本發(fā)明涉及一種變換器控制電路，具體是一種具有雙向同步整流和死區(qū)自調(diào)節(jié)的變換器控制電路。

背景技術(shù)：

DC/DC變換器作為實(shí)現(xiàn)不同直流電壓的轉(zhuǎn)換，一般傳統(tǒng)的DC/DC變換器為單向轉(zhuǎn)換以及非隔離的BUCK-BOOST拓?fù)涞腄C/DC變換?，F(xiàn)為滿足儲(chǔ)能，能源的充分利用。在車載以及，電池化成方面，DC/DC雙向變換已經(jīng)迫切需要，傳統(tǒng)的非隔離型DC/DC變換器，由于不具備電氣隔離在安全方面存在隱患，故隔離型DC/DC雙向變換器成為主要研究對(duì)象。

DC/DC變換器中以LLC拓?fù)渥顬閮?yōu)先，LLC拓?fù)溆兄鴰缀跞秶鷥?nèi)能實(shí)現(xiàn)ZVS，并在f＜fr(諧振頻率)副邊整流管能實(shí)現(xiàn)ZCS，其控制方式為PFM，作為天生的抖頻模式，可改善電路的EMC。如圖1為傳統(tǒng)全橋LLC DC/DC變換器，為單向的二極管整流方式。

如圖2所示，為L(zhǎng)LC DC/DC變換器同步整流。傳統(tǒng)的二極管整流，在低壓大電流輸出情況下，二極管的導(dǎo)通損耗占的比例大，使得電路效率難以調(diào)整，損耗的增加又帶來(lái)了散熱難度，需要增加相應(yīng)的散熱措施，增加了散熱成本，模塊化體積也難以做小，并降低了電路可靠性，同時(shí)實(shí)現(xiàn)不了DC/DC雙向變換的功能。

DC/DC變換器若采用同步整流，則可減少整流管帶來(lái)的導(dǎo)通損耗，提高了電路效率，散熱成本降低，電路功率密度也可做高，同時(shí)還能實(shí)現(xiàn)DC/DC雙向變換功能。

LLC DC/DC變換器同步整流，其帶來(lái)了一些問(wèn)題如在f＜fr，以及P＜Po(額定功率)條件下，同步整流技術(shù)會(huì)帶來(lái)電流反灌問(wèn)題。電流反灌問(wèn)題會(huì)使得，副邊管子關(guān)斷時(shí)出現(xiàn)Vds尖峰應(yīng)力以及副邊關(guān)斷損耗增加，同時(shí)耦合至原邊使得原邊通過(guò)體二極管電流回饋，原邊管子體二極管的反向恢復(fù)可能會(huì)造成原邊管子互通瞬間短路，這可能造成原邊管子損壞。這大大降低了電路可靠性，防反灌技術(shù)必須實(shí)現(xiàn)。圖2為一般的LLC DC/DC同步整流簡(jiǎn)構(gòu)圖。

圖2，是LLC DC/DC變換器同步整流框圖，包含了采用同步整流IC方案以及利用采集副邊電流，對(duì)電流進(jìn)行采樣，檢測(cè)電流過(guò)零點(diǎn)，來(lái)實(shí)現(xiàn)同步整流技術(shù)。

對(duì)于傳統(tǒng)的LLC DC/DC變換同步整流在低壓態(tài)下，大都使用同步整流IC技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)，其簡(jiǎn)單可靠。如果在DC/DC變換中兩邊都存在高壓情況時(shí)，傳統(tǒng)的同步整流IC技術(shù)已經(jīng)不適合應(yīng)用到這上面，故采用檢測(cè)電流的方式，進(jìn)行同步整流控制，使用DSP軟件邏輯控制，控制靈活。

對(duì)于雙向DC/DC變換同步整流，利用電流采樣進(jìn)行電流過(guò)零檢測(cè)，其需要有相應(yīng)的控制信號(hào)進(jìn)行雙向工作的判別，同時(shí)需要添加相應(yīng)的邏輯控制。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種具有雙向同步整流和死區(qū)自調(diào)節(jié)的變換器控制電路，以解決上述背景技術(shù)中提出的問(wèn)題。

為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供如下技術(shù)方案：

一種具有雙向同步整流和死區(qū)自調(diào)節(jié)的變換器控制電路，包括左右對(duì)稱的Va側(cè)電路和Vb側(cè)電路，所述Va側(cè)電路包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4，Vb側(cè)電路包括MOS管Q5、MOS管Q6、MOS管Q7和MOS管Q8，MOS管Q1的漏極連接MOS管Q2的漏極、電容Ca和電壓Va，MOS管Q1的漏極連接電容Cr和MOS管Q3的漏極，MOS管Q2的源極連接變壓器T1的繞組LM和MOS管Q4的漏極，MOS管Q1的柵極連接MOS管Q4的柵極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg11/Vg110，MOS管Q2的柵極連接MOS管Q3的柵極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg22/Vg220，電容Cr的另一端連接電感Lr，MOS管Q1的漏極連接MOS管Q2的漏極、電容Ca和電壓Va，MOS管Q5的漏極連接電容Cb和MOS管Q6的漏極，MOS管Q6的源極連接變壓器T1，MOS管Q5的柵極連接MOS管Q8的柵極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg33/Vg331，MOS管Q6的柵極連接MOS管Q7的柵極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg44/Vg441，MOS管Q3的源極連接電容Ca的另一端、MOS管Q4的源極和電阻R1，電阻R1的另一端連接比較器U1D的同相輸入端，比較器U1D的反相輸入端通過(guò)電阻R2接地，比較器U1D的輸出端連接二極管D11、電阻R18和電阻R4，電阻R18的另一端連接三極管Q1的發(fā)射極和比較器U4的反相輸入端，比較器U4的輸出端連接電阻R14和DSP，二極管D11的陰極連接信號(hào)Vs11，DSP輸出的Vs22信號(hào)連接比較器U1的反相輸入端和二極管D13的陰極，比較器U1的同相輸入端連接電阻R6，比較器U1的輸出端連接與門A3的一個(gè)輸入端和與門A5的一個(gè)輸入端，與門A3的另一個(gè)輸入端連接DSP，與門A3的輸出端連接與門A4的一個(gè)輸入端，與門A4的另一個(gè)輸入端連接與門A6的一個(gè)輸入端和三極管Q1的基極，與門A4的輸出端連接二極管D66的陽(yáng)極，二極管D66的陰極連接驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg33，與門A6的輸出端連接二極管D122的陽(yáng)極，二極管D122的陰極連接驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg44，與門A6的另一個(gè)輸入端連接與門A5的輸出端，與門A5的另一個(gè)輸入端連接DSP，二極管D13的陽(yáng)極連接電容C1、電容C2、電阻R5和二極管D12的陰極，電容C1的另一端連接二極管D18的陰極和二極管D19的陰極，二極管D18的陽(yáng)極連接二極管D118的陽(yáng)極和DSP，二極管D118的陰極連接驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg110。

作為本發(fā)明再進(jìn)一步的方案：所述三極管Q1均為P型三極管。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是：

1、本發(fā)明在雙向DC/DC變換，采用LLC拓?fù)溥M(jìn)行雙向變換下，能夠雙向變換情況下都能對(duì)電流過(guò)零點(diǎn)判斷，增加濾除第一個(gè)過(guò)零點(diǎn)的誤判，同時(shí)利用PWM控制，改善整流副邊側(cè)在處于感性區(qū)域容性區(qū)整流管的開關(guān)特性以及，MOS體二極管反向恢復(fù)造成的影響，與傳統(tǒng)的同步整流IC來(lái)控制而言，更適合應(yīng)用于高低壓場(chǎng)合，其應(yīng)用范圍更廣。在實(shí)現(xiàn)雙向DC/DC防反灌的同時(shí)，又可利用其電流檢測(cè)實(shí)現(xiàn)死區(qū)時(shí)間的調(diào)節(jié)，這解決LLC極限條件下可能實(shí)現(xiàn)不了ZVS軟開關(guān)問(wèn)題，提高了電路效率，改善了電路EMC，電路可靠性也大大提高了。

2、針對(duì)同樣通過(guò)檢測(cè)電流實(shí)現(xiàn)同步整流反灌問(wèn)題，著增加了PWM消隱電路濾除第一個(gè)零點(diǎn)帶來(lái)的誤判，同時(shí)發(fā)明一種原副邊驅(qū)動(dòng)時(shí)間上錯(cuò)開一小段時(shí)間t，用來(lái)防止消隱時(shí)間內(nèi)帶來(lái)的電流反灌。其能在電流檢測(cè)防反灌技術(shù)上做到更好的保護(hù)管子不受損壞，大大提高了電路的可靠性。

附圖說(shuō)明

圖1為現(xiàn)有技術(shù)1的電路圖。

圖2為現(xiàn)有技術(shù)2的電路圖。

圖3為本發(fā)明的電路圖。

圖4為本發(fā)明Va-Vb工作模式的DSP波形圖。

圖5為本發(fā)明Vb-Va工作模式的DSP波形圖。

圖6為本發(fā)明一種實(shí)施例的電路圖。

圖7為本發(fā)明實(shí)施例Va-Vb工作模式的DSP波形圖。

圖8為本發(fā)明實(shí)施例Vb-Va工作模式的DSP波形圖。

具體實(shí)施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實(shí)施例僅僅是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒景l(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒(méi)有做出創(chuàng)造性勞動(dòng)前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

請(qǐng)參閱圖1～8，本發(fā)明實(shí)施例中，本發(fā)明提出一種具有雙向同步整流和死區(qū)自調(diào)節(jié)的變換器控制電路，包括左右對(duì)稱的Va側(cè)電路和Vb側(cè)電路，所述Va側(cè)電路包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4，Vb側(cè)電路包括MOS管Q5、MOS管Q6、MOS管Q7和MOS管Q8，MOS管Q1的漏極連接MOS管Q2的漏極、電容Ca和電壓Va，MOS管Q1的漏極連接電容Cr和MOS管Q3的漏極，MOS管Q2的源極連接變壓器T1的繞組LM和MOS管Q4的漏極，MOS管Q1的柵極連接MOS管Q4的柵極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg11/Vg110，MOS管Q2的柵極連接MOS管Q3的柵極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg22/Vg220，電容Cr的另一端連接電感Lr，MOS管Q1的漏極連接MOS管Q2的漏極、電容Ca和電壓Va，MOS管Q5的漏極連接電容Cb和MOS管Q6的漏極，MOS管Q6的源極連接變壓器T1，MOS管Q5的柵極連接MOS管Q8的柵極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg33/Vg331，MOS管Q6的柵極連接MOS管Q7的柵極和驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg44/Vg441，MOS管Q3的源極連接電容Ca的另一端、MOS管Q4的源極和電阻R1，電阻R1的另一端連接比較器U1D的同相輸入端，比較器U1D的反相輸入端通過(guò)電阻R2接地，比較器U1D的輸出端連接二極管D11、電阻R18和電阻R4，電阻R18的另一端連接三極管Q1的發(fā)射極和比較器U4的反相輸入端，比較器U4的輸出端連接電阻R14和DSP，二極管D11的陰極連接信號(hào)Vs11，DSP輸出的Vs22信號(hào)連接比較器U1的反相輸入端和二極管D13的陰極，比較器U1的同相輸入端連接電阻R6，比較器U1的輸出端連接與門A3的一個(gè)輸入端和與門A5的一個(gè)輸入端，與門A3的另一個(gè)輸入端連接DSP，與門A3的輸出端連接與門A4的一個(gè)輸入端，與門A4的另一個(gè)輸入端連接與門A6的一個(gè)輸入端和三極管Q1的基極，與門A4的輸出端連接二極管D66的陽(yáng)極，二極管D66的陰極連接驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg33，與門A6的輸出端連接二極管D122的陽(yáng)極，二極管D122的陰極連接驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg44，與門A6的另一個(gè)輸入端連接與門A5的輸出端，與門A5的另一個(gè)輸入端連接DSP，二極管D13的陽(yáng)極連接電容C1、電容C2、電阻R5和二極管D12的陰極，電容C1的另一端連接二極管D18的陰極和二極管D19的陰極，二極管D18的陽(yáng)極連接二極管D118的陽(yáng)極和DSP，二極管D118的陰極連接驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vg110。

三極管Q1均為P型三極管。

本發(fā)明的工作原理是：由于是DC/DC雙向變換器，所以針對(duì)雙向，設(shè)置一個(gè)標(biāo)志位信號(hào)Fg，通過(guò)工作不同的工作模式對(duì)標(biāo)志位信號(hào)Fg幅值不一樣，以高低電平為例，1表示高電平，0表示低電平。

如電路工作在Va→Vb時(shí)，F(xiàn)g＝1；工作在Vb→Va時(shí)，F(xiàn)g＝0；原邊驅(qū)動(dòng)與副邊驅(qū)動(dòng)是同時(shí)刻且驅(qū)動(dòng)時(shí)間長(zhǎng)度是一樣的。對(duì)于LLC而言，由于副邊電流波形近似正弦，故其電流波形存在2個(gè)過(guò)零點(diǎn)，利用原邊PWM對(duì)副邊采樣的電流波形進(jìn)行消隱處理，可屏蔽第一個(gè)零點(diǎn)帶來(lái)的誤判斷。DSP有8個(gè)PWM驅(qū)動(dòng)口，分別應(yīng)用于雙向變換之中。

1:工作在Va→Vb條件下，DSP判斷，給出Fg＝1。其DSP發(fā)出的驅(qū)動(dòng)波形如圖3所示，A2，A8與門輸出為低電平，Q1與Q4驅(qū)動(dòng)直接接Vg110，Q2與Q3驅(qū)動(dòng)直接接Vg220。Q5，Q8的驅(qū)動(dòng)連接Vg33，Q6，Q7的驅(qū)動(dòng)連接Vg44。Vb側(cè)作為副邊，通過(guò)Vb側(cè)精密采樣電阻Rs2對(duì)副邊電流進(jìn)行采樣，由于Rs2上電流波形是正弦波，在第一個(gè)零點(diǎn)時(shí)，Vg1與Vg2對(duì)電容充電，使得Vs22>(Vref-VF)，比較器U1輸出為高電平，F(xiàn)g＝1，Vg33與Vg44分別跟隨Vg333與Vg444。

當(dāng)在某一時(shí)刻，Vb側(cè)Rs2上采樣電壓為零時(shí)，Vs22＜(Vref-VF)，U1比較器輸出低電平，Vg33與Vg44驅(qū)動(dòng)關(guān)斷，這樣在電流開始反灌的時(shí)刻，電流過(guò)零檢測(cè)，直接關(guān)斷Vb側(cè)同步整流驅(qū)動(dòng)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)了防反灌功能，

在Va側(cè)Rs1電阻采樣，在某一時(shí)刻，Q1，Q4關(guān)斷，原邊電流經(jīng)過(guò)Q2，Q3體二極管續(xù)流，在續(xù)流時(shí)刻開始，Rs1上電壓采樣信號(hào)變成負(fù)值；當(dāng)Rs1采樣的電壓小于Vth1時(shí)，U4比較器輸出低電平，發(fā)送給DSP，DSP檢測(cè)到低電平，則立刻發(fā)出Q2，Q3驅(qū)動(dòng)，Vth1設(shè)置的值，能夠要保證管子已經(jīng)抽調(diào)其本身的Coss結(jié)電容。這樣對(duì)于傳統(tǒng)的定死區(qū)時(shí)間設(shè)置，可提高效率，實(shí)現(xiàn)LLC全范圍內(nèi)的ZVS。實(shí)現(xiàn)了Va→Vb工作狀態(tài)下，Va側(cè)的死區(qū)調(diào)節(jié)，Vb側(cè)的同步整流防反灌控制。

2：工作在Vb→Va條件下，DSP判斷，給出Fg＝0。其DSP發(fā)出驅(qū)動(dòng)波形如圖4所示：A4，A6與門輸出為低電平，Q5與Q8驅(qū)動(dòng)直接接Vg331，Q6與Q7驅(qū)動(dòng)直接接Vg441。Q1，Q4的驅(qū)動(dòng)連接Vg11，Q2，Q3的驅(qū)動(dòng)連接Vg22.Va側(cè)作為副邊，通過(guò)Va側(cè)精密采樣電阻Rs1對(duì)副邊電流進(jìn)行采樣，由于Rs1上電流波形是正弦波，在第一個(gè)零點(diǎn)時(shí)，Vg3與Vg4對(duì)電容充電，使得Vs11>(Vref-VF)，比較器U2輸出為高電平，F(xiàn)g＝1，Vg11與Vg22分別跟隨Vg111與Vg222。

當(dāng)在某一時(shí)刻，Va側(cè)Rs1上采樣電壓為零時(shí)，Vs11＜(Vref-VF)，U2比較器輸出低電平，Vg11或Vg22驅(qū)動(dòng)關(guān)斷，這樣在電流開始反灌的時(shí)刻，電流過(guò)零檢測(cè)，直接關(guān)斷Va側(cè)同步整流驅(qū)動(dòng)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)了防反灌功能。

在Vb側(cè)Rs1電阻采樣，在某一時(shí)刻，Q5，Q8關(guān)斷，原邊電流經(jīng)過(guò)Q6，Q7體二極管續(xù)流，在續(xù)流時(shí)刻開始，Rs2上電壓采樣信號(hào)變成負(fù)值；當(dāng)Rs2采樣的電壓小于Vth1時(shí)，U3比較器輸出低電平，發(fā)送給DSP，DSP檢測(cè)到低電平，則立刻發(fā)出Q6，Q7驅(qū)動(dòng)，Vth1設(shè)置的值，能夠要保證管子已經(jīng)抽調(diào)其本身的Coss結(jié)電容。這樣對(duì)于傳統(tǒng)的定死區(qū)時(shí)間設(shè)置，可提高效率，實(shí)現(xiàn)LLC全范圍內(nèi)的ZVS。實(shí)現(xiàn)了Vb→Va工作狀態(tài)下，Vb側(cè)的死區(qū)調(diào)節(jié)，Va側(cè)的同步整流防反灌控制。

作為本發(fā)明的一種實(shí)施例：如圖6所示：在PWM消隱，濾除電流第一個(gè)零點(diǎn)的誤判，但同時(shí)也可能存在電流倒灌，若在消隱時(shí)間內(nèi)，出現(xiàn)電流的反灌，一樣會(huì)造成管子Vds尖峰應(yīng)力，以及加大了開通損耗，同時(shí)在DC/DC變換器啟動(dòng)至正常輸出期間，存在不可控的局面，以及在開關(guān)頻率f受限的情況下，輸出存在一個(gè)電壓，而主電路無(wú)法調(diào)節(jié)輸出到達(dá)那個(gè)電壓時(shí)，即過(guò)壓狀態(tài)下可能存在的電流反灌。

針對(duì)消隱時(shí)間內(nèi)的可能存在的電流反灌，以及過(guò)壓開關(guān)頻率f受限，以及緩啟動(dòng)時(shí)間內(nèi)不好控制的局面，增加一些控制單元。

本實(shí)施例是濾除消隱電路的驅(qū)動(dòng)方案：其對(duì)消隱時(shí)間內(nèi)起到可控制住電流存在的反灌問(wèn)題，同時(shí)也起到在重載情況下，電流經(jīng)過(guò)管子體二極管，體二極管的反向恢復(fù)時(shí)間問(wèn)題，有可能造成在另一組驅(qū)動(dòng)到來(lái)之后依然沒(méi)結(jié)束，從而造成互通現(xiàn)象，這就可能損壞管子，通過(guò)利用二極管整流，延遲一小段時(shí)間，避免二極管反向恢復(fù)以及MOS管開通造成的互通，可以避免這一情況的發(fā)生。

如圖6所示：在DSP中將原副邊的驅(qū)動(dòng)時(shí)間錯(cuò)開一個(gè)小時(shí)間段t，t占導(dǎo)通時(shí)間很小，在PWM消隱時(shí)間內(nèi)，副邊驅(qū)動(dòng)不開，使其進(jìn)入二極管整流。這可以防止PWM消隱時(shí)間內(nèi)電流的反灌，也起到防止二極管反向恢復(fù)時(shí)間造成的互通現(xiàn)象。但也帶來(lái)了二極管整流帶來(lái)的多余損耗，同時(shí)也防止了在驅(qū)動(dòng)關(guān)斷時(shí)，由于電路本身的延時(shí)，可能造成的反灌問(wèn)題，二極管也帶來(lái)了反向恢復(fù)損耗，這可以通過(guò)找體二極管反向恢復(fù)時(shí)間短的。副邊驅(qū)動(dòng)錯(cuò)開一段時(shí)間，這可省去PWM消隱電路，減輕了電路的復(fù)雜性，增加了可靠性。

對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員而言，顯然本發(fā)明不限于上述示范性實(shí)施例的細(xì)節(jié)，而且在不背離本發(fā)明的精神或基本特征的情況下，能夠以其他的具體形式實(shí)現(xiàn)本發(fā)明。因此，無(wú)論從哪一點(diǎn)來(lái)看，均應(yīng)將實(shí)施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本發(fā)明的范圍由所附權(quán)利要求而不是上述說(shuō)明限定，因此旨在將落在權(quán)利要求的等同要件的含義和范圍內(nèi)的所有變化囊括在本發(fā)明內(nèi)。不應(yīng)將權(quán)利要求中的任何附圖標(biāo)記視為限制所涉及的權(quán)利要求。

此外，應(yīng)當(dāng)理解，雖然本說(shuō)明書按照實(shí)施方式加以描述，但并非每個(gè)實(shí)施方式僅包含一個(gè)獨(dú)立的技術(shù)方案，說(shuō)明書的這種敘述方式僅僅是為清楚起見，本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)將說(shuō)明書作為一個(gè)整體，各實(shí)施例中的技術(shù)方案也可以經(jīng)適當(dāng)組合，形成本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的其他實(shí)施方式。