本發(fā)明涉及電力電子變換器技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器。

背景技術(shù)：

全球一次性化石能源逐漸枯竭，且在使用過程中會產(chǎn)生溫室氣體、空氣污染等一系列環(huán)境問題，為緩解以上問題，光伏、燃料電池等綠色能源并網(wǎng)發(fā)電受到了廣泛重視。然而這些能源的輸出電壓普遍較低，因此在低壓可再生能源并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中需要具有高升壓功能的直流功率變換器。而傳統(tǒng)boost變換器易受電路寄生參數(shù)的限制，升壓增益特性受限。

現(xiàn)有技術(shù)中，采用三繞組耦合電感實現(xiàn)的交錯并聯(lián)dc/dc變換器能夠取得高電壓增益，同時還具備低輸入電流紋波、低開關(guān)器件電壓應(yīng)力、高轉(zhuǎn)換效率等特點，正成為近年來研究的熱點之一。其中，現(xiàn)有的非隔離型三繞組耦合電感交錯并聯(lián)dc/dc變換器每相中將耦合電感其中一個副邊與另一耦合電感的一個副邊直接相連接，再與電容、二極管、開關(guān)管構(gòu)成倍壓回路，提高了電壓增益，減小了輸入、輸出電流紋波，還具有良好的自動均流能力，然而該種類型的變換器工作狀態(tài)受到占空比限制，需工作在占空比大于0.5的開關(guān)狀態(tài)，實際應(yīng)用中受到諸多因素的影響，占空比的適用范圍進一步受到限制，無法廣泛適用；而如果采用獨立的啟動控制電路使兩開關(guān)管同步運行來降低輸入浪涌電流，不僅增加了變換器控制的復(fù)雜性，而且限制了電壓增益調(diào)節(jié)的靈活度，降低了變換器的動態(tài)性能。

中國發(fā)明專利，公布號：103618446a，公開日：2014年3月5日，該發(fā)明公開了一種帶耦合電感和開關(guān)電容的無源箝位并聯(lián)型升壓變換器，包括兩個功率開關(guān)管、兩個續(xù)流二極管、兩個開關(guān)電容、兩個輸出二極管、一個輸出電容、兩個箝位二極管、兩個箝位電容和兩個三繞組耦合電感。利用兩個三繞組耦合電感的漏感來實現(xiàn)功率開關(guān)管的零電流開通，并控制二極管中電流下降速率，從而解決二極管在關(guān)斷時的反向恢復(fù)問題。利用箝位二極管和箝位電容組成無源電路實現(xiàn)了功率開關(guān)管的軟關(guān)斷和漏感能量的無損轉(zhuǎn)移，其中箝位二極管不串聯(lián)在功率回路中，可減少二極管的導通損耗，箝位電容交錯放置，實現(xiàn)了兩個交錯支路的電流均衡。利用兩個三繞組耦合電感的第二、三繞組實現(xiàn)了變換器的高增益輸出，整個變換器功率損耗小，結(jié)構(gòu)簡潔。其不足之處是，占空比可調(diào)范圍小，若采用獨立的啟動控制電路增加了電路控制成本，應(yīng)用范圍窄。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

1.發(fā)明要解決的技術(shù)問題

針對現(xiàn)有技術(shù)的直流變換器調(diào)節(jié)增益時存在占空比可控范圍小的問題，本發(fā)明提供了一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器。它可以在較寬占空比范圍內(nèi)對增益進行調(diào)節(jié)，且具備自平衡能力。

2.技術(shù)方案

為解決上述問題，本發(fā)明提供的技術(shù)方案為：

一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，電源uin的正極與耦合電感t1的原邊繞組電感l(wèi)1a同名端和耦合電感t2的原邊繞組電感l(wèi)2a同名端連接，uin的負極接地，其中，耦合電感t1的原邊繞組電感l(wèi)1a的非同名端與電容c1的一端、開關(guān)管s1漏極和二極管d1的陽極連接，開關(guān)管s1源極接地，二極管d1的陰極與電容c2的一端、耦合電感t1的副邊繞組電感l(wèi)1c的同名端連接，電容c2的另一端接地，耦合電感t1的副邊繞組電感l(wèi)1c的非同名端與二極管d2的陽極連接，二極管d2的陰極與二極管do2的陽極和耦合電感t2的副邊繞組電感l(wèi)2b非同名端均連接；

電容c1的另一端與耦合電感t1的副邊繞組電感l(wèi)1b的同名端連接，耦合電感t1的副邊繞組電感l(wèi)1b的另一端與二極管do1的陽極和二極管d4的陰極連接，二極管do1的陰極與二極管do2的陰極、輸出電容co的一端和電阻r的一端連接，輸出電容co的另一端和電阻r的另一端均接地；

耦合電感t2的原邊繞組電感l(wèi)2a非同名端與開關(guān)管s2的漏極、電容c3的一端和二極管d3的陽極均連接，開關(guān)管s2的源極接地，電容c3的另一端與耦合電感t2的副邊繞組電感l(wèi)2b的同名端連接，二極管d3的陰極與電容c4的一端和耦合電感t2的副邊繞組電感l(wèi)2c的同名端連接，電容c4的另一端接地，耦合電感t2的副邊繞組l2c的非同名端與二極管d4的陽極連接。

優(yōu)選地，開關(guān)管s1和開關(guān)管s2柵極的輸入信號占空比為0-1。

3.有益效果

采用本發(fā)明提供的技術(shù)方案，與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下有益效果：

(1)本發(fā)明的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，實現(xiàn)了電壓高增益變換，電壓增益調(diào)節(jié)更加靈活；

(2)本發(fā)明的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，在占空比整個變化范圍內(nèi)(0<d<1)具備一致的電壓增益，從而使得控制電路的實現(xiàn)更加簡單；

(3)本發(fā)明的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，通過兩組耦合電感的副邊交叉跨接，支路電壓和電流能夠?qū)崿F(xiàn)自動平衡；

(4)本發(fā)明的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，開關(guān)管電壓應(yīng)力大大降低，可采用低耐壓等級和低導通電阻的高性能開關(guān)器件，降低了硬件成本；

(5)本發(fā)明的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，在輸入側(cè)采用了交錯并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，輸入電流紋波得到了有效的抑制；

(6)本發(fā)明的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，在鉗位電路的作用下，漏感能量被充分利用，降低了開關(guān)管電壓尖峰，基于以上特點，該變換器在光伏、燃料電池等新能源發(fā)電領(lǐng)域有很好的應(yīng)用價值。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)圖；

圖2為本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)圖；

圖3為本發(fā)明在占空比大于0.5時主要工作波形；

圖4為本發(fā)明在占空比大于0.5時模態(tài)1的等效電路；

圖5為本發(fā)明在占空比大于0.5時模態(tài)2的等效電路；

圖6為本發(fā)明在占空比大于0.5時模態(tài)3的等效電路；

圖7為本發(fā)明在占空比大于0.5時模態(tài)4的等效電路；

圖8為本發(fā)明在占空比大于0.5時模態(tài)5的等效電路；

圖9為本發(fā)明在占空比大于0.5時模態(tài)6的等效電路；

圖10為本發(fā)明在占空比大于0.5時模態(tài)7的等效電路；

圖11為本發(fā)明在占空比大于0.5時模態(tài)8的等效電路；

圖12為本發(fā)明在占空比小于0.5時主要工作波形；

圖13為本發(fā)明在占空比小于0.5時模態(tài)1的等效電路；

圖14為本發(fā)明在占空比小于0.5時模態(tài)2的等效電路；

圖15為本發(fā)明在占空比小于0.5時模態(tài)3的等效電路；

圖16為本發(fā)明在占空比小于0.5時模態(tài)4的等效電路；

圖17為本發(fā)明在占空比小于0.5時模態(tài)5的等效電路；

圖18為本發(fā)明在占空比小于0.5時模態(tài)6的等效電路；

圖19為200w的實驗樣機的開關(guān)驅(qū)動電壓ugs1和漏感電流ilk1、ilk2波形；

圖20為200w的實驗樣機的開關(guān)驅(qū)動電壓ugs1、漏感電流ilk1和輸入電流iin波形；

圖21為200w的實驗樣機的開關(guān)驅(qū)動電壓ugs1、開關(guān)管s1電壓應(yīng)力uds1和鉗位電容c2電壓uc2波形；

圖22為200w的實驗樣機的二極管d1、d2電壓應(yīng)力ud1、ud2波形；

圖23為本發(fā)明變換器的功率器件電壓應(yīng)力仿真圖。

具體實施方式

為進一步了解本發(fā)明的內(nèi)容，結(jié)合附圖及實施例對本發(fā)明作詳細描述。

實施例1

如圖1所示，本實施例的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，電源uin的正極與耦合電感t1的原邊繞組電感l(wèi)1a同名端和耦合電感t2的原邊繞組電感l(wèi)2a同名端連接，uin的負極接地，其中，耦合電感t1的原邊繞組電感l(wèi)1a的非同名端與電容c1的一端、開關(guān)管s1漏極和二極管d1的陽極連接，開關(guān)管s1源極接地，二極管d1的陰極與電容c2的一端、耦合電感t1的副邊繞組電感l(wèi)1c的同名端連接，電容c2的另一端接地，耦合電感t1的副邊繞組電感l(wèi)1c的非同名端與二極管d2的陽極連接，二極管d2的陰極與二極管do2的陽極和耦合電感t2的副邊繞組電感l(wèi)2b非同名端均連接；

電容c1的另一端與耦合電感t1的副邊繞組電感l(wèi)1b的同名端連接，耦合電感t1的副邊繞組電感l(wèi)1b的另一端與二極管do1的陽極和二極管d4的陰極連接，二極管do1的陰極與二極管do2的陰極、輸出電容co的一端和電阻r的一端連接，輸出電容co的另一端和電阻r的另一端均接地；

耦合電感t2的原邊繞組電感l(wèi)2a非同名端與開關(guān)管s2的漏極、電容c3的一端和二極管d3的陽極均連接，開關(guān)管s2的源極接地，電容c3的另一端與耦合電感t2的副邊繞組電感l(wèi)2b的同名端連接，二極管d3的陰極與電容c4的一端和耦合電感t2的副邊繞組電感l(wèi)2c的同名端連接，電容c4的另一端接地，耦合電感t2的副邊繞組l2c的非同名端與二極管d4的陽極連接，開關(guān)管s1和開關(guān)管s2柵極的輸入信號占空比為0-1。

本發(fā)明采用兩個三繞組耦合電感t1和t2，提出了一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器。該變換器在輸入側(cè)采用傳統(tǒng)交錯并聯(lián)boost變換器連接方式，降低了輸入電流紋波。每個耦合電感的第三繞組跨接到另一相耦合電感的第二繞組和輸出二極管之間，為其第二繞組與電容組成的準倍壓單元充電提供流通途徑，同時兩耦合電感的副邊進行了相互交叉耦合。由二極管和電容構(gòu)成的無源吸收回路單元在開關(guān)管關(guān)斷后，為漏感提供流通途徑，釋放在電容中的漏感能量再通過續(xù)流二極管向儲能電容轉(zhuǎn)移，充分利用了漏感能量且降低了開關(guān)管電壓尖峰，提高了變換效率；該變換器可以工作在占空比的整個變化范圍內(nèi)(0<d<1)，同時在占空比的整個變換范圍內(nèi)電壓增益保持一致，有利于對控制電路的實現(xiàn)。

實施例2等效電路結(jié)構(gòu)

本實施例的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，其結(jié)構(gòu)與實施例1相同，其等效電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2為本實施例提出的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，副邊漏感折算到原邊后的等效結(jié)構(gòu)；該結(jié)構(gòu)中共有t1、t2兩個耦合電感，每個耦合電感有三個繞組，耦合電感t1的同名端用“*”表示，耦合電感t2的同名端用“·”表示。其中，l1a、l2a分別為耦合電感t1、t2原邊繞組電感，l1b、l1c及l(fā)2b、l2c分別為耦合電感t1、t2副邊繞組電感，l1a、l2a的匝數(shù)均為n1，l1b、l2b的匝數(shù)均為n2，l1c、l2c的匝數(shù)均為n3，耦合電感t1、t2的匝比為n1＝n2/n1，n2＝n3/n1；lm1和lk1分別為耦合電感t1的勵磁電感，耦合電感t1的原邊漏感與副邊折算到原邊的總漏感；lm2和lk2分別為耦合電感t2的勵磁電感，耦合電感t2的原邊漏感與副邊折算到原邊的總漏感；c1、c3為儲能電容，由鉗位二極管d1、d3和鉗位電容c2、c4構(gòu)成了兩組無源吸收回路單元，d2、d4為續(xù)流二極管，do1、do2為輸出二極管；倍壓單元1由電容c1和耦合電感t1的副邊繞組電感l(wèi)1b(是指耦合電感t1的第二繞組)構(gòu)成的準倍壓單元1及開關(guān)管s1、s2的鉗位電容c4和耦合電感t2的副邊繞組l2c(是指耦合電感t2的第三繞組)形成；倍壓單元2由電容c3和耦合電感t2的副邊繞組電感l(wèi)2b(是指耦合電感t2的第二繞組)構(gòu)成的準倍壓單元2及開關(guān)管s1、s2的鉗位電容c2和耦合電感t1的副邊繞組l1c(是指耦合電感t1的第三繞組)形成；uc1、uc2、uc3、uc4分別為電容c1、c2、c3、c4兩端電壓，id1、id2、id3、id4分別為流過二極管d1、d2、d3、d4的電流，ic2、ic4分別為電容c2、c4流過的電流；uds1和is1分別為開關(guān)管s1兩端電壓、流過開關(guān)管s1的電流；ilk1、ilk2分別為第一相、第二相的輸入電流，ido1、ido2分別為流過二極管do1、do2的電流，uin為輸入電壓，uo為負載r兩端的電壓，即輸出電壓。

實施例3工作原理(d>0.5)

本實施例中的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，開關(guān)管s1和開關(guān)管s2柵極的輸入信號占空比d>0.5，本實施例中的變換器在d>0.5時的主要工作波形如圖3所示，在一個開關(guān)周期中有8個工作模態(tài)，如圖4-11所示。

模態(tài)1[t0-t1]

在t0時刻，開關(guān)管s1開始導通，s2維持導通，二極管d1、d3、d4和do2關(guān)斷，d2和do1導通，對應(yīng)的等效電路如圖4所示。此工作階段中，第一相的鉗位電容c2與耦合電感t1第三繞組串聯(lián)向準倍壓單元2(電容c3和耦合電感t2的副邊繞組電感l(wèi)2b構(gòu)成)充電，充電電流與第二相輸入電流共同流入開關(guān)管s2。漏感(耦合電感t1的原邊漏感與副邊折算到原邊的總漏感l(wèi)k1，耦合電感t2的原邊漏感與副邊折算到原邊的總漏感l(wèi)k2)控制了副邊繞組(耦合電感t1的第二繞組、耦合電感t1的第三繞組和耦合電感t2的第二繞組)電流的變化率，從而也控制了二極管d2、do1關(guān)斷電流的下降率，進而緩解了二極管d2、do1的反向恢復(fù)問題。

模態(tài)2[t1-t2]

如圖5所示，在這個階段，開關(guān)管s1、s2同時處于開通狀態(tài)，所有二極管均處于反向截止狀態(tài)，電流流通路徑如圖5所示。在輸入電源uin的作用下，勵磁電感l(wèi)m1、lm2和漏感l(wèi)k1、lk2充電儲能，直到開關(guān)管s2關(guān)斷，該模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)3[t2-t3]

結(jié)合圖3和圖6，在t2時刻，開關(guān)管s2關(guān)斷，開關(guān)管s1維持導通，二極管d1、d2和do1仍處于反向截止狀態(tài)。由于在t2時刻開關(guān)管s2關(guān)斷，漏感l(wèi)k2中存儲的能量通過鉗位二極管d3向電容c4充電。同時，勵磁電感l(wèi)m2和儲能電容c3中的能量經(jīng)輸出二極管do2向負載側(cè)傳輸。在這一階段中，儲能電容c1充電儲能。對應(yīng)的等效電路如圖6所示。

模態(tài)4[t3-t4]

結(jié)合圖3和圖7，在此模態(tài)中，開關(guān)管s2繼續(xù)關(guān)斷，開關(guān)管s1繼續(xù)導通，二極管d1、d2和do1關(guān)斷，二極管d3零電流關(guān)斷，d4和do2仍導通，電流流通路徑如圖7所示。存儲在勵磁電感l(wèi)m2和電容c3中的能量繼續(xù)經(jīng)輸出二極管do2向負載側(cè)傳輸。同時電容c4中的能量經(jīng)過二極管d4向儲能電容c1轉(zhuǎn)移。

模態(tài)5[t4-t5]

如圖8所示，開關(guān)管s2在t4時刻開始導通，在此模態(tài)中開關(guān)管s1繼續(xù)導通。二極管d1、d2、d3和do1關(guān)斷，d4和do2導通，準倍壓單元1在第二相鉗位電容c4與耦合電感t2第三繞組的共同作用下充電儲能，充電電流與第一相輸入電流(漏感l(wèi)k1上流過的電流ilk1)共同流入開關(guān)管s1。直至t5時刻，流過二極管d4、do2的電流降為零，此模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)6[t5-t6]

該模態(tài)中，開關(guān)管s1、s2均處于導通狀態(tài)，所有二極管均處于關(guān)斷狀態(tài)，如圖9所示。勵磁電感l(wèi)m1、lm2和漏感l(wèi)k1、lk2的電流ilk1、ilk2在輸入電壓uin的作用下線性增加。

模態(tài)7[t6-t7]

由圖10可以看出，在t＝t6時刻，開關(guān)管s1關(guān)斷，開關(guān)管s2繼續(xù)導通，二極管d3、d4和do2關(guān)斷，d1、d2和do1導通，存儲在勵磁電感l(wèi)m1和電容c1中的能量經(jīng)輸出二極管do1向負載側(cè)提供。同時，存儲在漏感l(wèi)k1中的能量經(jīng)過鉗位二極管d1傳輸?shù)诫娙輈2中。二極管d2導通，為準倍壓單元2(由電容c3和耦合電感t2的副邊繞組電感l(wèi)2b構(gòu)成)中的儲能電容c3充電提供流通路徑。直到t7時刻，此模態(tài)結(jié)束，進入下一模態(tài)。

模態(tài)8[t7-t0']

在此階段中，開關(guān)管s1關(guān)斷，s2導通，等效電路如圖11所示，流經(jīng)二極管d1的電流降為零后自然關(guān)斷，二極管d3、d4和do2關(guān)斷，d2和do1導通，電容c3充電儲能，勵磁電感l(wèi)m1和電容c1繼續(xù)通過輸出二極管do1向負載側(cè)傳遞能量，準倍壓單元2(由電容c3和耦合電感t2的副邊繞組電感l(wèi)2b構(gòu)成)向儲能電容c3充電提供流通路徑。

實施例4工作原理(d<0.5)

本實施例中的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器在d<0.5時的主要工作波形如圖12所示，開關(guān)管s1和s2交錯運行，其驅(qū)動信號相差180°相位角，在一個開關(guān)周期中有6個工作模態(tài)，如圖13-18所示。

模態(tài)1[t0-t1]

如圖13所示。該模態(tài)中，開關(guān)管s1導通，s2仍處于斷態(tài)，二極管d1、d2和do1關(guān)斷，d3、d4和do2導通。輸入電源uin向耦合電感t1的勵磁電感l(wèi)m1和漏感l(wèi)k1充電，耦合電感t2的漏感l(wèi)k2中存儲的能量通過鉗位二極管d3繼續(xù)向電容c4轉(zhuǎn)移，耦合電感t1的勵磁電感l(wèi)m2和儲能電容c3中的能量經(jīng)輸出二極管do2向負載側(cè)傳輸。同時，二極管d4導通，電容c1充電儲能。

模態(tài)2[t1-t2]

結(jié)合圖12和圖14，在t1時刻，開關(guān)管s1維持導通，開關(guān)管s2繼續(xù)關(guān)斷。在此模態(tài)中，d4和do2導通,二極管d3零電流關(guān)斷，二極管d1、d2和do1仍然處于反向截止狀態(tài)。對應(yīng)的等效電路如圖14所示。

模態(tài)3[t2-t3]

結(jié)合圖12和圖15，開關(guān)管s1和s2均處于關(guān)斷狀態(tài)，二極管d2、d3和d4均處于反向截止狀態(tài)，二極管do1和do2導通，如圖15所示。漏感l(wèi)k1中存儲的能量通過鉗位二極管d1向電容c2充電。在該模態(tài)中，輸出二極管do1和do2導通，勵磁電感l(wèi)m1和電容c1中的能量通過do1向負載側(cè)轉(zhuǎn)移，勵磁電感l(wèi)m2和電容c3中的能量通過do2向負載側(cè)轉(zhuǎn)移。

模態(tài)4[t3-t4]

結(jié)合圖12和圖16，開關(guān)管s2在t3時刻開始導通，do2、d3和d4關(guān)斷，在此模態(tài)中開關(guān)管s1繼續(xù)關(guān)斷。漏感l(wèi)k1中存儲的能量繼續(xù)通過鉗位二極管d1向電容c2充電，勵磁電感l(wèi)m1和儲能電容c1中的能量繼續(xù)經(jīng)輸出二極管do1向負載側(cè)充電。同時，二極管d2導通，電容c3充電儲能。對應(yīng)的等效電路如圖16所示。

模態(tài)5[t4-t5]

此模態(tài)對應(yīng)的等效電路如圖17所示。在t4時刻開關(guān)管s1仍處于關(guān)斷狀態(tài)，開關(guān)管s2維持導通。二極管d1零電流自然關(guān)斷，二極管do2、d3和d4仍然處于反向截止狀態(tài)，二極管d2導通，電容c3充電儲能。

模態(tài)6[t5-t6]

結(jié)合圖12和圖18，該模態(tài)中，開關(guān)管s1和s2同時處于關(guān)斷狀態(tài)，二極管d1、d2和d4均處于反向截止狀態(tài)，二極管do1、do2和d3導通。漏感l(wèi)k2中存儲的能量通過鉗位二極管d3向電容c4充電，存儲在勵磁電感l(wèi)m2和電容c3中的能量經(jīng)輸出二極管do2向負載側(cè)轉(zhuǎn)移。

實施例5電壓增益計算

為了簡化分析，本實施例中的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，結(jié)構(gòu)與實施例1相同，等效結(jié)構(gòu)和圖2相同，工作原理與實施例3和4相同，在以下分析中不計損耗且忽略耦合電感漏感的影響。

電壓增益(d＞0.5)

當變換器工作在圖5所示的模態(tài)2和圖9所示的模態(tài)6時，輸入電源uin分別對勵磁電感l(wèi)m1、lm2充電：

ulm1＝ulm2＝uin(1)

工作在圖6所示的模態(tài)3和圖10所示的模態(tài)7時，電容c1、c2、c3、c4的電壓表達式為：

由(1)、(2)和(3)可得，該變換器輸出電壓的表達式：

變換器的電壓增益：

電壓增益(d<0.5)

根據(jù)圖15和圖18，可求出電容c2、c4兩端的電壓：

在圖13中，開關(guān)管s1導通，耦合電感t1處于儲能階段，根據(jù)圖13可列出以下等式：

ulm1＝uin(7)

根據(jù)(6)、(7)和(8)可得：

該變換器輸出電壓的表達式：

可得變換器的升壓比為：

綜上分析，可以看出該變換器在占空比整個變化周期內(nèi)(0<d<1)，其電壓增益表達式相同，因此有利于控制電路的實現(xiàn)。另外，該變換器的電壓增益表達式有三個自由度，分別為占空比d和耦合電感t1和t2的匝比n1及n2，增加了增益調(diào)節(jié)的靈活度。

實施例6開關(guān)器件的電壓應(yīng)力

本實施例中的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，根據(jù)實施例3-5的分析，可推導出開關(guān)管s1、s2的電壓應(yīng)力：

鉗位二極管d1、d3的電壓應(yīng)力：

續(xù)流二極管d2、d4的電壓應(yīng)力：

輸出二極管do1、do2的電壓應(yīng)力：

在匝比n1＝n2＝1的情況下，各功率器件的電壓應(yīng)力與輸出電壓之比隨開關(guān)管占空比的變化曲線如圖23所示?？梢钥闯?，隨著占空比的增加，各功率器件的電壓應(yīng)力均降低且總小于輸出電壓。特別是，開關(guān)管的最大電壓應(yīng)力低于輸出電壓的三分之一，有利于選擇小功率高性能的開關(guān)器件。

實施例7自平衡能力分析

本實施例中的一種具有自平衡能力、寬占空比控制交錯高增益dc/dc變換器，結(jié)構(gòu)與實施例1相同，在實施例2-5的基礎(chǔ)上，假設(shè)開關(guān)管s1的占空比為d1，開關(guān)管s2的占空比為d2，匝比n1＝n2＝n，當d1≠d2時，儲能電容c1、c3兩端電壓分別為：

在開關(guān)管s1關(guān)斷，s2導通期間，第一相輸出電壓為：

其中，ulm1_discharge表示耦合電感t1勵磁電感l(wèi)m1的放電電壓。

在開關(guān)管s1關(guān)斷，s2導通期間，第二相輸出電壓為：

其中，ulm2_discharge表示耦合電感t2勵磁電感l(wèi)m2的放電電壓。

表1開關(guān)管占空比不對稱時自動均流能力分析

由以上分析可知，在占空比不對稱時，儲能電容c1、c3兩端的電壓會隨著占空比的變化自動調(diào)節(jié)，每相輸出電壓在輸入電壓和耦合電感原邊及準倍壓單元的共同作用下保持一致，使得兩相輸入電流能夠保持自動平衡。

從表1的仿真分析可以看出，本實施例的變換器在占空比不對稱時，具有較好的自動均流能力。每個耦合電感第三繞組交叉跨接到另一組耦合電感中，副邊進行了相互交叉耦合，使得支路電流能夠?qū)崿F(xiàn)自動平衡。

實施例8性能驗證

為了驗證實施例1-6所提變換器的工作性能，本實施例搭建了一臺200w的實驗樣機進行了驗證。樣機主要參數(shù)如表2所示。

表2各器件的選型

圖19-22中橫坐標代表時間t(10us/格)，每格代表10us；縱坐標代表電壓或電流與各個參數(shù)的標示相對應(yīng)，由圖19和20可知，由于兩個耦合電感的電流波形進行了交錯運行，使得總輸入電流iin的紋波大大減小。圖21為開關(guān)管s1上的驅(qū)動信號ugs1和其電壓應(yīng)力uds1波形及鉗位電容c2的電壓uc2波形，開關(guān)管s1的電壓應(yīng)力uds1近似為輸出電壓uo的1/4，實現(xiàn)了低電壓應(yīng)力功能，開關(guān)管s1的兩端電壓幾乎等于鉗位電容c2的電壓，與理論分析較一致。圖22為鉗位二極管d1和續(xù)流二極管d2的電壓應(yīng)力ud1、ud2波形，可以看出鉗位二極管d1的電壓應(yīng)力ud1約為輸出電壓uo的1/4，二極管d2的電壓應(yīng)力ud2也低于輸出電壓uo，實驗結(jié)果較好地驗證了該變換器的工作原理及其穩(wěn)態(tài)特性。

以上示意性的對本發(fā)明及其實施方式進行了描述，該描述沒有限制性，附圖中所示的也只是本發(fā)明的實施方式之一，實際的結(jié)構(gòu)并不局限于此。所以，如果本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員受其啟示，在不脫離本發(fā)明創(chuàng)造宗旨的情況下，不經(jīng)創(chuàng)造性的設(shè)計出與該技術(shù)方案相似的結(jié)構(gòu)方式及實施例，均應(yīng)屬于本發(fā)明的保護范圍。