制的參考電流下限，ls表示濾波電感值，fmin表示開關(guān)頻率最小值。

開關(guān)頻率最高處出現(xiàn)在電流過零時刻，則濾波電感必須滿足下式：

其中，fmax表示開關(guān)頻率最大值，在直流源電壓和負載電壓峰值已知的情況下，綜合上兩式，選擇合適的電感值ls。

在不加雙三角載波定頻前，依據(jù)濾波電感的伏秒平衡原理，通過計算功率管的開通時間和關(guān)斷時間，得到單相全橋逆變器的開關(guān)頻率表達式如下式：

其中，f表示開關(guān)頻率，u0表示負載電壓瞬時值，δihys表示滯環(huán)寬度。

本發(fā)明通過設定u0為固定值，并用上式計算的頻率確定三角載波的頻率，作為固定頻率。

在濾波電感值和開關(guān)頻率確定的前提下，濾波電容的選取需要滿足濾波器設計和電流閉環(huán)穩(wěn)定性的要求。為了降低逆變器的成本，應選擇滿足要求的小電容，根據(jù)已知的開關(guān)頻率和濾波電感值，選擇合適的濾波電容值。

圖4為dsp內(nèi)部的模擬電壓比較器原理圖。模擬電壓比較器的輸出比較結(jié)果均發(fā)送到比較器輸出狀態(tài)寄存器(210)，比較器輸出狀態(tài)寄存器的狀態(tài)位compsts反映比較器輸出結(jié)果，當compsts＝1時，表示正相輸入端大于負向輸入端，當compsts＝0時，表示正相輸入端小于負向輸入端。本方法中輸入采用兩個外部模擬輸入。

實施例具體采用以下過程進行控制：

當電感電流采樣電路202采集獲得的電感電流大于參考電流上限i+peak，則脈寬調(diào)制信號pwm發(fā)生器206輸出pwm信號，通過驅(qū)動電路207輸出驅(qū)動信號，關(guān)斷串聯(lián)在電壓正極的兩個對角開關(guān)管q1、q3，開通串聯(lián)在電壓負極的兩個對角開關(guān)管q2、q4；

當電感電流采樣電路202采集獲得的電感電流小于參考電流下限i-peak，則脈寬調(diào)制信號pwm發(fā)生器206輸出pwm信號，通過驅(qū)動電路207輸出驅(qū)動信號，開通串聯(lián)在電壓正極的兩個對角開關(guān)管q1、q3，關(guān)斷串聯(lián)在電壓負極的兩個對角開關(guān)管q2、q4。

具體實施中橋臂上下開關(guān)管互補工作，為保證橋臂不存在直通現(xiàn)象，設置死區(qū)，且死區(qū)設置時間需要大于開關(guān)管結(jié)電容完全充放電的時間。

相比附圖5(a)的電感電流控制結(jié)構(gòu)，本發(fā)明采用固定頻率的三角載波獲得電感電流的跟蹤軌跡s(x,t)，計算電流誤差按照滯環(huán)控制進行比較來控制功率開關(guān)管通斷，如圖5(b)所示。

實施例中進行固定滯環(huán)電流模式和雙三角載波定頻模式仿真過程，仿真后電感電流波形和開關(guān)頻率頻譜結(jié)果如圖6(a)和(b)所示，圖6(a)中可見開關(guān)頻率有較寬的頻譜范圍，圖6(b)中可見開關(guān)頻率具有固定的頻譜。

實施例中進行雙三角載波定頻模式實驗過程，實驗后功率管極間電壓和電感電流波形結(jié)果如圖7所示，圖7中可見實現(xiàn)功率管的零電壓開通，即實現(xiàn)軟開關(guān)。

實施例中進行雙三角載波定頻模式實驗過程，實驗后滯環(huán)控制的參考電流上下限和電感電流波形結(jié)果如圖8所示，圖8中可見雙三角載波控制實現(xiàn)電感電流在一個開關(guān)周期內(nèi)雙向流動，功率管的開關(guān)頻率等同于三角載波的頻率。

實施例中進行固定滯環(huán)電流模式和雙三角載波定頻模式實驗過程，實驗后電感電流波形和開關(guān)頻率頻譜結(jié)果如圖9(a)和(b)所示，圖9(a)中可見開關(guān)頻率有較寬的頻譜范圍，圖9(b)中可見開關(guān)頻率具有固定的頻譜。

由仿真和實驗結(jié)果圖可知，基于控制型軟開關(guān)的固定滯環(huán)電流模式實現(xiàn)軟開關(guān)技術(shù)，但是開關(guān)頻率變化范圍大，而通過基于控制型軟開關(guān)的改進式滯環(huán)電流控制，即通過雙三角載波定頻模式，保證開關(guān)頻率等同于三角載波的頻率，實現(xiàn)開關(guān)頻率的固定。