本發(fā)明涉及直流輸電系統(tǒng)的直流側諧振抑制領域，特別是涉及一種用于抑制模塊化多電平型直流輸電系統(tǒng)直流側諧振的有源阻尼控制裝置及方法。

背景技術：

對于兩電平直流微網(wǎng)，交流微網(wǎng)系統(tǒng)，由于電力電子器件igbt的開通與關斷，在直流側或交流側會產生開關頻率附近的高頻諧波分量，該高頻諧波分量為直流側或交流側lc等值網(wǎng)絡提供了激發(fā)諧振的激勵源。當激勵源的頻率等于系統(tǒng)固有頻率時，電壓或電流會出現(xiàn)放大的現(xiàn)象，此時諧振被激發(fā)。

目前，在直流輸電系統(tǒng)或者直流微網(wǎng)系統(tǒng)中存在另一種直流側的諧振現(xiàn)象，然而，該諧振現(xiàn)象產生的本質和pwm(pulsewidthmodulation,脈沖寬度調制)諧波源激發(fā)的諧振是相同的，都是當激勵的頻率恰好等于系統(tǒng)固有頻率時諧振激發(fā)。但是，其機理有所不同。當直流輸電系統(tǒng)啟動時，或者發(fā)生功率階躍擾動時，直流網(wǎng)絡端口處的直流電流會存在階躍跳變，由傅里葉分解可知，其中包含各個正弦頻率的激勵源，因此，無論由lc組成的直流網(wǎng)絡固有頻率為多少，諧振都會被激發(fā)。

目前，在抑制直流輸電系統(tǒng)直流側諧振方面，大多采用在直流側并聯(lián)安裝直流濾波器，或者在直流電纜線路上串聯(lián)直流電抗器，又或者通過陷波器的方法抑制直流側電壓電流諧振。然而，這些方法都存在很大的弊端：前兩種方法不僅大大增加了硬件成本和系統(tǒng)體積和額外的硬件功率損耗，而且不能完全抑制直流側諧振現(xiàn)象，并且由于增加的lc元件可能激發(fā)出新的頻率點的振蕩；而第三種方法其本質思想是通過回路整形的思想將直流網(wǎng)絡阻抗頻率響應特性的峰值壓低進而抑制諧振，然而，它只能對特定頻率次的諧振進行抑制，并且有可能增大其他頻率點的諧振激發(fā)的可能性，另外，由于實際工程中的直流網(wǎng)絡頻率響應很難估計，并不能確定固有頻率，因此，在實現(xiàn)上可行性不高，難以大面積推廣。

技術實現(xiàn)要素：

為克服上述現(xiàn)有技術存在的不足，本發(fā)明之目的在于提供一種直流輸電系統(tǒng)直流側諧振的有源阻尼控制裝置及方法，以實現(xiàn)不增加額外損耗和硬件成本就可抑制模塊化多電平變換器型直流輸電系統(tǒng)直流側電壓和電流的振蕩的目的。

為達上述及其它目的，本發(fā)明提出一種直流輸電系統(tǒng)直流側諧振的有源阻尼控制裝置，包括：

諧振阻尼控制單元，用于通過控制諧振阻尼控制系數(shù)控制該直流輸電系統(tǒng)直流網(wǎng)絡的諧振阻尼，獲得第一輸出信號；

直流穩(wěn)壓控制單元，用于控制該直流輸電系統(tǒng)的直流穩(wěn)壓，獲得第二輸出信號；

電流內環(huán)解耦控制單元，用于控制該直流輸電系統(tǒng)的有功功率，獲得第三輸出信號；

nlm信號調制單元，用于將該第一輸出信號、第二輸出信號、第三輸出信號相疊加獲得調制信號，該調制信號經nlm調制后為該直流輸電系統(tǒng)的mmc的igbt提供觸發(fā)脈沖信號。

進一步地，該諧振阻尼控制單元包括：

第一采樣單元，用于通過電流互感器采集mmc內部三相橋臂環(huán)流；

濾波單元，用于將該第一采樣單元的輸出經過低通濾波器得到直流分量，并與該第一采樣單元采樣的三相電流信號相減獲得諧振電流信號；

有源阻尼控制器，用于將該諧振電流信號乘以諧振阻尼控制系數(shù)獲得該第一輸出信號。

進一步地，該第一采樣單元過采樣該mmc上下橋臂的電流后除以2，得到環(huán)流，經過該濾波單元利用低通濾波器得到直流分量，再用總的環(huán)流減去直流分量后得到諧振電流的高頻分量，該諧振電流的高頻分量經過該有源阻尼控制器的比例控制器后得到該第一輸出信號。

進一步地，該第一輸出信號滿足如下控制規(guī)律：

其中，iz為采樣的mmc內部環(huán)流，k是有源阻尼控制器比例系數(shù)，vdamp是有源阻尼控制輸出參考電壓，ωf為低通濾波器的帶寬，s表示復頻域的單位算子。

進一步地，該直流穩(wěn)壓控制單元包括：

第二采樣單元，用于采樣該mmc內部三相子模塊的電容電壓，得到子模塊電容電壓之和后除以3，得到直流電壓平均值；

pi控制器，用于實現(xiàn)0穩(wěn)態(tài)誤差控制，采樣穩(wěn)態(tài)直流電壓信號作為該第二輸出信號，并將得到的直流電壓平均值和直流側電壓參考值經pi控制器獲得穩(wěn)壓有功控制量，穩(wěn)壓獲得的有功控制量用來作為該第三輸出信號的給定參考值。

進一步地，該電流內環(huán)解耦控制單元包括：

第三采樣單元，用于采樣電網(wǎng)側a、b、c三相電壓信號，經過鎖相環(huán)pll得到abc/dq變換所必需的相位；

第四采樣單元，用于采樣三相交流電流分量，經過abc/dq變換得到實際有功電流分量和實際無功電流分量；

電流內環(huán)控制單元，用于將該pi控制器輸出的有功電流參考值與實際有功電流分量相減后經過pi控制器，加上前饋信號ωliq后得到vrefd，同時將該實際無功電流分量與0做差經過pi控制器以實現(xiàn)單位功率因數(shù)控制，加上前饋信號ωlid后得到vrefq，將vrefd和vrefq同時送入dq/abc變換模塊進行dq/abc變換，獲得該第三輸出信號。

為達到上述目的，本發(fā)明還提供一種直流輸電系統(tǒng)直流側諧振的有源阻尼控制方法，包括如下步驟：

步驟一，通過控制諧振阻尼控制系數(shù)控制該直流輸電系統(tǒng)直流網(wǎng)絡的諧振阻尼，獲得第一輸出信號；

步驟二，控制該直流輸電系統(tǒng)的直流穩(wěn)壓，獲得第二輸出信號；

步驟三，控制該直流輸電系統(tǒng)的有功功率，獲得第三輸出信號；

步驟四，將該第一輸出信號、第二輸出信號、第三輸出信號相疊加獲得調制信號，該調制信號經nlm調制后為該直流輸電系統(tǒng)的mmc的igbt提供觸發(fā)脈沖信號。

進一步地，步驟一具體包括：

通過電流互感器采集mmc內部三相橋臂環(huán)流；

將采集的環(huán)流經過低通濾波器得到直流分量，并與采樣的三相電流信號相減獲得諧振電流信號；

將該諧振電流信號乘以諧振阻尼控制系數(shù)獲得該第一輸出信號。

進一步地，步驟二具體包括：

采樣該mmc內部三相子模塊的電容電壓，得到子模塊電容電壓之和后除以3，得到直流電壓平均值；

利用pi控制器實現(xiàn)0穩(wěn)態(tài)誤差控制，采樣穩(wěn)態(tài)直流電壓信號作為該第二輸出信號，并將得到的直流電壓平均值和直流側電壓參考值經pi控制器獲得穩(wěn)壓有功控制量，穩(wěn)壓獲得的有功控制量用來作為該第三輸出信號的給定參考值。

進一步地，步驟三具體包括：

采樣電網(wǎng)側a、b、c三相電壓信號，經過鎖相環(huán)pll得到abc/dq變換所必需的相位；

采樣三相交流電流分量，經過abc/dq變換得到實際有功電流分量和實際無功電流分量；

將有功電流參考值與實際有功電流分量相減后經過pi控制器，加上前饋信號ωliq后得到vrefd，同時將該實際無功電流分量與0做差經過pi控制器以實現(xiàn)單位功率因數(shù)控制，加上前饋信號ωlid后得到vrefq，將vrefd和vrefq同時送入dq/abc變換模塊進行dq/abc變換，獲得該第三輸出信號。

與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明一種直流輸電系同直流側諧振的有源阻尼控制裝置及方法通過有源阻尼控制實現(xiàn)了不增加額外損耗和硬件成本的來抑制模塊化多電平變換器型直流輸電系統(tǒng)直流側電壓和電流的振蕩的目的,其一方面減少系統(tǒng)成本和額外損耗，另一方面可對所有頻段的諧振進行阻尼抑制，效果好，無需對直流輸電系統(tǒng)各個部分的參數(shù)進行精確測量或估計，使得在不增加額外投資成本的情況下，對直流側出現(xiàn)的電壓電流振蕩現(xiàn)象進行完全抑制。

附圖說明

圖1為本發(fā)明所應用之模塊化多電平變換器型直流輸電系統(tǒng)的結構示意圖；

圖2為直流輸電系統(tǒng)的模塊化多電平型變換器(mmc)的基本拓撲結構圖；

圖3為整個直流網(wǎng)絡拓撲對應的等效電路圖；

圖4為圖3中的等效電路進一步簡化電路圖；

圖5為本發(fā)明控制直流電壓的mmc換流站控制框圖；

圖6為本發(fā)明一種直流輸電系統(tǒng)直流側諧振的有源阻尼控制裝置的結構示意圖；

圖7為本發(fā)明具體實施例之諧振阻尼控制單元的細部結構圖；

圖8(a)為本發(fā)明具體實施例中直流輸電系統(tǒng)直流側諧振的有源阻尼控制實現(xiàn)原理示意圖；

圖8(b)為本發(fā)明具體實施例之諧振阻尼控制單元的原理示意圖；

圖9為本發(fā)明具體實施例中直流穩(wěn)壓控制單元的細部結構圖；

圖10為本發(fā)明具體實施例中電流內環(huán)解耦控制單元的細部結構圖；

圖11為本發(fā)明一種直流輸電系統(tǒng)直流側諧振的有源阻尼控制方法的步驟流程圖；

圖12為本發(fā)明采用有源阻尼控制下的物理本質示意圖；

圖13為采用有源阻尼控制和未采用有源阻尼控制的頻率響應特性(阻抗特性)對比圖。

具體實施方式

為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能夠更加明顯易懂，下面將結合附圖和具體的實施例對本發(fā)明的技術方案進行詳細說明。需要指出的是，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例，基于本發(fā)明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護的范圍。

在介紹本發(fā)明之前，先介紹本發(fā)明所應用之模塊化多電平變換器型直流輸電系統(tǒng)(mmc-hvdc)的結構。圖1為本發(fā)明所應用之模塊化多電平變換器型直流輸電系統(tǒng)的結構示意圖。如圖1所示，該模塊化多電平變換器型直流輸電系統(tǒng)(mmc-hvdc)包括交流側大電網(wǎng)，換流變電站，模塊化多電平型換流站(mmc)，直流電纜。

該模塊化多電平變換器型直流輸電系統(tǒng)(mmc-hvdc)的功能是將送端交流電網(wǎng)1的有功功率通過整個直流網(wǎng)絡傳輸至受端交流電網(wǎng)7。整個直流網(wǎng)絡包括2個換流變電站(2與6)，2個模塊化多電平型換流站(3與5)，2條直流電纜4。送端交流電網(wǎng)1輸出的功率至換流變電站2后通過模塊化多電平變換站3后，將有功功率通過直流電纜4傳輸至受端的模塊化多電平換流站5后，有功功率再經過受端換流變電站6至受端交流電網(wǎng)7。其中，直流電纜由正負極兩條電纜組成。這里換流變電站2與換流變電站6和普通變電站無異，不予詳述。

模塊化多電平型換流站(3與5)，即模塊化多電平型變換器(mmc)，其基本拓撲結構請參考圖2。模塊化多電平變換器(mmc)由多個子模塊(sm)堆疊而成，每個子模塊(sm)9包含兩個igbt、兩個反并聯(lián)二極管d0和一個分布式電容c，請參考圖2，模塊化多電平型變換器(mmc)內部的無源元件包括橋臂電阻r0，橋臂電抗器l0與子模塊電容c。整個mmc包括三個相單元(a/b/c)，三個相單元在直流側相當于并聯(lián)，其直流側等效電感，電容，電阻表達式為：

如圖2所示，模塊化多電平變換器(mmc)內部每個相單元包含上下兩個橋臂單元8，每個橋臂單元包括n個子模塊(sm)和1個橋臂電阻r0和1個橋臂電感l(wèi)0，每個子模塊包括兩個帶有反并聯(lián)二極管的igbt和一個分布式的子模塊電容c。作為無源元件的2個橋臂電阻r0和2個橋臂電感l(wèi)0相當于串聯(lián)連接，而三個相當于相當于并聯(lián)連接，因此req＝2r0/3，leq＝2l0/3。由于每個相單元包括2n個子模塊，每個子模塊包括一個容值為c的電容，由電容儲存的能量守恒可將6n個子模塊等效為一個電容ceq＝6c/n。

請繼續(xù)參考圖1，整個直流網(wǎng)絡的諧振回路方向與直流電流的方向一致，由于直流輸電線路壓降很小，故整個直流網(wǎng)絡的無源rlc可看作并聯(lián)連接，因此，直流側諧振屬于并聯(lián)諧振。圖3為整個直流網(wǎng)絡拓撲對應的等效電路圖，其中，10為整流站mmc等效電路(送端)，11為直流電纜等效電路，12為逆變站mmc等效電路(受端)，實際工程中直流電纜中的rlc元件是取決于頻率的，然而，為了簡化分析，用集中參數(shù)等值，不失準確性。由圖3可知，該直流網(wǎng)絡是一個高階系統(tǒng)，包含多條支路。為了得到直流網(wǎng)絡的阻抗頻率響應特性，可通過建立直流網(wǎng)絡的狀態(tài)空間模型，來求得從左側端口看進去的戴維寧等效阻抗。圖4為圖3中的等效電路進一步簡化電路，13為整流站mmc等效電路(送端)，14為直流電纜等效電路，15為逆變站mmc等效電路(受端)，令mmc直流側等效rlc支路為電容c，則可表示為：

通過直流網(wǎng)絡中列寫兩個kcl(基爾霍夫第一定律)，一個kvl(基爾霍夫第二定律)方程可求得狀態(tài)空間：

進而得到：

g(s)＝c(si-a)^-1b+d

δx表示狀態(tài)空間表達式中的三維狀態(tài)向量，δu為狀態(tài)空間的輸入，δy為狀態(tài)空間的輸出。矩陣a表示狀態(tài)矩陣，b為輸入矩陣，c為輸出矩陣，d為傳遞矩陣。ct為直流網(wǎng)絡直流側等效電容，l為電纜等效電感，r為電纜等效電阻，δe1,δe2,δidc分別為端口1的小信號直流電壓，端口2的小信號直流電壓，以及流經直流電纜的小信號直流電流，g(s)為直流網(wǎng)絡的狀態(tài)空間，也表示其傳遞函數(shù)。

δi1^*表示流經mmc的直流電流的小信號增量(運行點附近)。因此，可將其看作直流網(wǎng)絡的輸入，而輸出則為端口1的直流電壓。當直流輸電系統(tǒng)啟動瞬間，或者當功率發(fā)生階躍突變，δi1^*均可近似等效為階躍輸入，由傅里葉分解可得各個頻率點的正弦量，故包含激發(fā)直流網(wǎng)絡諧振的激勵源。

圖5為本發(fā)明控制直流電壓的mmc換流站控制框圖，其中，16為直流電壓控制環(huán)，17為電流內環(huán)控制(為跟蹤交流電流)，18為nlm(nearestlevelmodulation，最近電平逼近)調制過程觸發(fā)mmc的igbt。如圖5所示，vcc全稱為vectorcurrentcontrol，為直流輸電系統(tǒng)mmc換流站的電流內環(huán)矢量控制?？刂瓶驁D中e1^*為直流電壓的給定參考值，e1為采樣直流電纜兩端的實際直流電壓值，vabc,iabc分別為采樣的變壓器閥側三相交流電壓和三相交流電流。vd,vq,id,iq分別表示三相交流電壓和三相交流電流通過abc/dq變換模塊后得到的電壓電流的d軸和q軸分量。分別為電流內環(huán)輸出的內電勢參考值，該參考值經過dq/abc變換得到abc坐標系下的調制參考電壓，為mmc橋臂的nlm(nearestlevelmodulation，最近電平逼近)調制提供交流電壓分量。

圖6為本發(fā)明一種直流輸電系統(tǒng)直流側諧振的有源阻尼控制裝置的結構示意圖。如圖6所示，本發(fā)明一種直流輸電系統(tǒng)直流側諧振的有源阻尼控制裝置，包括：諧振阻尼控制單元601、直流穩(wěn)壓控制單元602、電流內環(huán)解耦控制單元603以及nlm信號調制單元604。

其中，諧振阻尼控制單元601，用于控制直流輸電系統(tǒng)直流網(wǎng)絡的諧振阻尼，獲得第一輸出信號；直流穩(wěn)壓控制單元602，用于控制直流輸電系統(tǒng)的直流穩(wěn)壓，獲得第二輸出信號；電流內環(huán)解耦控制單元603，用于控制直流輸電系統(tǒng)的有功功率(有功電流)，獲得第三輸出信號；nlm信號調制單元604，用于將第一輸出信號、第二輸出信號、第三輸出信號相疊加獲得調制信號，調制信號經nlm調制為mmc中的igbt提供觸發(fā)脈沖信號。

圖7為本發(fā)明具體實施例之諧振阻尼控制單元的細部結構圖。如圖7所示，該諧振阻尼控制單元進一步包括：

第一采樣單元6010，用于通過電流互感器采集mmc內部三相橋臂環(huán)流，具體地，第一采樣單元6010通過電流互感器采樣mmc內部三相上下橋臂電流，并經過一除法器得到環(huán)流；

濾波單元6011，用于將第一采樣單元6010的輸出經過低通濾波器得到直流分量，并與采樣的三相電流信號相減獲得諧振電流信號；

有源阻尼控制器6012，用于將諧振電流信號乘以諧振阻尼控制系數(shù)獲得第一輸出信號。

圖8(a)為本發(fā)明具體實施例中直流輸電系統(tǒng)直流側諧振的有源阻尼控制實現(xiàn)原理示意圖，圖8(b)為本發(fā)明具體實施例之諧振阻尼控制單元的實現(xiàn)原理示意圖。如圖8(b)所示，第一采樣單元20通過采樣mmc上下橋臂的電流后除以2，得到環(huán)流，經過濾波單元21利用低通濾波器得到直流分量，再用總的環(huán)流減去直流分量后得到諧振電流的高頻分量，諧振電流高頻分量經過有源阻尼控制器23的比例控制器k后得到的參考電壓v_damp，該參考電壓與直流側諧振電壓恰好抵消，不僅可抑制直流側諧振電流，還可抑制直流側諧振電壓。將參考電壓v_damp加到圖8(a)所示的調制電壓中，觸發(fā)mmc橋臂子模塊，即可實現(xiàn)同時對直流側諧振電流和電壓的抑制。

例如，圖8(a)中，e1為采樣得到的實際直流電壓，vref_i(i＝a,b,c)為mmc交流側三相調制參考電壓，觸發(fā)mmc子模塊的igbt導通與關斷，v_damp為有源阻尼控制參考電壓，vc為單個子模塊電容電壓值。圖中將三個電壓分量疊加后得到mmc單個橋臂的調制電壓，除以mmc單個子模塊電容電壓值即得到該時刻單個橋臂投入的子模塊數(shù)，經過一個限幅器是為了避免過調制帶來的不利影響，限幅器的上下限分別為n和0。nlm_nx,nlm_px分別表示下橋臂和上橋臂的子模塊投入數(shù)量，圖8(b)中v_damp為抑制直流側諧振電流的參考電壓，直流側諧振電流消除，則直流電壓諧振分量也消失，通過調節(jié)諧振阻尼控制系數(shù)k來控制直流側諧振峰，進而抑制直流側諧振電壓和電流。在本發(fā)明具體實施例中，控制參考值滿足如下控制規(guī)律：

其中，iz為采樣的mmc內部環(huán)流，k是有源阻尼控制器比例系數(shù)，vdamp是有源阻尼控制輸出參考電壓，ωf為低通濾波器的帶寬，s表示復頻域的單位算子。

如圖9所示，具體地，直流穩(wěn)壓控制單元602進一步包括：

第二采樣單元6021，用于采樣mmc內部三相子模塊電容電壓，得到子模塊電容電壓之和后除以3即可得直流電壓平均值；

pi控制器6022，pi控制器可實現(xiàn)0穩(wěn)態(tài)誤差控制，采樣穩(wěn)態(tài)直流電壓信號作為第二輸出信號，即圖8(a)中的e1，并將得到的直流電壓平均值和直流側電壓參考值經pi控制器獲得穩(wěn)壓有功控制量，穩(wěn)壓獲得的有功控制量用來作為第三輸出信號的給定參考值，即電流內環(huán)解耦控制單元的給定輸入。

如圖10所示，電流內環(huán)解耦控制單元603進一步包括：

第三采樣單元6031，用于采樣電網(wǎng)側a、b、c三相電壓信號經過鎖相環(huán)pll得到abc/dq變換所必須的相位；

第四采樣單元6032，用于采樣三相交流電流分量，經過abc/dq變換得到實際有功電流分量和實際無功電流分量；

電流內環(huán)控制單元6033，用于將圖5中模塊16(穩(wěn)直流電壓)的輸出信號即pi控制器6022輸出的有功電流參考值與實際有功電流分量相減后經過pi控制器，加上前饋信號ωliq后得到vrefd，前饋信號包含在圖5中的vcc中，圖中未示出，同時將實際無功電流分量iq與0做差經過pi控制器以實現(xiàn)單位功率因數(shù)控制，加上前饋信號ωlid后得到vrefq(包含在vcc中)，將vrefd和vrefq同時送入圖5中所示的dq/abc變換(反派克變換)模塊，獲得如圖8(a)中的第三輸出信號vref—i(i＝a,b,c)，即vref_a,vref_b,vref_c。

可見，本發(fā)明通過采樣mmc上下橋臂電流進而得到環(huán)流分量，通過低通濾波器與采樣分量相減獲取諧振電流分量，諧振電流分量與阻尼控制器相乘得到的諧振電壓參考分量，其參考值與直流網(wǎng)絡的諧振電壓相抵消，可實現(xiàn)直流側諧振電流的抑制，而諧振電流消失使得諧振電壓得到抑制。

圖11為本發(fā)明一種直流輸電系統(tǒng)直流側諧振的有源阻尼控制方法的步驟流程圖。如圖11所示，本發(fā)明一種直流輸電系統(tǒng)直流側諧振的有源阻尼控制方法，包括如下步驟：

步驟101，控制直流輸電系統(tǒng)直流網(wǎng)絡的諧振阻尼，獲得第一輸出信號；

步驟102，控制直流輸電系統(tǒng)的直流穩(wěn)壓，獲得第二輸出信號；

步驟103，控制直流輸電系統(tǒng)的有功功率(有功電流)，獲得第三輸出信號；

步驟104，將第一輸出信號、第二輸出信號、第三輸出信號相疊加獲得調制信號，調制信號經nlm調制為mmc中的igbt提供觸發(fā)脈沖信號。

具體地，步驟101包括：

步驟s11，通過電流互感器采集mmc內部三相橋臂環(huán)流，具體地，通過電流互感器采樣mmc內部三相上下橋臂電流，并經過一除法器得到環(huán)流；

步驟s12，將環(huán)流經過低通濾波器后，獲得直流信號，與采樣的三相電流信號相減獲得諧振電流信號；

步驟s13，將諧振電流信號乘以諧振阻尼控制系數(shù)獲得該第一輸出信號。

具體地，步驟102包括：

步驟s21，采樣mmc內部三相子模塊電容電壓，得到子模塊電容電壓之和后除以3即可得直流電壓平均值；

步驟s22，利用pi控制器實現(xiàn)0穩(wěn)態(tài)誤差控制，采樣穩(wěn)態(tài)直流電壓信號作為第二輸出信號，即圖8(a)中的e1，并將得到的直流電壓平均值和直流側電壓參考值經pi控制器獲得穩(wěn)壓有功控制量，穩(wěn)壓獲得的有功控制量用來作為第三輸出信號的給定參考值，即電流內環(huán)解耦控制單元的給定輸入。

具體地，步驟103包括：

步驟s31，采樣電網(wǎng)側a、b、c三相電壓信號經過鎖相環(huán)pll得到abc/dq變換所必須的相位；

步驟s32，采樣三相交流電流分量，經過abc/dq變換得到實際有功電流分量和實際無功電流分量；

步驟s33，將步驟22獲得的有功電流參考值與實際有功電流分量相減后經過一pi控制器，加上前饋信號ωliq后得到vrefd，同時將實際無功電流分量iq與0做差經過pi控制器以實現(xiàn)單位功率因數(shù)控制，加上前饋信號ωlid后得到vrefq，將vrefd和vrefq同時送入dq/abc變換(反派克變換)模塊進行dq/abc變換，獲得第三輸出信號vrefi(i＝a,b,c)。

以下具體介紹本發(fā)明的諧振阻尼控制的實現(xiàn)：

圖8(b)為本發(fā)明的有源阻尼控制的實現(xiàn)過程示意圖，通過采樣諧振回路中直流電纜上的電流，經過一個低通濾波器后與采樣電流相減可得諧振電流分量，經過一個比例阻尼控制器，即得到疊加至mmc橋臂的阻尼參考電壓，該參考電壓與直流側諧振電壓恰好抵消，不僅可抑制直流側諧振電流，還可抑制直流側諧振電壓。有源阻尼控制參考電壓為：

iz為mmc內部環(huán)流，如果忽略mmc內部由開關函數(shù)和電容基頻波動相互作用產生的二倍頻環(huán)流，則iz包括直流輸電傳輸有功功率所必須的穩(wěn)態(tài)直流電流分量，以及激發(fā)出的諧振電流分量。ωf為低通濾波器的帶寬，k為有源阻尼控制器，k的值取決于諧振電流的大小，并且，k的值會影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性，需經綜合考慮得到一個最優(yōu)濾波效果的整定值。

以下通過具體實例說明本發(fā)明mmc-hvdc系統(tǒng)的有源阻尼控制方法：

控制方法主要分為四個部分：諧振阻尼控制、直流穩(wěn)壓控制、電流內環(huán)解耦控制和nlm信號調制。

一、諧振阻尼控制

1)分別采樣mmc內部三相上下橋臂電流經過一個除法器得到環(huán)流；

2)環(huán)流經過低通濾波器后，獲得直流信號，與采樣的三相電流信號相減獲得諧振電流信號；

3)將諧振電流信號乘以諧振阻尼控制系數(shù)獲得第一輸出信號。

二、直流穩(wěn)壓控制

1)采樣mmc內部三相子模塊電容電壓，得到子模塊電容電壓之和后除以3即可得直流電壓平均值；

2)將得到的直流電壓平均值和電壓參考值經pi控制器獲得穩(wěn)壓有功控制量，pi控制器可實現(xiàn)0穩(wěn)態(tài)誤差控制，將穩(wěn)態(tài)直流電壓獲得第二輸出信號；

三、電流內環(huán)解耦控制

1)采樣電網(wǎng)側a、b、c三相電壓信號經過鎖相環(huán)pll得到abc/dq變換所必須的相位；

2)采樣三相交流電流分量，經過abc/dq變換得到實際有功電流分量和實際無功電流分量；

3)將直流穩(wěn)壓有功控制量(即有功電流參考值)與實際有功電流相減后經過pi控制器，加上前饋信號，同時將實際無功電流分量與0做差經過pi控制器以實現(xiàn)單位功率因數(shù)控制，加上前饋信號，獲得第三輸出信號。

(4)nlm信號調制

1)、將輸出信號1、輸出信號2、輸出信號3相疊加獲得控制信號。

2)、該控制信號經nlm調制為mmc提供脈沖信號。

圖12為本發(fā)明采用有源阻尼控制下的物理本質示意圖?？梢?，本發(fā)明有源阻尼控制方法的使用相當于一個虛擬電阻，等效地增加了直流網(wǎng)絡的阻尼。既能抑制直流網(wǎng)絡的諧振電壓，又能對諧振電流進行抑制。圖13為采用有源阻尼控制和未采用有源阻尼控制的頻率響應特性(阻抗特性)對比圖，其中曲線131為不加有源阻尼控制的頻率響應特性，而曲線132為加入有源阻尼控制策略后的阻抗頻率響應特性。顯然，在采用有源阻尼控制后，直流網(wǎng)絡的諧振峰顯著減小，直流側諧振得到有效抑制，諧振峰的降低大大降低了諧振放大的幅度和可能性

綜上所述，本發(fā)明一種直流輸電系同直流側諧振的有源阻尼控制裝置及方法通過有源阻尼控制實現(xiàn)了不增加額外損耗和硬件成本的來抑制模塊化多電平變換器型直流輸電系統(tǒng)直流側電壓和電流的振蕩的目的,其一方面減少系統(tǒng)成本和額外損耗，另一方面可對所有頻段的諧振進行阻尼抑制，效果好，無需對直流輸電系統(tǒng)各個部分的參數(shù)進行精確測量或估計，使得在不增加額外投資成本的情況下，對直流側出現(xiàn)的電壓電流振蕩現(xiàn)象進行完全抑制。本發(fā)明不僅適用于半橋子模塊的mmc，還可適用于其他任意拓撲的mmc型直流輸電系統(tǒng)，對于兩電平的vsc型直流輸電系統(tǒng)也適用。

與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明所具有的有益效果為：

(1)、無需直流濾波器或直流電抗器，減小了系統(tǒng)體積，通過調控諧振阻尼系數(shù)可實現(xiàn)直流電壓和直流電流諧振分量的完全抑制。

(2)、通過增加虛擬電阻的思想等效地降低了直流網(wǎng)絡阻抗的諧振峰，可實現(xiàn)任意頻率點的諧振阻尼，在抑制諧振的同時提高了輸電效率。陷波器只能實現(xiàn)特定頻率點及其附近頻率點的諧振抑制，并且可能增大其他頻率范圍的諧振峰，不利于整個頻段的系統(tǒng)穩(wěn)定運行，有源阻尼則可實現(xiàn)對所有頻段的諧振峰的削弱。相比于直流濾波器和陷波器參數(shù)整定相對困難，有源阻尼控制系數(shù)的選取相對容易，并且受到系統(tǒng)參數(shù)不確定性的影響較小，魯棒性能佳。在保證抑制諧振的同時，直流電抗器或者陷波器的引入容易與直流輸電系統(tǒng)其他部分發(fā)生交互影響，進而惡化系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動態(tài)特性。然而，有源阻尼控制方法的引入對直流輸電系統(tǒng)其他部分的穩(wěn)定性影響很小。

以上所述實施例僅表達了本發(fā)明的幾種實施方式，其描述較為具體和詳細，但并不能因此而理解為對本發(fā)明專利范圍的限制。應當指出的是，對于本領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明構思的前提下，還可以做出若干變形和改進，這些都屬于本發(fā)明的保護范圍。因此，本發(fā)明專利的保護范圍應以所附權利要求為準。