本發(fā)明涉及一種減小級聯(lián)h橋光伏逆變器直流電壓波動的功率均衡控制方法，屬于級聯(lián)h橋光伏并網(wǎng)逆變器功率均衡控制技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
光伏并網(wǎng)發(fā)電由于提供清潔能源，且環(huán)境友好而備受關(guān)注。面對如何提高光伏系統(tǒng)效率、降低發(fā)電成本等問題，級聯(lián)h橋多電平逆變器由于其模塊化易拓展、系統(tǒng)效率高、并網(wǎng)電流總諧波失真(thd)小等優(yōu)勢而成為研究的熱點。此外，級聯(lián)h橋多電平逆變器每個功率單元需要獨立的直流電源，正好符合光伏組件發(fā)電的特點，使得單個光伏組件的mppt控制成為可能，進(jìn)一步提高系統(tǒng)的發(fā)電效率。因此，級聯(lián)h橋多電平逆變器在光伏發(fā)電并網(wǎng)應(yīng)用中有獨特的優(yōu)勢。
雖然級聯(lián)h橋光伏逆變器的各級功率單元可通過獨立的mppt控制提高光伏發(fā)電的效率，但若受光照、溫度等外界因素影響，一塊或多塊光伏組件輸出功率嚴(yán)重下降時，由于流過每個h橋的電流相等而傳輸?shù)墓β什町愝^大，可能導(dǎo)致其他輸出功率較大的光伏組件對應(yīng)單元的調(diào)制度大于1，系統(tǒng)不穩(wěn)定。因此，為了保證級聯(lián)h橋光伏并網(wǎng)逆變器在光照強度和光伏組件之間不匹配條件下的穩(wěn)定運行，采取一定的功率均衡控制具有突出的工程意義。
為此，國內(nèi)外學(xué)者們在擴(kuò)大級聯(lián)h橋光伏并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定運行范圍方面做出了很多的研究。如發(fā)明專利申請《一種級聯(lián)型光伏并網(wǎng)逆變器的功率均衡控制方法》(cn103795077a)提出了一種基于占空比有功分量修正的功率均衡控制策略，根據(jù)系統(tǒng)的運行情況，實時補償和修正占空比，但是該均衡控制方法調(diào)節(jié)范圍較小，在h橋單元間光照極度不均衡時將失去調(diào)節(jié)能力，系統(tǒng)將不穩(wěn)定。
2015年ieee文獻(xiàn)“reactivepowercompensationandoptimizationstrategyforgrid-interactivecascadedphotovoltaicsystems”limingliu,huili,《ieeetransactionsonpowerelectronics》，2015,30(1)，188-202(“級聯(lián)型光伏并網(wǎng)逆變器的無功補償及其優(yōu)化策略”，《ieee學(xué)報-電力電子期刊》2015年第30卷第1期188-202頁)將功率因數(shù)作為一個自由度，通過補償無功功率維持系統(tǒng)穩(wěn)定。但當(dāng)各h橋單元功率嚴(yán)重不均衡時，該方法會大幅降低并網(wǎng)逆變器的功率因數(shù)。
2016年ieee文獻(xiàn)“hybridmodulationtechniqueforgrid-connectedcascadedphotovoltaicsystems”miranbeigim,iman-einih,《ieeetransactionsonindustrialelectronics》，2016,63(12)，7843-7853(“用于級聯(lián)型光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的混合調(diào)制技術(shù)”，《ieee學(xué)報-工業(yè)電子期刊》2016年第63卷第12期7843-7853頁)提出了一種混合調(diào)制策略，利用低頻方波調(diào)制均衡直流側(cè)電容電壓，高頻spwm調(diào)制保證并網(wǎng)電流質(zhì)量。由于方波調(diào)制最大調(diào)制度為4/π，因此混合調(diào)制策略可以有效擴(kuò)寬系統(tǒng)的穩(wěn)定運行范圍。然而該混合調(diào)制策略只是根據(jù)系統(tǒng)運行狀態(tài)分配每個h橋單元進(jìn)行充放電，并不是對直流側(cè)電容電壓的精確控制，會造成直流側(cè)電容電壓波動較大，從而使光伏電池板偏離最大功率點運行，降低光伏電池板的發(fā)電量。
綜上所述，對于級聯(lián)h橋光伏并網(wǎng)逆變器而言，現(xiàn)有的功率均衡控制方法主要存在如下問題：
(1)現(xiàn)有技術(shù)能夠在一定程度上改善級聯(lián)h橋光伏逆變器的功率不均衡問題，但是調(diào)節(jié)范圍較小，當(dāng)系統(tǒng)嚴(yán)重不均衡時，系統(tǒng)不能穩(wěn)定運行。
(2)通過補償無功可以抑制級聯(lián)h橋光伏逆變器的功率不均衡問題，但當(dāng)系統(tǒng)嚴(yán)重不均衡時，會使得逆變器功率因數(shù)過低，不滿足并網(wǎng)要求。
(3)混合調(diào)制策略可以有效擴(kuò)寬系統(tǒng)的穩(wěn)定運行范圍，但會造成直流側(cè)電壓波動較大，使得光伏電池板偏離最大功率點運行，降低光伏電池板的發(fā)電量。
技術(shù)實現(xiàn)要素：
本發(fā)明要解決的問題就是克服上述方案的局限性，提出一種減小級聯(lián)h橋光伏逆變器直流電壓波動的功率均衡控制方法。該控制方法能夠較好地適應(yīng)各種工況，不僅能實現(xiàn)級聯(lián)h橋光伏逆變器在較大范圍內(nèi)穩(wěn)定運行，而且能減小直流側(cè)電壓波動，提高光伏系統(tǒng)的發(fā)電量。
為解決本發(fā)明的技術(shù)問題，所采用的技術(shù)方案主要步驟如下：
一種減小級聯(lián)h橋逆變器直流電壓波動的功率均衡控制方法，所述的級聯(lián)h橋逆變器包括n個相同的h橋單元，每個h橋單元的直流側(cè)通過開關(guān)與一塊光伏電池板連接，其特征在于，本控制方法包括總直流側(cè)電壓控制、網(wǎng)側(cè)電流解耦控制和單元間功率均衡控制，主要步驟如下：
步驟1，總直流側(cè)電壓控制
步驟1.1，對n個h橋單元的直流側(cè)電壓進(jìn)行采樣并經(jīng)過100hz陷波器濾波，得到n個h橋單元的直流側(cè)電壓實際值并記為vpvi，i＝1,2,3…n；采樣電網(wǎng)電壓實際值vg和并網(wǎng)電流實際值is；
步驟1.2，對步驟1.1得到的n個h橋單元的直流側(cè)電壓實際值vpvi進(jìn)行最大功率點跟蹤控制，得到n個h橋單元的直流側(cè)電壓指令值并記為vpvi*，i＝1,2,3…n；
步驟1.3，通過電壓調(diào)節(jié)器，計算得到逆變器并網(wǎng)有功電流的指令值id*，其計算式為：
其中，kvp為電壓調(diào)節(jié)器比例系數(shù)，kvi為電壓調(diào)節(jié)器積分系數(shù)，s為拉普拉斯算子，
步驟2，網(wǎng)側(cè)電流解耦控制
步驟2.1，將步驟1.1中采樣得到的并網(wǎng)電流實際值is通過虛擬同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換轉(zhuǎn)換成旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電網(wǎng)電流有功分量id和電網(wǎng)電流無功分量iq；
步驟2.2，設(shè)逆變器并網(wǎng)無功電流指令值iq*為0，分別通過有功電流調(diào)節(jié)器和無功電流調(diào)節(jié)器，計算得到d軸pi調(diào)節(jié)值ed和q軸pi調(diào)節(jié)值eq，其計算式分別為：
其中，kip為電流調(diào)節(jié)器比例系數(shù)，kii為電流調(diào)節(jié)器積分系數(shù)，s為拉普拉斯算子；
步驟2.3，將步驟2.2中得到的d軸pi調(diào)節(jié)值ed和q軸pi調(diào)節(jié)值eq通過虛擬同步旋轉(zhuǎn)反坐標(biāo)變換得到自然坐標(biāo)系下逆變器總調(diào)制波電壓vr，其計算式為：
vr＝edsinθ+eqcosθ
其中，θ為電網(wǎng)電壓的相位；
步驟3，單元間功率均衡控制
步驟3.1，將步驟1.1中采樣得到的n個h橋單元的直流側(cè)電壓實際值vpvi與步驟1.2中相對應(yīng)的n個h橋單元的直流側(cè)電壓指令值vpvi*相比較得到n個直流側(cè)電壓誤差值并記為δvi，其中，i＝1,2,3…n；
步驟3.2，先將步驟3.1中得到的n個h橋單元的直流側(cè)電壓誤差值δvi按照數(shù)值大小進(jìn)行升序排列，并用電壓誤差序列號j＝1,2,3…n進(jìn)行標(biāo)注，然后根據(jù)電壓誤差序列號j對其對應(yīng)的n個h橋單元的直流側(cè)電壓實際值vpvi重新進(jìn)行排序，得到n個排序后的直流側(cè)電壓實際值并記為vj，j＝1,2,3…n；
步驟3.3，根據(jù)步驟3.2中得到的n個排序后的直流側(cè)電壓實際值vj將逆變器總調(diào)制波電壓vr分成n個電壓區(qū)間，判斷當(dāng)前逆變器總調(diào)制波電壓vr所處的電壓區(qū)間k，其中電壓區(qū)間k定義為
步驟3.4，根據(jù)當(dāng)前逆變器總調(diào)制波電壓vr的極性，電網(wǎng)電流is的方向及電壓區(qū)間k確定n個h橋單元的輸出模式：
(1)vr>0，is>0
排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為vn–k+1，vn–k+2...vn的h橋單元運行于“+1”電平模式，并記為sn–k+1＝sn–k+2＝...sn＝1，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為v2，v3...vn–k的h橋單元運行于“0”電平模式，并記為s2＝s3＝...＝sn–k＝0，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為v1的h橋單元運行于pwm模式，pwm輸出模式的h橋單元的調(diào)制波電壓vpwm計算式如下：
vpwm＝vr-(s2v2+s3v3+...+sn-kvn-k)-(sn-k+1vn-k+1+sn-k+2vn-k+2+...+snvn)
(2)vr＞0，is≤0
排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為v1，v2...vk的h橋單元運行于“+1”電平模式，并記為s1＝s2＝...＝sk＝1，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為vk+1，vk+2...vn–1的h橋單元運行于“0”電平模式，并記為sk+1＝sk+2＝...＝sn–1＝0，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為vn的h橋單元運行于pwm模式，pwm輸出模式的h橋單元的調(diào)制波電壓vpwm計算式如下：
vpwm＝vr-(s1v1+s2v2+...skvk)-(sk+1vk+1+sk+2vk+2+...sn-1vn-1)
(3)vr≤0，is＞0
排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為v1，v2...vk的h橋單元運行于“–1”電平模式，并記為s1＝s2＝...＝sk＝–1，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為vk+1，vk+2...vn–1的h橋單元運行于“0”電平模式，并記為sk+1＝sk+2＝...＝sn–1＝0，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為vn的h橋單元運行于pwm模式，pwm輸出模式的h橋單元的調(diào)制波電壓vpwm計算式如下：
vpwm＝vr-(s1v1+s2v2+...+skvk)-(sk+1vk+1+sk+2vk+2+...+sn-1vn-1)
(4)vr≤0，is≤0
排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為vn–k+1，vn–k+2...vn的h橋單元運行于“–1”電平模式，并記為sn–k+1＝sn–k+2＝...sn＝–1，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為v2，v3...vn–k的h橋單元運行于“0”電平模式，并記為s2＝s3＝...＝sn–k＝0，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為v1的h橋單元運行于pwm模式，pwm輸出模式的h橋單元的調(diào)制波電壓vpwm計算式如下：
vpwm＝vr-(s2v2+s3v3+...+sn-kvn-k)-(sn-k+1vn-k+1+sn-k+2vn-k+2+...+snvn)。
本發(fā)明公開的一種減小級聯(lián)h橋光伏逆變器直流電壓波動的功率均衡控制方法，在各h橋單元輸入功率嚴(yán)重不均衡條件下既能實現(xiàn)各h橋單元間功率均衡控制，也能降低各h橋單元直流側(cè)電壓波動。其有益效果具體現(xiàn)在：
1)本發(fā)明提出的均衡控制方法調(diào)節(jié)范圍較寬，能夠滿足和適應(yīng)級聯(lián)h橋光伏逆變器各種不均衡的工況。
2)通過修改各h橋開關(guān)模式在實現(xiàn)各h橋單元功率均衡的同時減小其直流側(cè)電壓波動，從而提高系統(tǒng)的發(fā)電量。
附圖說明
圖1是本發(fā)明實施例單相級聯(lián)h橋光伏并網(wǎng)逆變器主電路拓?fù)淇驁D。
圖2是本發(fā)明實施例單相級聯(lián)h橋光伏并網(wǎng)逆變器總控制結(jié)構(gòu)框圖。
圖3是本發(fā)明控制方法流程圖。
圖4是在光照均勻的條件下，采用本發(fā)明功率均衡控制方法與傳統(tǒng)功率均衡控制方法時第一個h橋單元直流側(cè)電壓vpv1以及輸出功率p1的波形對比。
圖5是在光照不均勻的條件下，采用本發(fā)明功率均衡控制方法與傳統(tǒng)功率均衡控制方法時電網(wǎng)電壓vg、電網(wǎng)電流is、h橋交流側(cè)總電壓vht以及第一個h橋單元交流側(cè)輸出電壓vh1的波形對比。
具體實施方式
為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點更加清楚明白，下面結(jié)合附圖及實施例，對本發(fā)明作進(jìn)一步清楚、完整地描述。
圖1為本發(fā)明實施例單相級聯(lián)h橋光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，包含n個相同的h橋單元，與n個h橋單元通過開關(guān)相連接的是n塊光伏電池板pv1，pv2…pvn，光伏電池板工作條件為在溫度25c。，光照強度1000w/m2下的最大功率點電壓為35.1v，每塊光伏電池板通過18.8mf電容與每個h橋單元相連，級聯(lián)系統(tǒng)通過1.5mh電感l(wèi)連接到電網(wǎng)。
本發(fā)明的控制圖如圖2所示，包括總直流側(cè)電壓控制、網(wǎng)側(cè)電流解耦控制和單元間功率均衡控制三部分。
步驟1，總直流側(cè)電壓控制
步驟1.1，對n個h橋單元的直流側(cè)電壓進(jìn)行采樣并經(jīng)過100hz陷波器濾波，得到n個h橋單元的直流側(cè)電壓實際值并記為vpvi，i＝1,2,3…n；采樣電網(wǎng)電壓實際值vg和并網(wǎng)電流實際值is。
本實施例中，以四個h橋單元為例，每個h橋單元初始時的直流側(cè)電壓實際值為vpv1＝vpv2＝vpv3＝vpv4＝35.1v。
步驟1.2，對步驟1.1得到的n個h橋單元的直流側(cè)電壓實際值vpvi進(jìn)行最大功率點跟蹤控制，得到n個h橋單元的直流側(cè)電壓指令值并記為vpvi*，i＝1,2,3…n。
本實施例中，初始時刻t＝0.6s時，各h橋單元均工作在溫度t＝25c。，光照強度e1＝e2＝e3＝e4＝1000w/m2的條件下，得到每個h橋單元的直流側(cè)電壓指令值vpv1*＝vpv2*＝vpv3*＝vpv4*＝35.1v；在t＝1.2s，溫度保持不變，第1、2、3、4個h橋的光照強度分別變?yōu)閑1＝800w/m2，e2＝600w/m2，e3＝400w/m2，e4＝200w/m2，得到每個h橋單元的直流側(cè)電壓指令值vpv1*＝35.41v，vpv2*＝35.59v，vpv3*＝35.59v，vpv4*＝35.15v。
步驟1.3，通過電壓調(diào)節(jié)器，計算得到并網(wǎng)有功電流的指令值id*，其計算式為：
其中，kvp為電壓調(diào)節(jié)器比例系數(shù)，kvi為電壓調(diào)節(jié)器積分系數(shù)，s為拉普拉斯算子，
步驟2，網(wǎng)側(cè)電流解耦控制
步驟2.1，將步驟1.1中采樣的并網(wǎng)電流實際值is記為iβ，將is延遲90°記為iα，通過虛擬同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換轉(zhuǎn)換成旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電網(wǎng)電流有功分量id和電網(wǎng)電流無功分量iq，其計算式為：
其中，θ為電網(wǎng)電壓的相位。
步驟2.2，設(shè)逆變器并網(wǎng)無功電流指令值iq*為0，分別通過有功電流調(diào)節(jié)器和無功電流調(diào)節(jié)器，計算得到d軸pi調(diào)節(jié)值ed和q軸pi調(diào)節(jié)值eq，其計算式分別為：
其中，kip為電流調(diào)節(jié)器比例系數(shù)，kii為電流調(diào)節(jié)器積分系數(shù)，s為拉普拉斯算子。電流調(diào)節(jié)器比例系數(shù)kip和電流調(diào)節(jié)器積分系數(shù)kii按照常規(guī)并網(wǎng)逆變器進(jìn)行設(shè)計，本實施例中，kip＝100，kii＝400。
步驟2.3，將步驟2.2中得到的d軸pi調(diào)節(jié)值ed和q軸pi調(diào)節(jié)值eq通過虛擬同步旋轉(zhuǎn)反坐標(biāo)變換得到自然坐標(biāo)系下逆變器總調(diào)制波電壓vr，其計算式為：
vr＝edsinθ+eqcosθ
其中，θ為電網(wǎng)電壓的相位。
步驟3，單元間功率均衡控制
該調(diào)制策略可見圖3。
步驟3.1，將步驟1.1中采樣得到的n個h橋單元的直流側(cè)電壓實際值vpvi與步驟1.2中相對應(yīng)的n個h橋單元的直流側(cè)電壓指令值vpvi*相比較得到n個直流側(cè)電壓誤差值并記為δvi，其中，i＝1,2,3…n。
步驟3.2，先將步驟3.1中得到的n個h橋單元的直流側(cè)電壓誤差值δvi按照數(shù)值大小進(jìn)行升序排列，并用電壓誤差序列號j＝1,2,3…n進(jìn)行標(biāo)注，然后根據(jù)電壓誤差序列號j對其對應(yīng)的n個h橋單元的直流側(cè)電壓實際值vpvi重新進(jìn)行排序，得到n個排序后的直流側(cè)電壓實際值并記為vj，j＝1，2，3...n。
步驟3.3，根據(jù)步驟3.2中得到的n個排序后的直流側(cè)電壓實際值vj將逆變器總調(diào)制波電壓vr分成n個電壓區(qū)間，判斷當(dāng)前逆變器總調(diào)制波電壓vr所處的電壓區(qū)間k，其中電壓區(qū)間k定義為
步驟3.4，根據(jù)當(dāng)前逆變器總調(diào)制波電壓vr的極性，電網(wǎng)電流is的方向及電壓區(qū)間k確定n個h橋單元的輸出模式：
(1)vr＞0，is＞0
排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為vn–k+1，vn–k+2...vn的h橋單元運行于“+1”電平模式，并記為sn–k+1＝sn–k+2＝...sn＝1，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為v2，v3...vn–k的h橋單元運行于“0”電平模式，并記為s2＝s3＝...＝sn–k＝0，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為v1的h橋單元運行于pwm模式，pwm輸出模式的h橋單元的調(diào)制波電壓vpwm計算式如下：
vpwm＝vr-(s2v2+s3v3+...+sn-kvn-k)-(sn-k+1vn-k+1+sn-k+2vn-k+2+...+snvn)
(2)vr＞0，is≤0
排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為v1，v2...vk的h橋單元運行于“+1”電平模式，并記為s1＝s2＝...＝sk＝1，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為vk+1，vk+2...vn–1的h橋單元運行于“0”電平模式，并記為sk+1＝sk+2＝...＝sn–1＝0，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為vn的h橋單元運行于pwm模式，pwm輸出模式的h橋單元的調(diào)制波電壓vpwm計算式如下：
vpwm＝vr-(s1v1+s2v2+...+skvk)-(sk+1vk+1+sk+2vk+2+...+sn-1vn-1)
(3)vr≤0，is＞0
排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為v1，v2...vk的h橋單元運行于“–1”電平模式，并記為s1＝s2＝...＝sk＝–1，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為vk+1，vk+2...vn–1的h橋單元運行于“0”電平模式，并記為sk+1＝sk+2＝...＝sn–1＝0，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為vn的h橋單元運行于pwm模式，pwm輸出模式的h橋單元的調(diào)制波電壓vpwm計算式如下：
vpwm＝vr-(s1v1+s2v2+...+skvk)-(sk+1vk+1+sk+2vk+2+...+sn-1vn-1)
(4)vr≤0，is≤0
排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為vn–k+1，vn–k+2...vn的h橋單元運行于“–1”電平模式，并記為sn–k+1＝sn–k+2＝...sn＝–1，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為v2，v3...vn–k的h橋單元運行于“0”電平模式，并記為s2＝s3＝...＝sn–k＝0，排序后的直流側(cè)電壓實際值vj為v1的h橋單元運行于pwm模式，pwm輸出模式的h橋單元的調(diào)制波電壓vpwm計算式如下：
vpwm＝vr-(s2v2+s3v3+...+sn-kvn-k)-(sn-k+1vn-k+1+sn-k+2vn-k+2+...+snvn)
圖4為在光照均勻的條件下，采用本發(fā)明功率均衡控制方法與傳統(tǒng)功率均衡控制方法時第一個h橋單元直流側(cè)電壓vpv1以及輸出功率p1的波形。此時直流側(cè)電壓指令值vpv1*均為35.1v，即光伏電池板工作在最大功率點，理論上輸出最大功率為270w。從圖4中可以看出，采用傳統(tǒng)功率均衡控制方法時直流側(cè)電壓波動峰峰值δv為3.7v，而采用本發(fā)明功率均衡控制方法時直流側(cè)電壓波動峰峰值δv為2.78v，電壓波動改善了24.86％。由于直流側(cè)電壓的波動，h橋單元輸出功率也隨之波動。采用傳統(tǒng)功率均衡控制方法時h橋單元輸出功率波動范圍為263.7～270w，平均功率pmin為268.7w，而采用本發(fā)明功率均衡控制方法時h橋單元輸出功率波動范圍為265.8～270w，平均功率為269.3w，同等條件下平均輸出功率提高0.6w。
圖5給出了在光照不均勻的條件下，采用本發(fā)明功率均衡控制方法與傳統(tǒng)功率均衡控制方法時電網(wǎng)電壓vg、電網(wǎng)電流is、h橋交流側(cè)總電壓vht以及第一個h橋單元交流側(cè)輸出電壓vh1的波形。從圖5中可以看出，在各h橋單元功率嚴(yán)重不平衡工況下(各h橋單元的調(diào)制度分別為m1＝1.24，m2＝0.93，m3＝0.62，m4＝0.31)，兩種功率均衡控制方法均實現(xiàn)了單位功率因數(shù)并網(wǎng)運行且第一個h橋單元近乎方波調(diào)制。