本發(fā)明屬于直流變換技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種輸入串聯(lián)組合型直流變換器的功率回流優(yōu)化方法。

背景技術(shù)：

雙有源橋(dualactivebridge，dab)直流變換器(dc-dc)可以二象限運(yùn)行，即在保持變換器兩端電壓極性不變的情況下能夠?qū)崿F(xiàn)能量的雙向流動，在功能上優(yōu)于單向直流變換器，相對于傳統(tǒng)的單向直流變換器，降低了器件數(shù)量和成本，減小了變換器的體積和重量，提高了系統(tǒng)功率因數(shù)。因此，在電動汽車、不間斷電源和直流電機(jī)驅(qū)動等需要進(jìn)行能量雙向流動的場合，dab型直流變換器正得到廣泛使用。

為匹配不同電壓等級的直流母線，避免多個(gè)功率器件串聯(lián)引起的均壓問題，提高系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)度和集成度，可將各dab的輸入和輸出進(jìn)行相互串聯(lián)或相互并聯(lián)。根據(jù)聯(lián)結(jié)方式不同，得到的模塊化組合型直流變換器可以分為以下四類：輸入并聯(lián)輸出并聯(lián)、輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)、輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)和輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)。

目前dab的傳統(tǒng)控制方式是移相控制，即通過控制兩個(gè)全橋變換器的驅(qū)動脈沖，在變壓器原邊和副邊產(chǎn)生具有相移的方波信號，通過對方波移相角的調(diào)節(jié)便可以調(diào)節(jié)功率的大小和流向。這種控制方式容易實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)、系統(tǒng)慣性小、動態(tài)響應(yīng)快，但在輸入輸出電壓幅值不匹配時(shí)，容易導(dǎo)致變換器的回流功率和電流應(yīng)力增大，降低了系統(tǒng)功率因數(shù)，增加了變換器損耗。將各dab進(jìn)行串并聯(lián)組合后，所得到的模塊化組合型直流變換器同樣存在功率回流問題。

為克服dab傳統(tǒng)移相控制的缺點(diǎn)，國內(nèi)外學(xué)者陸續(xù)提出了擴(kuò)展移相(extended-phase-shift)、雙重移相(dual-phase-shift)和三重移相(triple-phase-shift)等控制方式，降低了系統(tǒng)回流功率。但這些控制法往往需要增加控制環(huán)，要控制的變量也較多，需要對多種工作模態(tài)進(jìn)行復(fù)雜的分析；而且這些方法均針對單模塊dab直流變換器進(jìn)行設(shè)計(jì)，未考慮到模塊化組合型直流變換器固有的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，實(shí)施難度較大。

因此，設(shè)計(jì)針對模塊化組合型直流變換器固有特點(diǎn)的功率回流優(yōu)化簡化方法具有重要的意義。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：針對以上問題，本發(fā)明提出一種基于模塊間交錯移相的輸入串聯(lián)組合型直流變換器的功率回流優(yōu)化方法，針對輸入串聯(lián)型模塊組合式dab電路的拓?fù)涮攸c(diǎn)，通過對一次側(cè)串聯(lián)的h橋逆變器的調(diào)制波初始相位錯開不同角度，使各h橋在串聯(lián)側(cè)產(chǎn)生的環(huán)流激勵電壓被總體削弱，從而削弱了串聯(lián)側(cè)的總體功率回流。

技術(shù)方案：為實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的目的，本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是：一種輸入串聯(lián)組合型直流變換器的功率回流優(yōu)化方法，應(yīng)用于輸入串聯(lián)型組合型直流變換器，具體包括以下步驟：

(1)使用傳統(tǒng)移相控制方法，進(jìn)行直流變壓與功率傳輸，控制原邊調(diào)制信號初始相位相同；

(2)對直流變換器一次側(cè)串聯(lián)的h橋逆變器的調(diào)制波初始相位錯開不同角度，使各h橋在串聯(lián)側(cè)產(chǎn)生的環(huán)流激勵電壓被總體削弱，從而削弱串聯(lián)側(cè)的總體功率回流。

輸入串聯(lián)型組合型直流變換器包括n個(gè)單模塊直流變換器，輸出直流側(cè)相互串聯(lián)或并聯(lián)。單模塊直流變換器為雙有源橋，包括一個(gè)h橋逆變器和一個(gè)h橋整流器，逆變器和整流器的交流側(cè)經(jīng)一個(gè)變壓器和一個(gè)變壓器漏感互聯(lián)，實(shí)現(xiàn)從輸入側(cè)向輸出側(cè)的直流變換和功率傳輸。

步驟(2)具體為：將原邊調(diào)制信號初始相位相互錯開一定角度，根據(jù)n的數(shù)量不同，錯開的角度如下：

(2.1)當(dāng)n＝2時(shí)，相互錯開90°；

(2.2)當(dāng)n＝3時(shí)，以某一模塊為基準(zhǔn)，組內(nèi)第二模塊與其錯開60°，組內(nèi)第三模塊按第二模塊錯開的方向與第一模塊錯開120°；

(2.3)當(dāng)n>3且n為偶數(shù)時(shí)，將各直流變換器每2個(gè)作為一組，每組按照步驟2.1錯開相位；

(2.4)當(dāng)n>3且n為奇數(shù)時(shí)，將各直流變換器中任意3個(gè)作為一組，按照步驟2.2錯開相位，剩余的偶數(shù)個(gè)直流變換器每2個(gè)作為一組，每組按照步驟2.1錯開相位。

有益效果：本發(fā)明通過對一次側(cè)串聯(lián)的h橋逆變器的調(diào)制波初始相位錯開不同角度，使各h橋在串聯(lián)側(cè)產(chǎn)生的環(huán)流激勵電壓被總體削弱，從而削弱了串聯(lián)側(cè)的總體功率回流；將一個(gè)交流周期內(nèi)回流傳輸能量與正向傳輸能量的比值從47.5％降低到23.7％。

附圖說明

圖1是單模塊直流變換器拓?fù)鋱D；

圖2是單模塊直流變換器傳統(tǒng)移相控制工作原理波形圖；

圖3是輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)模塊組合型直流變換器拓?fù)鋱D；

圖4是輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)模塊組合型直流變換器拓?fù)鋱D；

圖5是輸入串聯(lián)模塊組合型直流變換器傳統(tǒng)移相控制的環(huán)流等效電路圖；

圖6是n＝2時(shí)模塊間交錯移相后的2、4、6、8次環(huán)流激勵電壓矢量圖；

圖7是n＝2時(shí)模塊間交錯移相后的環(huán)流等效電路圖；

圖8是n＝3時(shí)模塊間交錯移相后的2、4、6、8次環(huán)流激勵電壓矢量圖；

圖9是n＝3時(shí)模塊間交錯移相后的環(huán)流等效電路圖；

圖10a是回流優(yōu)化前的直流電壓輸出；圖10b是回流優(yōu)化后的直流電壓輸出；

圖11是0.2s-0.201s回流優(yōu)化前后的瞬時(shí)傳輸功率波形圖；

圖12a是對0.2s-0.201s回流優(yōu)化前的瞬時(shí)傳輸功率波形的快速傅里葉分析；圖12b是對0.2s-0.201s回流優(yōu)化后的瞬時(shí)傳輸功率波形的快速傅里葉分析。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對本發(fā)明的技術(shù)方案作進(jìn)一步的說明。

如圖1所示是單模塊直流變換器，為dab結(jié)構(gòu)，即包括一個(gè)h橋逆變器和h橋整流器，逆變器和整流器的交流側(cè)經(jīng)一個(gè)變壓器和一個(gè)變壓器漏感互聯(lián)，實(shí)現(xiàn)從輸入側(cè)向輸出側(cè)的直流變換和功率傳輸。u1為輸入直流電壓，u2為輸出直流電壓，c1、c2分別為輸入、輸出側(cè)直流電容，k為變壓器變比，up和us為原、副邊交流電壓，uh1為h橋逆變器輸出電壓，uh2為h橋整流器輸出電壓，ul和il為漏感上的電壓和電流，δ1為原副邊之間的相角。

h橋逆變器包括開關(guān)器件s1、s2、s3、s4和續(xù)流二極管d1、d2、d3、d4；h橋整流器包括開關(guān)器件s5、s6、s7、s8和續(xù)流二極管d5、d6、d7、d8。

如圖2所示是單模塊dab在傳統(tǒng)移相控制下的工作原理波形。如圖可見，在傳統(tǒng)移相控制下，兩側(cè)全橋的開關(guān)周期2ts相同，對角開關(guān)管輪流導(dǎo)通，導(dǎo)通角為180°，uh1和uh2是占空比為50％的方波電壓。通過控制原副邊之間的相角δ1，就可以控制加在變壓器漏感兩端電壓的大小和相位，進(jìn)而控制功率的大小和流向。由于uh1與uh2間相移的存在，在功率傳輸過程中，漏感電流與原邊側(cè)電壓存在相位相反的階段。t0-t'0及t2-t'2時(shí)刻，傳輸功率uh1·il為負(fù)，功率回流到電源中，可定義此功率為回流功率。

如圖3所示是輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)模塊組合型直流變換器，如圖4所示是輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)模塊組合型直流變換器。t1、t2、…tn為一系列參數(shù)一致的交流變壓器，uin為直流輸入電壓，uout為直流輸出電壓，δ1、δ2、…δn分別為模塊1、模塊2、…模塊n內(nèi)部原副邊移相角，δ12、δ13、…δ1n分別為模塊1與模塊2之間、模塊1與模塊3之間、…模塊1與模塊n之間的移相角。

使用傳統(tǒng)移相法控制δ1、δ2、…δn進(jìn)行直流變壓與功率傳輸，此時(shí)原邊調(diào)制信號所有初始相位相同，即有δ12＝δ13＝…＝δ1n＝0，同時(shí)單模塊dab內(nèi)部產(chǎn)生了偶次環(huán)流，經(jīng)輸入串聯(lián)模塊組合疊加在一起，引起了電源側(cè)的功率回流。

如圖5所示是輸入串聯(lián)模塊組合型直流變換器在傳統(tǒng)移相法下的環(huán)流等效電路圖，每橋臂上均會產(chǎn)生偶次環(huán)流激勵電壓，當(dāng)輸入串聯(lián)模塊組合型直流變換器的各模塊參數(shù)高度一致時(shí)，各模塊的第一橋臂產(chǎn)生的偶次環(huán)流激勵電壓相同，設(shè)為u2f1、u4f1、u6f1、u8f1、…、u2kf1、…，各模塊的第二橋臂產(chǎn)生的偶次環(huán)流激勵電壓相同，設(shè)為u2f2、u4f2、u6f2、u8f2、…、u2kf2、…，k＝1，2，3…。

然后將各dab模塊原邊調(diào)制信號初始相位相互錯開一定角度，即重新調(diào)整δ12、δ13、…、δ1n。根據(jù)n的數(shù)量不同，各dab模塊原邊調(diào)制信號初始相位錯開的角度如下：

(1)當(dāng)n＝2時(shí)，相互錯開90°。

按照(1)錯開2個(gè)dab模塊的相位時(shí)，由于模塊間原邊調(diào)制信號初始相位相互錯開90°，故其產(chǎn)生的2個(gè)2k次環(huán)流激勵電壓相位相互錯開的角度為2k·(π/2)＝kπ(k＝1，2，3，…)。

當(dāng)k＝1，3，5，…時(shí)，2個(gè)2k次環(huán)流激勵電壓反向，相互抵消；當(dāng)k＝2，4，6，…時(shí)，2個(gè)2k次環(huán)流激勵電壓同向，疊加結(jié)果與傳統(tǒng)方法相同。

如圖6所示為n＝2時(shí)模塊間交錯移相后的2、4、6、8次環(huán)流激勵電壓矢量圖。因此按(1)錯開相位后，偶次環(huán)流中四倍頻及其整數(shù)次激勵電壓被保留，其他激勵電壓均相互抵消。如圖7所示為n＝2時(shí)模塊間交錯移相后的環(huán)流等效電路圖。

(2)當(dāng)n＝3時(shí)，以某一模塊為基準(zhǔn)，組內(nèi)第二模塊與其錯開60°，組內(nèi)第三模塊按第二模塊錯開的方向與第一模塊錯開120°；按照(2)錯開3個(gè)dab模塊的相位時(shí)，假設(shè)組內(nèi)第一模塊的第2k次環(huán)流激勵電壓初始相位為0，則組內(nèi)第二和第三模塊環(huán)流激勵電壓的初始相位分別為2kπ/3和4kπ/3(k＝1，2，3，…)。

當(dāng)k＝1，2，4，5，7，8，10…時(shí)，3個(gè)2k次環(huán)流激勵電壓形成互差120°對稱矢量，矢量和為0；當(dāng)k＝3，6，9…時(shí)，3個(gè)2k次環(huán)流激勵電壓同向，疊加結(jié)果與傳統(tǒng)方法相同。

圖8為n＝3時(shí)模塊間交錯移相后的2、4、6、8次環(huán)流激勵電壓矢量圖。因此按(2)錯開相位后，偶次環(huán)流中六倍頻及其整數(shù)次激勵電壓被保留，其他激勵電壓均相互抵消。圖9為n＝3時(shí)模塊間交錯移相后的環(huán)流等效電路圖。

(3)當(dāng)n>3且n為偶數(shù)時(shí)，將各dab每2個(gè)作為一組，每組按照(1)錯開相位。

(4)當(dāng)n>3且n為奇數(shù)時(shí)，將各dab中任意3個(gè)作為一組，按照(2)錯開相位，剩余的偶數(shù)個(gè)dab每2個(gè)作為一組，每組按照(1)錯開相位。

又因?yàn)?3)可看做(1)的組合，(4)可看做(1)和(2)的組合，因此當(dāng)n為大于1的任意整數(shù)時(shí)，按照本專利所述方法，環(huán)流激勵電壓被總體削弱，功率回流得到了優(yōu)化。

以輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)模塊組合型直流變換器為例，仿真參數(shù)如如表1所示，系統(tǒng)仿真時(shí)間0.25s。

表1

如圖10為回流優(yōu)化前后的直流電壓輸出，圖10a為回流優(yōu)化前的直流電壓輸出，圖10b為回流優(yōu)化后的直流電壓輸出。從圖中可見，回流優(yōu)化前后直流電壓輸出均迅速達(dá)到了穩(wěn)定，因此本專利所述的回流優(yōu)化法未對直流電壓輸出產(chǎn)生負(fù)面影響。

如圖11為一個(gè)交流周期內(nèi)(0.2s-0.201s)回流優(yōu)化前后的瞬時(shí)傳輸功率波形，從圖中可見，瞬時(shí)傳輸功率的峰峰值減小。又因?yàn)榛亓鲀?yōu)化前后直流電壓輸出一致，因此在輸出功率達(dá)到一致的前提下，本專利所述的回流優(yōu)化法可降低電路中電流的峰峰值，從而提高系統(tǒng)功率密度，減小過流可能。

對圖11所示波形進(jìn)行快速傅里葉分析得到圖12，圖12a為回流優(yōu)化前，圖12b為回流優(yōu)化后?；亓鲀?yōu)化后偶數(shù)次環(huán)流中僅剩4k次環(huán)流較為顯著，證明本專利所述方法確實(shí)能在n＝2條件下消除4k次以外的環(huán)流。

統(tǒng)計(jì)圖11所示波形縱坐標(biāo)為正的面積，得到一個(gè)交流周期內(nèi)功率正向傳輸時(shí)傳輸?shù)哪芰?；統(tǒng)計(jì)圖11所示波形縱坐標(biāo)為負(fù)的面積，得到一個(gè)交流周期內(nèi)功率回流時(shí)傳輸?shù)哪芰?。?jì)算回流優(yōu)化前后回流傳輸能量與正向傳輸能量的比值，得出該比值從回流優(yōu)化前的47.5％降低到回流優(yōu)化后的23.7％，證明本專利所述方法確實(shí)能夠優(yōu)化系統(tǒng)回流。