本發(fā)明涉及MMC換流器領(lǐng)域，尤其是一種具有直流故障電流阻斷能力的MMC三電平子模塊拓?fù)浼捌潆娙蓦妷壕饪刂品椒ā?/p>

技術(shù)背景

隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，多電平變換器及其相關(guān)技術(shù)的研究已逐漸成為高壓大功率電力應(yīng)用領(lǐng)域的研究熱點。模塊化多電平變換器(Modular Multilevel Converter，MMC)作為一種新型的多電平變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以其獨特的結(jié)構(gòu)優(yōu)勢，克服了傳統(tǒng)多電平變換器的不足，其模塊化結(jié)構(gòu)具有良好的可擴展性，在高壓直流輸電、無功補償?shù)葘﹄妷汉凸β实燃壱筝^高的場合具有良好的應(yīng)用潛力。

直流側(cè)短路故障是直流輸電特別是在架空線路中一種較為嚴(yán)重的故障形式。目前，處理直流側(cè)故障主要有三種方式：1)通過交流設(shè)備如交流斷路器、交流熔斷器等切斷故障點與交流系統(tǒng)的聯(lián)系；2)通過直流設(shè)備如直流斷路器等阻斷故障點與換流器的聯(lián)系；3)通過換流器中功率半導(dǎo)體器件的開關(guān)動作實現(xiàn)直流側(cè)故障的隔離。但第一種方式由于其機械動作的限制導(dǎo)致交流設(shè)備的響應(yīng)時間長且重啟復(fù)雜；第二種方式中的直流斷路器的技術(shù)尚不成熟且造價高，難以應(yīng)用于實際工程中；相比于前兩種方式，第三種方式響應(yīng)時間快，故障后可快速恢復(fù)運行，成為處理MMC-HVDC直流側(cè)短路故障的一種有效的解決途徑。

目前能夠?qū)崿F(xiàn)直流故障防護的子模塊結(jié)構(gòu)中具有代表性的是全橋子模塊(Full Bridge Sub-Module,FBSM)和箝位雙子模塊(Clamp Double Sub-Module,CDSM)的結(jié)構(gòu)。對于由全橋子模塊或箝位雙子模塊級聯(lián)而成的N電平MMC，其任一橋臂的電容數(shù)量為N-1。為對每橋臂各模塊單元的電容電壓進行實時測量及排序，以實現(xiàn)電容電壓的均衡控制，每橋臂所需的電壓傳感器數(shù)量也為N-1。對于級聯(lián)數(shù)很大的MMC，需要大量的電壓傳感器，同時增加了控制系統(tǒng)的復(fù)雜程度，降低了系統(tǒng)的可靠性。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供了一種具有直流故障電流阻斷能力的MMC三電平子模塊拓?fù)浼捌潆娙蓦妷壕饪刂品椒?，能夠快速阻斷直流?cè)短路故障電流，并減少所需的電壓傳感器數(shù)量，降低控制系統(tǒng)的復(fù)雜程度，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

本發(fā)明提供了一種具有直流故障電流阻斷能力的MMC三電平子模塊拓?fù)?，包括開關(guān)管1、開關(guān)管2、開關(guān)管3、開關(guān)管4、開關(guān)管5、開關(guān)管6、二極管D7、電容C1和電容C2；電容C1的電壓為U_C1，電容C2的電壓為U_C2；開關(guān)管1的集電極與電容C1的正極連接，開關(guān)管1的發(fā)射極與開關(guān)管6的集電極連接，開關(guān)管2的發(fā)射極與電容C1的負(fù)極、開關(guān)管5的集電極連接，開關(guān)管2的集電極與開關(guān)管3的發(fā)射極、開關(guān)管6的發(fā)射極連接，開關(guān)管3的集電極與電容C2的正極、二極管D7的陰極連接，開關(guān)管4的發(fā)射極與電容C2的負(fù)極、開關(guān)管5的發(fā)射極連接，開關(guān)管4的集電極與二極管D7的陽極連接。

所述的MMC三電平子模塊拓?fù)洌_關(guān)管1為絕緣柵雙極型晶體管T1與反并聯(lián)二極管D1，開關(guān)管2為絕緣柵雙極型晶體管T2與反并聯(lián)二極管D2，開關(guān)管3為絕緣柵雙極型晶體管T3與反并聯(lián)二極管D3，開關(guān)管4為絕緣柵雙極型晶體管T4與反并聯(lián)二極管TD，開關(guān)管5為絕緣柵雙極型晶體管T5與反并聯(lián)二極管D5，開關(guān)管6為絕緣柵雙極型晶體管T6與反并聯(lián)二極管D6。

所述的MMC三電平子模塊拓?fù)?，開關(guān)管1的發(fā)射極作為子模塊輸出端的正極，開關(guān)管4集電極作為子模塊輸出端的負(fù)極，輸出電壓為U_out，子模塊輸入電流i的參考方向與所述輸出電壓U_out的參考方向相同，U_C1＝U_C2＝電容電壓額定值U_cref。

所述的MMC三電平子模塊拓?fù)洌谡＿\行狀態(tài)下可以工作在旁路、并聯(lián)、串聯(lián)三種模式，輸出三種電平電壓(0，U_cref和2U_cref)：旁路模式下輸出零電平；并聯(lián)模式下，兩電容電壓相同，輸出電壓U_out＝U_C1＝U_C2＝U_cref；串聯(lián)模式下輸出電壓U_out＝U_C1+U_C2＝2U_cref。當(dāng)故障發(fā)生時，閉鎖所有IGBT，所述的MMC三電平子模塊拓?fù)漭敵鲭妷簽?U_cref或-U_cref，從而達到迅速閉鎖故障電流的目的。

基于上述子模塊結(jié)構(gòu)的電容電壓均衡控制方法，包括如下步驟：

步驟一：測量每橋臂每個子模塊中電容C1的電容電壓，生成原始輸入電壓序列[V_i]_1×(N-1)/2＝[V_C1V_C2…V_Ck…V_C(N-1)/2]；

步驟二：對子模塊電容電壓[V_i]_1×(N-1)/2由高到低進行排序，其對應(yīng)的子模塊序號也將重新排序，生成序列[N_SM1]_1×(N-1)/2，并將[N_SM1]_1×(N-1)/2中的每一個元素復(fù)制產(chǎn)生[N_SM2]_1×(N-1)；

步驟三：對于MMC任一橋臂，利用載波層疊、載波移相或最近電平逼近等調(diào)制方法獲得橋臂電壓參考值即為下一時刻該橋臂所需投入的子模塊電容個數(shù)n；

步驟四：根據(jù)步驟三所求應(yīng)投入的子模塊電容個數(shù)n及橋臂電流方向，生成每一子模塊的電容開關(guān)狀態(tài)序列[X]_1×(N-1)＝[X₁X₁₁X₂X₂₂…X_kX_kk…X_(N-1)/2X_{(N-1)/2(N-1)/2}]，其中X_k為電容C_k的開關(guān)狀態(tài)，X₁₁為電容C_kk的開關(guān)狀態(tài)；

步驟五：根據(jù)步驟四所得的子模塊電容開關(guān)狀態(tài)序列[X]_1×(N-1)，查表獲得子模塊輸出電壓，生成IGBT觸發(fā)脈沖。

在所述步驟四中，若橋臂電流I_arm<0，生成序列[N_V]_1×(N-1)＝[1 1…1 0 0…0]，其中元素1的個數(shù)等于應(yīng)投入的子模塊電容個數(shù)n；若橋臂電流I_arm>0，生成序列[N_V]_1×(N-1)＝[0 0…0 1 1…1]，其中元素1的個數(shù)等于應(yīng)投入的子模塊電容個數(shù)n。將序列[N_V]_1×(N-1)與所述步驟二序列[N_SM2]_1×(N-1)中的對應(yīng)元素一一相乘生成新的數(shù)列[N_SM3]_1×(N-1)，并將其奇偶元素分離，分別得到奇數(shù)序列[N_SM4]_1×(N-1)/2和偶數(shù)序列[N_SM5]_1×(N-1)/2，若k等于[N_SM4]_1×(N-1)/2中任一元素，則X_k＝1，否則X_k＝0；若k等于[N_SM5]_1×(N-1)/2中任一元素，則X_kk＝1，否則X_kk＝0。

步驟五所述子模塊輸出電壓及IGBT觸發(fā)脈沖配置如下：

若X_k＝0，X_kk＝0，則子模塊輸出電壓V_SM＝0，IGBT觸發(fā)脈沖：T_1k＝0，T_2k＝1，T_3k＝0，T_4k＝1，T_5k＝1，T_6k＝1；

若X_k＝1，X_kk＝0或者X_k＝0，X_kk＝1，則子模塊輸出電壓V_SM＝U_cref，IGBT觸發(fā)脈沖：T_1k＝1，T_2k＝0，T_3k＝1，T_4k＝1，T_5k＝1，T_6k＝1；

若X_k＝1，X_kk＝1，則子模塊輸出電壓V_SM＝2U_cref，IGBT觸發(fā)脈沖：T_1k＝1，T_2k＝1，T_3k＝1，T_4k＝1，T_5k＝0，T_6k＝0。

與現(xiàn)有的具備直流故障電流阻斷能力的三電平子模塊相比，本發(fā)明的優(yōu)勢為：對于該新型子模塊級聯(lián)而成的N電平MMC，其任意橋臂的子模塊數(shù)量為(N-1)/2，由于每個子模塊中兩電容的電壓相同，每橋臂所需的電壓傳感器數(shù)量為也為(N-1)/2，僅為傳統(tǒng)子模塊所需傳感器數(shù)量的50％，所需進行排序的電容電壓數(shù)量也降低了一半，極大的降低了硬件成本及控制系統(tǒng)的計算負(fù)擔(dān)和復(fù)雜程度，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

附圖說明

圖1為本發(fā)明一種具有直流故障電流阻斷能力的MMC三電平子模塊拓?fù)洌?/p>

圖2a、2b、2c分別為本發(fā)明一種具有直流故障電流阻斷能力的MMC三電平子模塊拓?fù)浞€(wěn)態(tài)條件下的1、2、3三種工作模式；

圖3為本發(fā)明一種具有直流故障電流阻斷能力的MMC三電平子模塊拓?fù)潆娐烽]鎖后的兩個工作模式；

圖4a、4b、4c為本發(fā)明一種具有直流故障電流阻斷能力的MMC三電平子模塊拓?fù)涞碾娙蓦妷壕饪刂品椒鞒虉D。

具體實施方式

為進一步闡述本發(fā)明的內(nèi)容和特點，以下結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實施方式進行說明，但本發(fā)明的實施不限于此。以下若有未特別說明的控制過程，均為本領(lǐng)域技術(shù)人員可參照現(xiàn)有控制技術(shù)實現(xiàn)的。

參照圖1，所述的一種具有直流故障電流阻斷能力的MMC三電平子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)包括開關(guān)管1、開關(guān)管2、開關(guān)管3、開關(guān)管4、開關(guān)管5、開關(guān)管6、二極管D7、電容C1和電容C2；電容C1的電壓為U_C1，電容C2的電壓為U_C2；開關(guān)管1的集電極與電容C1的正極連接、開關(guān)管1的發(fā)射極與開關(guān)管6的集電極連接，開關(guān)管2的發(fā)射極與電容C1的負(fù)極、開關(guān)管5的集電極連接，開關(guān)管2的集電極與開關(guān)管3的發(fā)射極、開關(guān)管6的發(fā)射極連接，開關(guān)管3的集電極與電容C2的正極、二極管D7的陰極連接，開關(guān)管4的發(fā)射極與電容C2的負(fù)極、開關(guān)管5的發(fā)射極連接，開關(guān)管4的集電極與二極管D7的陽極連接。

開關(guān)管1為絕緣柵雙極型晶體管T1與反并聯(lián)二極管D1，開關(guān)管2為絕緣柵雙極型晶體管T2與反并聯(lián)二極管D2，開關(guān)管3為絕緣柵雙極型晶體管T3與反并聯(lián)二極管D3，開關(guān)管4為絕緣柵雙極型晶體管T4與反并聯(lián)二極管TD，開關(guān)管5為絕緣柵雙極型晶體管T5與反并聯(lián)二極管D5，開關(guān)管6為絕緣柵雙極型晶體管T6與反并聯(lián)二極管D6。

開關(guān)管1的發(fā)射極作為子模塊輸出端的正極，開關(guān)管4的集電極作為子模塊輸出端的負(fù)極，輸出電壓為U_out，子模塊輸入電流i的參考方向與所述輸出電壓U_out的參考方向相同，U_C1＝U_C2＝電容電壓額定值U_cref。

參照圖2，所述一種具有直流故障電流阻斷能力的MMC三電平子模塊拓?fù)湓谡＿\行時具有三種工作模式：

模式1：如圖2a所示，控制開關(guān)管2、4、5、6導(dǎo)通，開關(guān)管1、3關(guān)斷。所述子模塊工作在旁路模式，輸出電壓U_out＝0。當(dāng)所述子模塊輸入電流i>0時，電流流通路徑如圖中實線所示，電流i流經(jīng)T6、T2、T5和D4，電容C1和電容C2被旁路；當(dāng)所述子模塊輸入電流i<0時，電流流通路徑如圖中虛線所示，電流i流經(jīng)T4、D5、D2和D6，電容C1和電容C2被旁路。

模式2：如圖2b所示，控制開關(guān)管1、3、4、5、6導(dǎo)通，開關(guān)管2關(guān)斷。所述子模塊工作在并聯(lián)模式，輸出電壓U_out＝U_cref。當(dāng)所述子模塊輸入電流i>0時，電流流通路徑如圖中實線所示，電流i流經(jīng)D1、T5和D4，向電容C1充電，流經(jīng)T6、D3和D4，向電容C2充電；當(dāng)所述子模塊輸入電流i<0時，電流流通路徑如圖中虛線所示，電流i流經(jīng)T4、D5和T1，電容C1放電，流經(jīng)T4、T3和D6，電容C2放電。

模式3：如圖2c所示，控制開關(guān)管1、2、3、4導(dǎo)通，開關(guān)管5、6關(guān)斷。所述子模塊工作在串聯(lián)模式，輸出電壓U_out＝2U_cref。當(dāng)所述子模塊輸入電流i>0時，電流流通路徑如圖中實線所示，電流i流經(jīng)D1、D2、D3和D4，向電容C1和電容C2充電；當(dāng)所述子模塊輸入電流i<0時，電流流通路徑如圖中虛線所示，電流i流經(jīng)T4、T3、T2和T1，電容C1和電容C2放電。

所述一種具有直流故障電流阻斷能力的MMC三電平子模塊拓?fù)?，工作在模?時，通過并聯(lián)連接將兩電容電壓控制在相同水平，進入下一工作模式3時，兩電容器的初始電壓及電流流通路徑相同，因此電容電壓仍保持一致，即使兩電容電壓存在微小偏差，這一偏差也將在下一次并聯(lián)模式開始時消除，因此每個子模塊只需一個電壓傳感器進行監(jiān)控。

當(dāng)控制器檢測到直流短路故障信號，閉鎖MMC所有IGBT，所述一種具有直流故障電流阻斷能力的MMC三電平子模塊拓?fù)渚哂袃煞N故障模式。

故障模式1：如圖3實線所示，故障電流i>0，電流流經(jīng)D1、D2、D3和D4，向電容C1和電容C2充電，所述子模塊輸出電壓U_out＝2U_cref。

故障模式2：如圖3虛線所示，故障電流i<0，電流流經(jīng)D7、D5、D2和D6，向電容C2充電，所述子模塊輸出電壓U_out＝-U_cref。

可見，當(dāng)故障發(fā)生時，閉鎖所有IGBT，無論橋臂電流方向如何，都會對所述子模塊進行充電，從而達到快速閉鎖故障電流的目的。

參照圖4a，基于上述子模塊結(jié)構(gòu)的電容電壓均衡控制方法，包括如下步驟：

步驟一：測量每橋臂每個子模塊中電容C1的電容電壓，生成原始輸入電壓序列[V_i]_1×(N-1)/2＝[V_C1V_C2…V_Ck…V_C(N-1)/2]；

步驟二：對子模塊電容電壓[V_i]_1×(N-1)/2由高到低進行排序，其對應(yīng)的子模塊序號也將重新排序，生成序列[N_SM1]_1×(N-1)/2，并將[N_SM1]_1×(N-1)/2中的每一個元素復(fù)制產(chǎn)生[N_SM2]_1×(N-1)；

步驟三：對于MMC任一橋臂，利用載波層疊、載波移相或最近電平逼近等調(diào)制方法獲得橋臂電壓參考值即為下一時刻該橋臂所需投入的子模塊電容個數(shù)n；

步驟四：根據(jù)步驟三所求應(yīng)投入的子模塊電容個數(shù)n及橋臂電流方向，生成每一子模塊的電容開關(guān)狀態(tài)序列[X]_1×(N-1)＝[X₁X₁₁X₂X₂₂…X_kX_kk…X_(N-1)/2X_{(N-1)/2(N-1)/2}]，其中X_k為電容C_k的開關(guān)狀態(tài)，X₁₁為電容C_kk的開關(guān)狀態(tài)；

步驟五：根據(jù)步驟四所得的子模塊電容開關(guān)狀態(tài)序列[X]_1×(N-1)，查表獲得子模塊輸出電壓，生成IGBT觸發(fā)脈沖。

如圖4b，在所述步驟四中，若橋臂電流I_arm<0，生成序列[N_V]_1×(N-1)＝[1 1…1 0 0…0]，其中元素1的個數(shù)等于應(yīng)投入的子模塊電容個數(shù)n；若橋臂電流I_arm>0，生成序列[N_V]_1×(N-1)＝[0 0…0 1 1…1]，其中元素1的個數(shù)等于應(yīng)投入的子模塊電容個數(shù)n。將序列[N_V]_1×(N-1)與所述步驟二序列[N_SM2]_1×(N-1)中的對應(yīng)元素一一相乘生成新的數(shù)列[N_SM3]_1×(N-1)，并將其奇偶元素分離，分別得到奇數(shù)序列[N_SM4]_1×(N-1)/2和偶數(shù)序列[N_SM5]_1×(N-1)/2，若k等于[N_SM4]_1×(N-1)/2中任一元素，則X_k＝1，否則X_k＝0；若k等于[N_SM5]_1×(N-1)/2中任一元素，則X_kk＝1，否則X_kk＝0。

如圖4c，步驟五所述子模塊輸出電壓及IGBT觸發(fā)脈沖配置如下：

若X_k＝0，X_kk＝0，則子模塊輸出電壓V_SM＝0，IGBT觸發(fā)脈沖：T_1k＝0，T_2k＝1，T_3k＝0，T_4k＝1，T_5k＝1，T_6k＝1；

若X_k＝1，X_kk＝0或者X_k＝0，X_kk＝1，則子模塊輸出電壓V_SM＝U_cref，IGBT觸發(fā)脈沖：T_1k＝1，T_2k＝0，T_3k＝1，T_4k＝1，T_5k＝1，T_6k＝1；

若X_k＝1，X_kk＝1，則子模塊輸出電壓V_SM＝2U_cref，IGBT觸發(fā)脈沖：T_1k＝1，T_2k＝1，T_3k＝1，T_4k＝1，T_5k＝0，T_6k＝0。

上述實施例為本發(fā)明較佳的實施方式，但本發(fā)明的實施方式并不受所述實施例限制，其他的任何未背離本實施新型的精神實質(zhì)與原理下的所作的改變、修飾、替代、組合、簡化，均應(yīng)為等效的置換方式，都包括在本發(fā)明的保護范圍內(nèi)。