本發(fā)明屬于電工技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及微逆變器技術(shù)，具體是一種六開關(guān)的微逆變器交流側(cè)功率耦合電路。

背景技術(shù)：

微逆變器因其多發(fā)電量、易擴展、低成本、熱插拔和模塊化設(shè)計的優(yōu)點，逐漸成為未來分布式光伏逆變器的趨勢。然而，在分布式發(fā)電系統(tǒng)中，光伏組件由于mppt控制產(chǎn)生恒定的輸入功率，而傳輸?shù)诫娋W(wǎng)的功率卻含有兩倍工頻的功率脈動，兩者的瞬時值不一致。故傳統(tǒng)微逆變器均使用電解電容器實現(xiàn)逆變器的瞬時輸入輸出功率的平衡。如此，相對5-10萬小時壽命的半導(dǎo)體器件和無源元件來說，電解電容器壽命小于1萬小時，成為限制微逆變器穩(wěn)定性和使用壽命的關(guān)鍵。因此，研究無電解電容的微逆變器技術(shù)成為提高微逆變器性能和使用壽命的優(yōu)選技術(shù)方案，也是眾多學(xué)者的重要研究方向之一。

所謂無電解電容微逆變器技術(shù)，即采用由功率開關(guān)和無源器件組成的電力電子功率耦合電路代替?zhèn)鹘y(tǒng)的電解電容器實現(xiàn)能量緩沖功能。按照功率耦合電路接入點的不同大致分為直流輸入側(cè)型、dc-link中間側(cè)型、交流輸出側(cè)型和三端口解耦型四種類型。

直流輸入側(cè)功率耦合技術(shù)通常適用于單級并網(wǎng)微逆變器。日本東京都立大學(xué)的shimizu教授等提出了帶功率耦合電路的反激光伏并網(wǎng)逆變器，當(dāng)逆變器輸入功率大于輸出功率時，解耦電容通過變壓器原邊勵磁電感充電，當(dāng)逆變器輸入功率小于輸出功率時，解耦電容放電給勵磁電感補充能量。美國華盛頓大學(xué)的b.j.pierquet教授等提出一種將功率耦合電路串聯(lián)在光伏整列和微逆變器之間，構(gòu)成兩級微逆變器結(jié)構(gòu)，如此便于單獨控制能量存儲電壓和波動，避免使用電解電容器，而且保持了微逆變器的無功傳輸功能。然而，雖然單級微逆變器只有一級結(jié)構(gòu)，但系統(tǒng)的mppt、孤島檢測以及功率耦合控制較為復(fù)雜，系統(tǒng)的升壓比低，光伏直流輸出電壓高，且耦合電容值仍然較大。

在多級微逆變器中，由于中間直流側(cè)電壓含有較高電壓，故通常采用dc-link中間側(cè)型的功率耦合技術(shù)，此時為了降低耦合電容值，允許直流側(cè)電壓波動較大。英國劍橋大學(xué)的g.a.j.amaratunga等提出了一種由移相全橋電路、buck電路及全橋逆變器構(gòu)成的三級結(jié)構(gòu)微型光伏并網(wǎng)逆變器。其中移相全橋電路實現(xiàn)升壓和mppt功能，buck電路產(chǎn)生正弦半波電流，最后一級電路產(chǎn)生正弦注入電流。該拓撲結(jié)構(gòu)通過同步控制直流母線前后不同的電路，以保證能量守恒和穩(wěn)定的母線電壓，從而實現(xiàn)輸入功率和輸出功率的平衡。

而交流側(cè)耦合技術(shù)是將耦合電容并接在交流側(cè)，由于其電壓較大且為交流電壓，故解耦電容可以有效減少。美國亞利桑那州立大學(xué)的b.s.wang等提出一種雙向交交變頻式微逆變器拓撲，由六個雙向開關(guān)組成的三相電流源型變流器實現(xiàn)交流側(cè)并網(wǎng)連接，其中兩相與電網(wǎng)連接，另外一相通過耦合電容與電網(wǎng)連接，實現(xiàn)功率的雙向流動和能量緩沖，可大大減少耦合電容。

對于三端口功率耦合技術(shù)，即是把三端口變換器中的一個端口用于實現(xiàn)最大功率點跟蹤，另一個端口實現(xiàn)功率解耦，第三端口實現(xiàn)并網(wǎng)。南京航空航天大學(xué)的胡海兵教授等研究了一種具有功率解耦功能的三端口反激式單級光伏微型逆變器，在傳統(tǒng)的反激電路上，通過增加一個開關(guān)和一組原邊繞組所構(gòu)成的第3個端口以實現(xiàn)功率解耦，功率解耦電容同時用作功率存儲元件和漏感能量吸收緩沖電路，可減少功率損耗，提高效率。國立臺灣大學(xué)的電能處理研究組也提出一種帶有源功率耦合電路的三端口反激式單級光伏微逆變器，通過增加一組負邊繞組和一個四象限運行的橋式變流器構(gòu)成的功率解耦端口，大大簡化了交流并網(wǎng)端口的控制系統(tǒng)設(shè)計。美國伊利諾伊大學(xué)的krein,p.t教授等提出一種交流連接的三端口微逆變器結(jié)構(gòu)，將在變壓器交流側(cè)端口增加一組繞組和橋式變流器構(gòu)成功率耦合電路。這些三端口光伏微逆變器利用變壓器繞組使電容電壓及電壓紋波可以有很大的提高，可大幅度減少耦合電容容值。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是克服上述現(xiàn)有技術(shù)中存在的問題，提供一種六開關(guān)的微逆變器交流側(cè)功率耦合電路，通過并聯(lián)接入逆變器的交流輸出端，能夠代替?zhèn)鹘y(tǒng)電解電容器實現(xiàn)功率耦合功能，能夠減小耦合電容值，提高微逆變器的效率，實現(xiàn)一種長壽命的無電解電容微逆變器。

本發(fā)明的技術(shù)方案是：一種六開關(guān)的微逆變器交流側(cè)功率耦合電路，該六開關(guān)的微逆變器交流側(cè)功率耦合電路包括6個開關(guān)管t1-t6、6個二極管d1-d6、1個耦合電容cc和1個電感l(wèi)c，其中開關(guān)管t1和二極管d1，開關(guān)管t2和二極管d2，開關(guān)管t3和二極管d3，開關(guān)管t4和二極管d4，開關(guān)管t5和二極管d5以及開關(guān)管t6和二極管d6均為反并聯(lián)連接，開關(guān)管t5的集電極與開關(guān)管t6的集電極連接，開關(guān)管t2的集電極與開關(guān)管t3的集電極連接，開關(guān)管t6的發(fā)射極與電感l(wèi)c的一端連接，開關(guān)管t3的發(fā)射極與電感l(wèi)c的另一端連接，開關(guān)管t1的發(fā)射極連接逆變器交流輸出側(cè)的一端；開關(guān)管t1的集電極與開關(guān)管t6的發(fā)射極連接，開關(guān)管t4的集電極與開關(guān)管t3的發(fā)射極連接，開關(guān)管t4的發(fā)射極接逆變器交流輸出側(cè)與電網(wǎng)電壓的共地端；耦合電容cc的一端分別與開關(guān)管t2的發(fā)射極、開關(guān)管t5的發(fā)射極連接，耦合電容cc的另一端與開關(guān)管t4的發(fā)射極連接。

所述反并聯(lián)連接指的是開關(guān)管的發(fā)射極與二極管的正極連接，開關(guān)管的集電極與二極管的負極連接。

所述開關(guān)管t1的發(fā)射極和開關(guān)管t4的發(fā)射極之間還連接有用于濾波的電感l(wèi)和電容c，其中電感l(wèi)的一端連接開關(guān)管t1的發(fā)射極，電感l(wèi)的另一端與電容c的一端連接，電容c的另一端連接開關(guān)管t4的發(fā)射極。

所述開關(guān)管t1-t6均為igbt器件。

所述二極管d1-d6均為普通二極管。

本發(fā)明的有益效果：本發(fā)明實施例中，提供一種六開關(guān)的微逆變器交流側(cè)功率耦合電路，通過并聯(lián)接入逆變器的交流輸出端，能夠代替?zhèn)鹘y(tǒng)電解電容器實現(xiàn)功率耦合功能，能夠減小耦合電容值，提高微逆變器的效率，實現(xiàn)一種長壽命的無電解電容微逆變器。由于直流側(cè)的輸入功率恒定，而交流輸出功率為正弦變化的，兩者的瞬時值存在不一致，功率耦合電路擔(dān)負著能量緩沖的作用。因此，本發(fā)明采用交流輸出側(cè)并聯(lián)功率耦合技術(shù)代替電解電容器的功率耦合功能，既實現(xiàn)耦合電容的小型化設(shè)計，且逆變電路結(jié)構(gòu)簡單，控制技術(shù)成熟可靠，系統(tǒng)效率高，解決了分布式發(fā)電系統(tǒng)中逆變器穩(wěn)定性和使用壽命短的問題。此外，從功率耦合動態(tài)特性出發(fā)，通過計算開關(guān)信號占空比，研究脈沖能量調(diào)制技術(shù)，能夠應(yīng)用于新型無電解電容微逆變器的控制系統(tǒng)設(shè)計中。

附圖說明

圖1為本發(fā)明提供的六開關(guān)的微逆變器交流側(cè)功率耦合電路圖；

圖2為基于六開關(guān)的微逆變器交流側(cè)功率耦合電路的無電解電容微逆變器結(jié)構(gòu)及功率關(guān)系圖；

圖3為逆變器的輸入功率(pi)和輸出瞬時功率(po)之間的關(guān)系；

圖4為逆變器的輸入功率(pi)、輸出功率(po)和解耦功率(pc)之間的關(guān)系；

圖5為一個電網(wǎng)周期內(nèi)耦合電路的工作模式次序；

圖6為功率解耦電路的四種工作模式示意圖；

圖7為工作模式1(a)-吸收能量的電路圖；

圖8為工作模式2(b)-釋放能量的電路圖；

圖9為工作模式3(c)-吸收能量的電路圖；

圖10為工作模式4(d)-釋放能量的電路圖；

圖11為開關(guān)控制的matlab仿真模型和仿真結(jié)果圖；

圖12為單個開關(guān)周期內(nèi)解耦電路簡化波形圖；

圖13為4種工作模式下id的波形圖；

圖14為對本發(fā)明電路工作原理進行仿真驗證的基本仿真電路圖；

圖15為對本發(fā)明電路工作原理進行仿真的電網(wǎng)電壓，電流仿真波形；

圖15(a)為本發(fā)明電路工作原理進行仿真的電網(wǎng)電壓仿真波形；

圖15(b)為本發(fā)明電路工作原理進行仿真的電網(wǎng)電流仿真波形；

圖16為解耦電路開關(guān)脈沖及逆變器輸出電壓波形；

圖16(a)為解耦電路開關(guān)脈沖脈沖序pulse1輸出電壓波形；

圖16(b)為解耦電路開關(guān)脈沖脈沖序pulse2輸出電壓波形；

圖16(c)為解耦電路開關(guān)脈沖脈沖序pulse3輸出電壓波形；

圖16(d)為解耦電路開關(guān)脈沖脈沖序pulse4輸出電壓波形；

圖16(e)為解耦電路開關(guān)脈沖脈沖序pulse5輸出電壓波形；

圖16(f)為解耦電路開關(guān)脈沖脈沖序pulse6輸出電壓波形；

圖16(g)為電網(wǎng)電壓為正向時逆變器輸出電壓波形；

圖16(h)為電網(wǎng)電壓為負向時逆變器輸出電壓波形；

圖17為4種模式下pem驅(qū)動信號波形和逆變器輸出電壓絕對值；

圖18為解耦電容電壓，解耦電桿電路，pv側(cè)電流波形圖；

圖19為解耦電路工作時和未工作時pv側(cè)電流平均值ipav。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖，對本發(fā)明的一個具體實施方式進行詳細描述，但應(yīng)當(dāng)理解本發(fā)明的保護范圍并不受具體實施方式的限制。

如圖1所示，本發(fā)明實施例提供了一種六開關(guān)的微逆變器交流側(cè)功率耦合電路，該六開關(guān)的微逆變器交流側(cè)功率耦合電路包括6個開關(guān)管t1-t6、6個二極管d1-d6、1個耦合電容cc和1個電感l(wèi)c，其中開關(guān)管t1和二極管d1，開關(guān)管t2和二極管d2，開關(guān)管t3和二極管d3，開關(guān)管t4和二極管d4，開關(guān)管t5和二極管d5以及開關(guān)管t6和二極管d6均為反并聯(lián)連接；開關(guān)管t5的集電極與開關(guān)管t6的集電極連接，開關(guān)管t2的集電極與開關(guān)管t3的集電極連接，構(gòu)成兩條串聯(lián)支路；開關(guān)管t6的發(fā)射極與電感l(wèi)c的一端連接，開關(guān)管t3的發(fā)射極與電感l(wèi)c的另一端連接，開關(guān)管t1的發(fā)射極連接逆變器交流輸出側(cè)的一端；開關(guān)管t1的集電極與開關(guān)管t6的發(fā)射極連接，開關(guān)管t4的集電極與開關(guān)管t3的發(fā)射極連接，開關(guān)管t4的發(fā)射極接逆變器交流輸出側(cè)與電網(wǎng)電壓的共地端；耦合電容cc的一端分別與開關(guān)管t2的發(fā)射極、開關(guān)管t5的發(fā)射極連接，耦合電容cc的另一端與開關(guān)管t4的發(fā)射極連接。

進一步地，所述反并聯(lián)連接指的是開關(guān)管的發(fā)射極與二極管的正極連接，開關(guān)管的集電極與二極管的負極連接。

進一步地，所述開關(guān)管t1的發(fā)射極和開關(guān)管t4的發(fā)射極之間還連接有用于濾波的電感l(wèi)和電容c，其中電感l(wèi)的一端連接開關(guān)管t1的發(fā)射極，電感l(wèi)的另一端與電容c的一端連接，電容c的另一端連接開關(guān)管t4的發(fā)射極。

進一步地，所述開關(guān)管t1-t6均為igbt器件。

進一步地，所述二極管d1-d6均為普通二極管。

本發(fā)明電路結(jié)構(gòu)的詳細結(jié)構(gòu)及原理：

1、本發(fā)明的六開關(guān)功率耦合電路拓撲結(jié)構(gòu)

本發(fā)明提出的功率耦合電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，該電路并聯(lián)連接在微逆變器的交流輸出側(cè)。功率解耦電路由六個開關(guān)管t1-t6、六個二極管d1-d6、一個耦合電容cc和一個電感l(wèi)c構(gòu)成，其中t1和d1，t2和d2，t3和d3，t4和d4，t5和d5以及t6和d6均為反并聯(lián)連接。其中t5與t6的集電極相連，t2與t3的集電極相連，構(gòu)成兩條串聯(lián)支路，t6的發(fā)射極連到電感l(wèi)c的一端，t3的發(fā)射極連接到lc的另一端，兩支路通過lc并聯(lián)。t1的發(fā)射極連接逆變器交流輸出側(cè)的一端，t1的集電極與t6的發(fā)射極以及l(fā)c相連；t4的集電極與t3的發(fā)射極以及l(fā)c相連，t4的發(fā)射極接逆變器交流輸出側(cè)與電網(wǎng)電壓的共地端；耦合電容cc一端連接t5，t2的發(fā)射極，另一端與t4的發(fā)射極相連。只有當(dāng)串聯(lián)的兩個開關(guān)管都關(guān)斷時，串聯(lián)支路才完全斷開。通過對兩條串聯(lián)支路的控制可以調(diào)節(jié)電感l(wèi)c的相對位置，從而改變功率耦合電路的等效電路，實現(xiàn)能量的緩沖。

2、六開關(guān)功率解耦電路的工作原理

基于六開關(guān)功率耦合電路的無電解電容微逆變器結(jié)構(gòu)以及功率關(guān)系如圖2所示，圖中微逆變器主要由逆變器和功率耦合電路組成，逆變器采用常見的電壓源逆變器結(jié)構(gòu)，功率解耦電路采用本發(fā)明專利的電路結(jié)構(gòu)，功率解耦電路與逆變器交流輸出側(cè)并聯(lián)連接，電感l(wèi)和電容c為濾波電感和電容。圖中vdc為逆變器直流側(cè)電壓，idc為逆變器直流側(cè)電流，vo為逆變器交流輸出側(cè)電壓，vgrid為電網(wǎng)電壓，igrid為微逆變向電網(wǎng)的注入電流，pi為直流側(cè)輸入功率，po為微逆變器的輸出功率，pc為功率耦合電路的耦合功率。假設(shè)逆變器的直流輸入功率為500w，則輸入功率pi與輸出瞬時功率po的關(guān)系曲線如圖3所示。圖中，曲線1為直流側(cè)輸入功率，曲線2為逆變器輸出瞬時功率，曲線3指示電網(wǎng)電壓的極性。

圖3表明，直流側(cè)輸入功率為恒定不變的500w，逆變器輸出功率的平均值也為500w，但輸出瞬時功率卻為正弦變化的，其頻率為電網(wǎng)頻率的兩倍，幅值為500w。因此，直流側(cè)輸入功率與逆變器輸出功率瞬時值是不平衡的，常用方法是采用大的電解電容實現(xiàn)功率平衡，而本發(fā)明專利提出的采用功率耦合電路平衡恒定的輸入功率與變化的輸出瞬時功率，可實現(xiàn)無電解電容，延長逆變器的使用壽命。

當(dāng)pi≥po時，功率耦合電路需要吸收輸入功率多余的能量，此時pc≤0，耦合電路吸收功率；當(dāng)pi≤po時，功率耦合電路需要釋放能量以補充不足的功率，此時pc≥0，耦合電路釋放功率。輸入、輸出和耦合電路功率之間的關(guān)系如圖4所示。

圖2所示表明，逆變器在正常工作時，其輸出電壓vo有正向和反向電壓，則功率解耦電路的輸入電壓也有正負之分，耦合電流也有正負之分，因此帶有耦合電路的微逆變器可分為四種不同工作模式：

模式1：逆變器輸出為正向電壓，功率耦合電路吸收能量；

模式2：逆變器輸出為正向電壓，功率耦合電路釋放能量；

模式3：逆變器輸出為反向電壓，功率耦合電路吸收能量；

模式4：逆變器輸出為反向電壓，功率耦合電路釋放能量。

因此，在電網(wǎng)電壓正半周內(nèi)具有模式1和模式2兩種工作模式，且工作模式1分成兩個部分；同樣，在電網(wǎng)電壓負半周內(nèi)具有模式3和模式4兩種工作模式，且工作模式3分成兩部分。故在一個電網(wǎng)周期內(nèi)，功率解耦電路的工作模式順序為模式1→2→1→3→4→3，能量緩沖過程為吸收→釋放→吸收→吸收→釋放→吸收，如圖5所示。

假設(shè)功率解耦電路采用有源補償形式，通過一電感與逆變器實現(xiàn)能量和電流連接，存儲和釋放能量通過一電容器實現(xiàn)，電容兩端的電壓為單極性設(shè)置(雙極性設(shè)置將在后面提及)，則功率耦合電路吸收能量時，輸入電壓與輸入電流方向相同，輸出電流與電容電壓方向也相同，釋放能量時，輸入電壓與輸入電流方向相反，輸出電流與電容電壓方向也相反。假設(shè)電壓正方向為上正下負，電流正方向為從左到右，則功率解耦電路的四種工作模式如圖6所示。

當(dāng)功率耦合電路輸入電壓為正時，若吸收能量，電容電壓升高，根據(jù)輸入輸出的電壓電流方向關(guān)系，可得其等效工作電路為boost電路，如圖6(a)所示；若釋放能量，電容電壓降低，其等效工作電路為buck電路。當(dāng)功率耦合電流輸入電壓為負時，若吸收能量，電容電壓升高，工作形式為電壓boost，由于輸入輸出電壓方向相反，則其等效工作電路為buck-boost電路，如圖6(c)所示；若釋放能量，電容電壓降低，工作形式為電壓buck，同樣由于輸入輸出電壓方向相反，則其等效工作電路同樣為buck-boost電路，如圖6(d)所示。功率解耦電路四種工作模式下的電壓電流等效電路類別以及能量關(guān)系如表1所示。

表1功率解耦電路不同工作模式關(guān)系

3、功率解耦電路的工作模式：

圖7，圖8，圖9和圖10分別為四種不同工作模式下的等效工作電路和開關(guān)管的開斷控制以及電流流通路徑示意圖，其中vinv表示逆變器交流側(cè)等效電源。

圖7為工作模式a的等效電路，圖中表明了開關(guān)器件工作狀態(tài)以及電流流通路徑。圖7(a)為等效電路圖，圖7(b)為開關(guān)開斷控制及電流流通途徑圖；該工作模式下，t5和t6斷開，兩反向串聯(lián)的二極管d5和d6使該支路完全斷開，t1斷開，電流可以通過并聯(lián)二極管d1流通，t2開通t3斷開，該支路的等效電路為d3，電流方向只能由下向上。t4實現(xiàn)boost控制，調(diào)節(jié)t4的驅(qū)動脈沖占空比可以實現(xiàn)功率耦合電路吸收能量的調(diào)節(jié)。t4開通時，電流流通路徑為電源正-d1-lc-t4-電源負，t4斷開時，電流流通路徑為電源正-d1-lc-d3-t2-cc-電源負。

圖8為工作模式b的等效電路。圖8(a)為等效電路圖，圖8(b)為開關(guān)開斷控制及電流流通途徑圖；該工作模式下，t5和t6斷開，t2斷開，t4斷開，t1開通，控制t3用于調(diào)節(jié)功率耦合電路的釋放能量。t3開通時，電流流通路徑為電源負-cc-d2-t3-lc-t1-電源正，t3斷開時，電流流通路徑為電源負-d4-lc-t1-電源正。

圖9為工作模式c的等效電路，圖9(a)為等效電路圖，圖9(b)為開關(guān)開斷控制及電流流通途徑圖；該電路為升降壓電路，工作為boost。該工作模式下，t2和t3斷開，t6斷開，t4斷開，t5開通，控制t1用于調(diào)節(jié)功率耦合電路的吸收能量。t1開通時，電流流通路徑為電源正-d4-lc-t1-電源負t1斷開時，為電源正-d4-lc-t1-電源負。

圖10為工作模式d的等效電路，圖10(a)為等效電路圖，圖10(b)為開關(guān)開斷控制及電流流通途徑圖；該電路為升降壓電路，工作為buck。該工作模式下，t2和t3斷開，t5斷開，t4開通，t1斷開，控制t6用于調(diào)節(jié)功率耦合電路的釋放能量。t6開通時，電流流通路徑為cc-d5-t6-lc-t4；t6斷開時，電流流通路徑為電源負-d1-lc-t4-電源正。

不同工作模式下等效電路的開關(guān)管的工作狀態(tài)如表2所示。

表2不同工作模式下開關(guān)管工作狀態(tài)

表2中最右邊兩列為開關(guān)管控制信號生成的輸入控制信號，r1為50hz的正弦信號，電網(wǎng)電壓正半周(r1＝0)有兩種工作模式：模式1和模式2；電網(wǎng)電壓負半周(r1＝1)有兩種工作模式：模式3和模式4。r2為100hz的正弦信號，r2＝0時，功率解耦電路吸收能量(模式1和模式3)，r2＝1時，功率解耦電路釋放能量(模式2和模式4)。開關(guān)狀態(tài)為on/off表示該開關(guān)為可控制工作狀態(tài)，驅(qū)動信號為pem信號。

根據(jù)表2中的關(guān)系，可以確定控制公式如下：

建立t1-t6的控制電路，開關(guān)控制的matlab仿真模型和仿真結(jié)果如圖11所示。其中圖11(a)為simulink仿真模型；圖11(b)為仿真結(jié)果的仿真模型。

控制策略：

解耦電路部分，根據(jù)新型微逆變器的輸入輸出功率關(guān)系，分析開關(guān)控制信號占空比的計算，從而研究出一種脈沖能量調(diào)制(pulseenergymodulation：pem)技術(shù)，pem調(diào)制技術(shù)根據(jù)緩沖的能量大小來計算脈沖占空比，對于單開關(guān)電路其對應(yīng)關(guān)系比較簡單。功率耦合電路在不同工作模式下的等效電路均可視為一單開關(guān)電路，故可根據(jù)不同時刻的功率耦合關(guān)系建立能量控制模型，確定開關(guān)器件的開通時刻和脈沖寬度。根據(jù)吸收能量的瞬時值，可以計算出每個開關(guān)周期內(nèi)的開通時間(占空比)。依此可以計算其它區(qū)間開關(guān)管的占空比，從而得到開關(guān)器件的pem控制信號。逆變電路部分，采用電網(wǎng)電壓前饋的電流閉環(huán)控制策略，對逆變橋進行單極倍頻spwm調(diào)制，所以逆變器的等效開關(guān)頻率是其開關(guān)管實際工作頻率的兩倍。

網(wǎng)側(cè)功率等于一個恒定分量與一個二倍工頻的交流分量之和,式(2)中ppv表示光伏組件的輸出功率，即直流端輸入功率，θ是功率因數(shù)角，理想條件下為零

pac＝ppv-ppvcos(2ωt+θ)(2)

解耦電路在每個開關(guān)周期需要處理的平均功率為

ppd＝ppvtscos(2ωt)(3)

ts是逆變器的等效開關(guān)周期，式(3)表明解耦電路需要在一個逆變器等效開關(guān)周期內(nèi)處理解耦功率，由于逆變器的輸出電壓不是連續(xù)的，所以在逆變器關(guān)斷前，解耦電路就必須處理完解耦功率，這進一步壓縮了解耦功率的處理時間。所以解耦電路必須工作在dcm模式。如圖12所示，vinv是逆變器輸出電壓，idref是并網(wǎng)電流，idref是解耦電感電流給定值，id是解耦電感電流瞬時值，從圖中可以看出，在單個開關(guān)周期內(nèi)，t1時刻，vinv和id同時啟動，t2時刻，id到達給定值后便開始下降，t3時刻降到零，且滿足t3<t4<t0+ts。令dts＝t2-t1，便是圖中陰影部分pem驅(qū)動信號的脈寬，所以pem信號由idref決定，不同模式下idref的計算方法如下

模式1(a)：由圖7知，等效電路為boost，id以順時針流向為正方向(下同)，t1～t2時段，開關(guān)管t4導(dǎo)通

ld是解耦電感，t2～t3時段，t4關(guān)斷

解耦電路的輸入功率可以表示為

d’＝t3-t2，ud為解耦電容電壓，解耦電容瞬時能量可以表示為

將(3)式帶入(7)式，可以進一步表示為

ul為解耦電容電壓的波谷值，于是可以得到ud

根據(jù)能量守恒，解耦電路的輸入功率等于解耦電路需要處理的瞬時功率，聯(lián)立(3)～(9)，當(dāng)逆變橋?qū)〞r，逆變器輸出電壓uinv等于uin，得到

模式2(b)：如圖8所示，等效電路為buck，t1～t2時段，開關(guān)管t3導(dǎo)通

t2～t3時段，t4關(guān)斷

同理可得到iref

模式3(c)：如圖9所示，等效電路為buck-boost，工作于升壓狀態(tài)，t1～t2時段，開關(guān)管t1導(dǎo)通

t2～t3時段，t1關(guān)斷

可以得到解耦電路的輸入功率，聯(lián)立(3)、(6)、(14)、(15)得到

模式4(d)：如圖10所示，等效電路為buck-boost，工作于降壓狀態(tài)，t1～t2時段，開關(guān)管t6導(dǎo)通

t2～t3時段，t1關(guān)斷

可以得到解耦電路的輸入功率，聯(lián)立(3)、(6)、(17)、(18)得到

4種模式下idref的波形如圖13所示，通過iref便可以反推得到各個模式的占空比d，但在實際控制時，實時采樣電感電流與給定值比較決定關(guān)斷時刻會比較精確。

四、仿真驗證

為驗證上述理論分析，用matlab軟件在500w的系統(tǒng)上對電路工作原理進行仿真驗證，如圖14，設(shè)計額定輸出功率500w，直流輸入電壓360v，解耦電容平均電壓600v，振幅400v，根據(jù)式(20)可以計算所需的電容為6.6315uf，

式(20)中，ω表示電網(wǎng)角頻率，vav表示解耦電容電壓平均值，△v表示解耦電容電壓振幅。其他仿真參數(shù)如表3所示。

圖15是在額定功率下的仿真波形，仿真時間0～0.06s，圖15中，并網(wǎng)電流諧波畸變率僅為3.76％，波形幾乎與電網(wǎng)電壓同相位，表現(xiàn)出良好的跟蹤性能，說明逆變電路幾乎不受解耦電路影響，圖16中各脈沖序pulse1～6分別對應(yīng)圖1的開關(guān)t1～t6，各脈沖的實心部分表示pem驅(qū)動信號，包含密集的脈沖束，任意時刻pem驅(qū)動信號只能施加在一個開關(guān)上，其余開關(guān)分別導(dǎo)通和關(guān)斷的恒定狀態(tài)，直到下一個工作模式，pem驅(qū)動信號才能施加在另一個開關(guān)上，vinv-positive和vinv-negtiv分別是電網(wǎng)電壓為正和負向時的逆變器輸出電壓絕對值。

表3仿真參數(shù)

圖17是4種模式下pem驅(qū)動信號與逆變器輸出電壓波形的對比，其中圖17(a)為模式a，圖17(b)為模式b，圖17(c)為模式c，圖17(d)為模式d，以圖17(a)為例，此時逆變器輸出正向電壓，pem信號施加在開關(guān)管4上，每個pem脈沖和逆變側(cè)電壓同時啟動，在逆變器關(guān)斷之前，解耦電感電流便會達到給定值，使pem驅(qū)動信號比逆變側(cè)電壓提前關(guān)斷，其他3中模式與1類似。

圖18則是解耦電容，解耦電感電流，pv側(cè)電流波形，其中圖18(a)為解耦電容電壓波形，圖18(b)為解耦電感電流波形，圖18(c)為pv側(cè)電流波形；圖18(a)中，解耦電容電壓在400～800v間上下波動，平均電壓為600v，達到了預(yù)計值，圖18(b)中解耦電感電流到給定值iref后邊關(guān)斷，但是在t＝0.01k(k＝1,2,3…)附近并未到達給定值。因為在該時刻附近，逆變器每次導(dǎo)通的時間比較短，pem驅(qū)動信號必須提前逆變器關(guān)斷，所以造成電感電流未到達給定值，由于出現(xiàn)這種狀況的時間非常短，可以通過提高其他時間內(nèi)的電感電流來彌補這部分能量損失，從18(a)可以看出，這對解耦電壓的影響是微不足道的。圖18(c)是pv側(cè)電流波形，pv側(cè)電流波形雖然脈動比較大，但是在計算系統(tǒng)效率時考慮的是平均值，圖19是解耦電路工作時和未工作時pv側(cè)電流平均值ipav，可以看出帶功率解耦電路的ipav1的上升時間，調(diào)整時間明顯比不帶功率解耦電路的ipav2更短，性能指標(biāo)更好。通過式(21)可以得到系統(tǒng)效率，式中po表示輸出有功功率，ipav表示pv側(cè)電流平均值

以上測試都是在直流端電壓360v，交流工作滿載500w的工況下測量得到，當(dāng)網(wǎng)側(cè)負載為額定值的20％，40％，60％，80％，120％，分別仿真，仿真結(jié)果和參數(shù)如表4所示，當(dāng)負載改變，與額定狀態(tài)下仿真一樣，按照解耦電容電壓平均值600v，振幅400v計算cd。當(dāng)交流側(cè)負載功率升高，所需的解耦電容值升高，pv側(cè)平均電流上升，系統(tǒng)效率上升，除負載為100w時，其他工況下系統(tǒng)效率均大于95％，thd1是帶解耦電路時測量的并網(wǎng)電流諧波畸變率，thd2是不帶解耦電路時測量的并網(wǎng)電流諧波畸變率，隨負載功率上升，均變小，thd1均大于thd2，但當(dāng)負載為400w以上時，差別不明顯，說明解耦電路對并網(wǎng)性能的影響隨負載功率上升而變小。

表4多種工況下的仿真結(jié)果

綜上所述，本發(fā)明實施例提供的一種六開關(guān)的微逆變器交流側(cè)功率耦合電路，通過并聯(lián)接入逆變器的交流輸出端，能夠代替?zhèn)鹘y(tǒng)電解電容器實現(xiàn)功率耦合功能，能夠減小耦合電容值，提高微逆變器的效率，實現(xiàn)一種長壽命的無電解電容微逆變器。由于直流側(cè)的輸入功率恒定，而交流輸出功率為正弦變化的，兩者的瞬時值存在不一致，功率耦合電路擔(dān)負著能量緩沖的作用。因此，本發(fā)明采用交流輸出側(cè)并聯(lián)功率耦合技術(shù)代替電解電容器的功率耦合功能，既實現(xiàn)耦合電容的小型化設(shè)計，且逆變電路結(jié)構(gòu)簡單，控制技術(shù)成熟可靠，系統(tǒng)效率高，解決了分布式發(fā)電系統(tǒng)中逆，變器穩(wěn)定性和使用壽命短的問題。此外，從功率耦合動態(tài)特性出發(fā)，通過計算開關(guān)信號占空比，研究脈沖能量調(diào)制技術(shù)，可知能夠應(yīng)用于新型無電解電容微逆變器的控制系統(tǒng)設(shè)計中。

以上公開的僅為本發(fā)明的幾個具體實施例，但是，本發(fā)明實施例并非局限于此，任何本領(lǐng)域的技術(shù)人員能思之的變化都應(yīng)落入本發(fā)明的保護范圍。