本發(fā)明涉及無線電能傳輸技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種電磁感應(yīng)式非接觸電能傳輸系統(tǒng)電能發(fā)射端諧振結(jié)構(gòu)。

背景技術(shù)：

電磁感應(yīng)式無線電能傳輸(Inductive Contactless Power Transfer，ICPT)系統(tǒng)利用電磁感應(yīng)原理，采用電磁諧振的方式，實現(xiàn)電能的非接觸傳輸。該技術(shù)相比采用激光、微波載波方式，具有不受中間非磁性障礙物影響、對生物體影響小的優(yōu)點，是10m以下近距離非接觸傳輸大功率電能的最佳方式之一。ICPT技術(shù)為解決磁懸浮列車移動供電、內(nèi)植式醫(yī)療設(shè)備密閉空間供電、水下無電纜監(jiān)測電能傳輸、電動汽車無線充電等問題提供了一條新的可行解決方案。

ICPT系統(tǒng)發(fā)射端線圈與接收端線圈之間存在較大的氣隙，磁場在氣隙中磁阻較大，發(fā)射端線圈難以形成較為集中的磁路與接收端線圈相耦合。由此產(chǎn)生了發(fā)射端線圈與接收端線圈互感系數(shù)低、線圈漏感大的問題。隨著發(fā)射端線圈與接收端間隔距離增大，線圈間互感系數(shù)急劇下降，同時漏感急劇增大，直接影響了ICPT系統(tǒng)電能傳輸?shù)墓β屎托?。所以目前實用的基于電磁感?yīng)原理的無線電能傳輸技術(shù)均具有針對線圈漏感的諧振網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，也即均為磁耦合諧振式結(jié)構(gòu)。目前現(xiàn)有技術(shù)以一階基本型結(jié)構(gòu)、二階LC結(jié)構(gòu)為主，少數(shù)采用三階諧振網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。在三階諧振網(wǎng)絡(luò)方面，大部分借鑒軟開關(guān)諧振變換器的思路，以LCL諧振結(jié)構(gòu)為主。

LCL諧振絡(luò)結(jié)構(gòu)通過諧振的方式，大幅增加ICPT系統(tǒng)輸出功率能力，同時利用該結(jié)構(gòu)在諧振時的選頻特性，使得輸入線圈的電流波形呈現(xiàn)準(zhǔn)正弦波波形，間接減少了電磁干擾。此外，LCL諧振結(jié)構(gòu)還可以解決線圈并聯(lián)電容與高頻逆變器間的環(huán)流問題。因此，到目前為止LCL諧振網(wǎng)絡(luò)與其他諧振網(wǎng)絡(luò)相比，具有較為優(yōu)良的性能，是該領(lǐng)域目前主流技術(shù)方向。

目前，采用LCL三階結(jié)構(gòu)作為諧振補償結(jié)構(gòu)的設(shè)計中，都是對稱結(jié)構(gòu)，即二端口網(wǎng)絡(luò)輸入、輸出完全對稱，輸入二端口與輸出二端口可以互換。這是為了保證輸入、輸出阻抗無電抗分量、均呈現(xiàn)純電阻特性而有意為之，意圖達到逆變器零電壓開通(ZVS)和零電流關(guān)斷(ZCS)的目的。但是該對稱性結(jié)論是在只分析單一頻率的正弦波情況下得到的，忽略了其他頻率諧波。然而，作為ICPT系統(tǒng)的諧振補償網(wǎng)絡(luò)，實際輸入波形并非單一頻率正弦波，而是方波。電壓型逆變器對應(yīng)于電壓方波，電流型逆變器對應(yīng)于電流方波。所以，對稱型LCL三階結(jié)構(gòu)并不能達到輸入輸出阻抗為純電阻的效果。ICPT系統(tǒng)逆變器在開關(guān)時刻，通過功率管的瞬時電流值并不為零，導(dǎo)致逆變器處于硬關(guān)斷工作狀態(tài)，產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對上述現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是克服現(xiàn)有技術(shù)存在的不足，提供一種基波電流補償高次諧波電流的LCCL諧振結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)可以實現(xiàn)ICPT系統(tǒng)逆變器的零電流關(guān)斷。

本發(fā)明一種基波電流補償高次諧波電流的LCCL諧振結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)包括：諧振電感，ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端線圈，并聯(lián)諧振電容，串聯(lián)諧振電容，ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端線圈與串聯(lián)諧振電容串聯(lián)之后，再與并聯(lián)諧振電容并聯(lián)之后，再與諧振電感串聯(lián)，該結(jié)構(gòu)對應(yīng)的等效電路為：電感L‘₂、電容C’₂、ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端線圈交流電阻R‘_l、ICPT系統(tǒng)電能接收端反射阻抗Z’_f形成串聯(lián)支路后，再與電容C‘₁形成并聯(lián)支路，最后與電感L’₁形成串聯(lián)支路，相應(yīng)地，R_l為R‘_l的電阻值，Z_f為Z’_f的反射阻抗值，C₁表示電容C‘₁的電容容值，C₂表示電容C’₂的電容容值，L₁表示電感L’₁的電感值，L₂表示電感L‘₂的電感值，并且滿足：

諧振電感與串聯(lián)諧振電容在角頻率ω₀處形成諧振，即

Z_f可分解為電抗分量X_f和電阻分量R_f，在ICPT系統(tǒng)電能接收端側(cè)進行阻抗變換消除其電抗分量X_f，只保留其電阻分量R_f；

C₂的值大于且小于

在ICPT系統(tǒng)實際應(yīng)用中，一般只有一個電容，這時稱為LCL諧振結(jié)構(gòu)。由于L₂為ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端線圈電感，通常呈現(xiàn)較大感抗，直接向LCL諧振結(jié)構(gòu)注入高頻交流電，會導(dǎo)致注入LCL諧振結(jié)構(gòu)的電流值幅值過小，不能有效的帶動LCL諧振結(jié)構(gòu)后接的ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端線圈以產(chǎn)生較強的高頻交變磁場。所以，會在ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端線圈上串聯(lián)一個串聯(lián)諧振電容，消除ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端線圈的一部分感抗，從而降低諧振結(jié)構(gòu)的輸入電阻，提升流過線圈的高頻交變電流幅值。

進一步地，在實際連接導(dǎo)線帶寬低于100倍基波頻率時，L₁，L₂，C₁，C₂滿足條件：

首先明確該LCCL諧振結(jié)構(gòu)中參數(shù)的意義，P_out,nom為輸出LCCL諧振結(jié)構(gòu)額定輸出功率、f₀為LCCL結(jié)構(gòu)共振頻率、V_in為LCCL結(jié)構(gòu)輸入電壓有效值，R_f為ICPT系統(tǒng)電能接收端反射阻抗的電阻分量，X_f為ICPT系統(tǒng)電能接收端反射阻抗的電抗分量。在發(fā)射端耦合線圈共振頻率f₀時，測定ICPT系統(tǒng)電能接收端反射阻抗Z_f、發(fā)射線圈電感L₂，并將Z_f電阻分量記為R_f，電抗分量記為X_f，利用公式(1)計算ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端線圈額定輸出電流I_out,nom。計算公式為：

利用公式(2)計算LCCL諧振結(jié)構(gòu)角頻率ω₀，

ω₀＝2πf₀ (2)

利用公式(3)計算LCCL諧振結(jié)構(gòu)中C₁，

利用公式(4)確定LCCL諧振結(jié)構(gòu)中電感值L₁，使得電感L’₁與電容C‘₁在角頻率ω₀處形成諧振，

判斷LCCL諧振結(jié)構(gòu)中電感值L₁是否滿足下列式(5)，如果不滿足。則調(diào)整V_in以及f₀使得LCCL諧振結(jié)構(gòu)中電感值L₁滿足條件(5)。

在ICPT系統(tǒng)逆變器開關(guān)時刻，基波下LCCL諧振結(jié)構(gòu)的輸入基波電流值表達式(6)：

其中，

式中V_dc為ICPT系統(tǒng)逆變器輸出電壓幅值，I_in,1為LCCL諧振結(jié)構(gòu)的輸入基波電流值表達式，I_in,off,1為ICPT系統(tǒng)逆變器開關(guān)時刻LCCL諧振結(jié)構(gòu)的輸入基波電流值表達式，C₂、I_in,1為未知量。

若忽略逆變器的死區(qū)中斷可以將逆變器輸出的方波電壓值展開成式(8)所示傅里葉級數(shù)形式，其中t＝0時對應(yīng)于ICPT系統(tǒng)逆變器開關(guān)時刻。

由于LCCL型諧振網(wǎng)絡(luò)電路結(jié)構(gòu)具有良好的低通濾波特性，若只考慮V_in基波，忽略高次諧波，得到V_in的近似值：

根據(jù)LCCL電路結(jié)構(gòu)，有(10)(11)所示關(guān)系：

當(dāng)L₁與C₁滿足式(12)時，線圈注入電流值I_out僅與LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)二端口輸入電壓V_in有關(guān)，與反射阻抗Z_f無關(guān)。

此時L₁與C₁在角頻率為基波角頻率ω₀時形成諧振。從而有

I_out＝-jω₀C₁V_in (13)

只考慮基波時，LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流值為

式(14)為忽略高次諧波情況下的LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)二端口輸入電流，I_in中除基波電流I_in,1外，還包含有大量的高次諧波電流I_in,n(n＝3,5,7,…)。通過傅里葉分解可以把I_in展開成式(15)的形式，

當(dāng)t＝0時，對應(yīng)于ICPT系統(tǒng)逆變器的開關(guān)時刻。開關(guān)時刻逆變器輸出電流各諧波總和為

當(dāng)電能接收端為電容串聯(lián)補償形式時，反射電阻和反射電抗隨著諧波次數(shù)增高，呈現(xiàn)式(17)、(18)趨勢。其中，R_f,n,ser為ICPT系統(tǒng)電能接收端采用電容串聯(lián)補償形式時反射到電能發(fā)射端的反射電阻值，X_f,n,ser為ICPT系統(tǒng)電能接收端采用電容串聯(lián)補償形式時反射到電能發(fā)射端的反射電抗值，R_load,0為電能接收端負載電阻，n為諧波階數(shù)，Q為電能接受端諧振電路品質(zhì)因數(shù)，∝表示正比關(guān)系。

X_f,n,ser∝n (18)

當(dāng)電能接收端補償形式為電容并聯(lián)時，反射電阻為0，反射電抗隨著諧波次數(shù)增高，如式(19)、(20)所示。其中，R_f,n,par為ICPT系統(tǒng)電能接收端采用電容并聯(lián)補償形式時反射到電能發(fā)射端的反射電阻值，X_f,n,par為ICPT系統(tǒng)電能接收端采用電容并聯(lián)補償形式時反射到電能發(fā)射端的反射電抗值，n為諧波階數(shù)，∝表示正比關(guān)系。

X_f,n,par∝n (20)

可知，當(dāng)諧波次數(shù)較高時，耦合線圈輸入端電抗隨著諧波次數(shù)增大而增大，而與耦合線圈支路并聯(lián)的C₁電容支路，電抗卻迅速較小。所以，在進行高次諧波電流計算時，可以忽略耦合器輸入端口電流，簡化掉耦合器電流支路,當(dāng)角頻率ω＝nω₀時，LCCL諧振結(jié)構(gòu)輸入阻抗為

令則式(21)可簡化為

所以式(6)成立。LCCL諧振結(jié)構(gòu)的輸入高次諧波電流瞬時值I_in,off,n表示為式(23)；

從而有

又因為

所以，

由于基波頻率大都在20kHz以上，實際線路中在超過100次諧波之后，高次諧波頻率已經(jīng)在2MHz以上，受LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)的高阻特性及連接LCCL元件電纜帶寬限制，第101次諧波對I_in,off,high的影響僅為0.001％，第101次及其以上諧波分量對I_in,off,high的影響已經(jīng)較小，可以忽略不計。故采用計算機編程可以計算出在低于100次諧波下的所有高次諧波電流值I_in,off,high近似值(不含基波分量)如式(25)：

將逆變器開關(guān)時刻基波電流I_in,off,1和高次諧波電流I_in,off,high相加，得到在逆變器開關(guān)時刻通過LCCL諧振結(jié)構(gòu)的總電流瞬時值I_in(t＝0)，按照式(26)計算：

很顯然式(27)成立，

即

在實際環(huán)境中，受導(dǎo)線帶寬限制，一般僅考慮基波和100次以下諧波，為使在逆變器處于零電流關(guān)斷狀態(tài)，在逆變器開關(guān)瞬間需要保證輸出電流與輸出電壓同相位，應(yīng)滿足式(29)：

由于ICPT系統(tǒng)中電能接收端一般采取功率因數(shù)校正技術(shù)，此時電能接收端滿足X_f＝0，從而C₂滿足：

所以，由式(28)，相應(yīng)地C₂滿足的范圍為

進一步，對LCCL諧振結(jié)構(gòu)的工作特性進行分析，分析式(14)可知，在基波角頻率ω₀下，LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)輸入基波電流I_in,1包含基波有功電流分量I_in,1,a和基波無功電流分量I_in,1,r，可描述為式(31-33)

I_in,1＝I_in,1,a+I_in,1,r (31)

I_in,1,a＝V_inω₀²C₁²(R_l+Z_f) (32)

當(dāng)采用本發(fā)明LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)時，在基波角頻率ω₀下輸入LCL諧振網(wǎng)絡(luò)的基波無功電流為

其中C_2,sym為采用對稱型LCL諧振網(wǎng)絡(luò)C₂的電容值，C_2,asym為采用本發(fā)明所提出的LCCL型諧振網(wǎng)絡(luò)C₂電容值，用下標(biāo)區(qū)分對稱型LCL諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)和本發(fā)明所提出LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)，下標(biāo)sym對應(yīng)對稱(symmetry)型LCL諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)，下標(biāo)asym對應(yīng)本發(fā)明提出的LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)。

此時，基波無功電流相位超前LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)輸入端口電壓相位π/2，在基波角頻率ω₀下LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)對基波呈現(xiàn)阻容性，導(dǎo)致基波電流相位超前逆變器輸出電壓相位。通過利用基波無功電流的超前輸入電壓相位來補償高次電流諧波落后輸入電壓相位的方法，在逆變器關(guān)斷時刻形成零電流狀態(tài)或者近似零電流狀態(tài)，從而大大減小逆變器開關(guān)損耗，提升ICPT系統(tǒng)在電能發(fā)射端的效率。此外，也有助于降低逆變器緩沖電路中對尖峰吸收電容的容值和性能要求，減少逆變器關(guān)斷時刻的電磁干擾。

但是，采用本發(fā)明LCCL諧振結(jié)構(gòu)時，引入了部分基波無功電流，導(dǎo)致了一定程度上的視在功率增加。具體表現(xiàn)在采用本發(fā)明LCCL諧振結(jié)構(gòu)時，逆變器通態(tài)電流有效值略大于采用對稱型LCL結(jié)構(gòu)時的電流有效值。本發(fā)明實質(zhì)是利用較小程度的增加逆變器的通態(tài)損耗來較大程度上降低逆變器的開關(guān)損耗。下面進行定量分析。

輸入LCCL諧振結(jié)構(gòu)的基波的有功功率和無功功率可以表示為式(35-37)，

Q_1,sym＝0 (37)

P_1.sym為對稱型LCL諧振結(jié)構(gòu)輸出的有功功率，P_1.asym為具有本發(fā)明參數(shù)關(guān)系的LCCL諧振結(jié)構(gòu)輸出的有功功率，Q_1.sym為對稱型LCL諧振結(jié)構(gòu)輸出的無功功率，Q_1.asym為具有本發(fā)明參數(shù)關(guān)系的LCCL諧振結(jié)構(gòu)輸出的無功功率，V_in,1為ICPT系統(tǒng)逆變器輸出電壓的基波電壓有效值。

由圖3的高次諧波下的LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)簡化模型可知，高次諧波對本發(fā)明的LCCL諧振結(jié)構(gòu)中的耦合線圈不提供有功功率，僅基波對耦合線圈提供有功功率，高次諧波僅提供無功功率，由式(22)可得，兩種結(jié)構(gòu)下高次諧波的無功功率為，

式中Q_n.sym為對稱型LCL諧振結(jié)構(gòu)n次諧波輸出的無功功率，Q_n.sym為本發(fā)明LCCL諧振結(jié)構(gòu)n次諧波輸出的無功功率，V_in,n為ICPT系統(tǒng)逆變器輸出電壓的n次諧波電壓有效值，n為諧波次數(shù)。

總高次諧波無功功率為

受實際連接導(dǎo)線帶寬限制，一般僅計算100次以下諧波，由計算機編程可計算式(39)結(jié)果如式(40)所示

對稱LCL諧振結(jié)構(gòu)網(wǎng)絡(luò)、本發(fā)明的LCCL諧振結(jié)構(gòu)網(wǎng)絡(luò)輸入視在功率，也即采用對稱LCL諧振結(jié)構(gòu)網(wǎng)絡(luò)、本發(fā)明的LCCL諧振結(jié)構(gòu)網(wǎng)絡(luò)時逆變器輸出視在功率為，

式中S_sym為采用對稱LCL諧振結(jié)構(gòu)時逆變器輸出視在功率，S_aym為具有本發(fā)明參數(shù)關(guān)系的LCCL諧振結(jié)構(gòu)時逆變器輸出視在功率。

由式(41)、(42)可知，視在功率與耦合器內(nèi)阻R_l、電能接收端反射電阻R_f、基波頻率下L₁電抗值Z₁有關(guān)。由于兩種不同類型諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓相同，可由式(41)、(42)計算采用兩種不同類型諧振網(wǎng)絡(luò)時逆變器輸出電流有效值之比為

在實際應(yīng)用中，由于ICPT系統(tǒng)典型工作頻率都在20kHz以上，采用具有本發(fā)明參數(shù)關(guān)系的LCCL結(jié)構(gòu)所增加的ICPT系統(tǒng)逆變器通態(tài)損耗遠遠小于采用具有本發(fā)明參數(shù)關(guān)系的LCCL結(jié)構(gòu)所減少的ICPT系統(tǒng)逆變器開關(guān)損耗。所以，在實際應(yīng)用中，采用具有本發(fā)明參數(shù)關(guān)系的LCCL結(jié)構(gòu)能較大程度上減少ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端的損耗，提升ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端的效率。此外，由于采用本發(fā)明的LCCL諧振結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了ICPT系統(tǒng)逆變器功率管的零電流關(guān)斷，降低了功率管的開關(guān)應(yīng)力，可以較大程度上降低ICPT系統(tǒng)逆變器產(chǎn)生的電磁干擾。

由于采用了上述技術(shù)方案，本發(fā)明具有如下優(yōu)點：

(1)采用本發(fā)明提出的LCCL諧振結(jié)構(gòu)的基波電流補償高次諧波電流的方法，使得在功率管關(guān)斷時刻通過的電流瞬時值為零，實現(xiàn)了功率管的零電流關(guān)斷，減小了功率管的開關(guān)損耗和開關(guān)應(yīng)力。

(2)LCCL諧振結(jié)構(gòu)輸出電流有效值(也即線圈注入電流有效值)I_out為I_out＝-jω₀C₁V_in，與反射阻抗中的電阻分量R_f無關(guān)，實現(xiàn)了ICPT系統(tǒng)的電能發(fā)射端與接收端的解耦設(shè)計。

附圖說明

圖1是本發(fā)明提出的一種基波電流補償高次諧波電流的LCCL諧振結(jié)構(gòu)的示意圖。

圖2是本發(fā)明提出的一種基波電流補償高次諧波電流的LCCL諧振結(jié)構(gòu)的等效電路示意圖。

圖3是高次諧波下的一種基波電流補償高次諧波電流的LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)簡化模型的示意圖。

圖4是本發(fā)明提出的LCCL型諧振結(jié)構(gòu)參數(shù)設(shè)計的流程圖。

圖5是在接近滿載工況下本發(fā)明提出的LCCL諧振結(jié)構(gòu)輸入電流波形圖。

圖6是接近空載工況下本發(fā)明提出的LCCL諧振結(jié)構(gòu)輸入電流波形圖。

圖7是ICPT系統(tǒng)逆變器輸出電流有效值比值變化趨勢圖。

圖8是采用傳統(tǒng)LCL諧振結(jié)構(gòu)和本發(fā)明的LCCL諧振結(jié)構(gòu)下ICPT系統(tǒng)逆變器單個IGBT損耗趨勢對比圖。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結(jié)合附圖，對本發(fā)明進行進一步詳細說明。此處所描述的具體實施例僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。

本發(fā)明提出的一種用于ICPT系統(tǒng)的LCCL型諧振結(jié)構(gòu),如圖1所示。該結(jié)構(gòu)包括：諧振電感110，ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端線圈111，并聯(lián)諧振電容211，串聯(lián)諧振電容210，ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端線圈111與串聯(lián)諧振電容210串聯(lián)之后，再與并聯(lián)諧振電容211并聯(lián)之后，再與諧振電感110串聯(lián)。其對應(yīng)的等效電路如圖2所示，該結(jié)構(gòu)對應(yīng)的等效電路為：電感L‘₂、電容C’₂、ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端線圈交流電阻R‘_l、ICPT系統(tǒng)電能接收端反射阻抗Z’_f形成串聯(lián)支路后，再與電容C‘₁形成并聯(lián)支路，最后與電感L’₁形成串聯(lián)支路，相應(yīng)地，R_l為R‘_l的電阻值，Z_f為Z’_f的反射阻抗值，C₁表示電容C‘₁的電容容值，C₂表示電容C’₂的電容容值，L₁表示電感L’₁的電感值，L₂表示電感L‘₂的電感值。Q₁、Q₂、Q₃、Q₄為開關(guān)管，D₁、D₂、D₃、D₄為二極管，實施例ICPT系統(tǒng)的開關(guān)管選取為絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)。D₁、D₂、D₃、D₄為對應(yīng)IGBT的反并聯(lián)二極管，本實施例采用快恢復(fù)二極管。電容C₁、C₂采用金屬化聚丙烯電容。V_in為LCCL諧振結(jié)構(gòu)輸入電壓有效值，本實施例V_in電壓為129V。

步驟1：首先，選定本實施例ICPT系統(tǒng)工作頻率為f₀＝40000Hz，LCCL諧振結(jié)構(gòu)輸出功率P_out,nom＝1kW。

步驟2：在f₀頻率下測定ICPT系統(tǒng)發(fā)射端線圈111電感L₂＝105.70μH，ICPT系統(tǒng)發(fā)射端線圈111交流電阻R_l＝0.05Ω。電能接收端反射阻抗Z_f＝R_f＝7.26Ω。

步驟3：計算ICPT系統(tǒng)發(fā)射端線圈111額定輸出電流I_out,nom：

步驟4：計算LCCL諧振結(jié)構(gòu)角頻率ω₀：

ω₀＝2πf₀≈2×3.14×40000＝251200rad/s

步驟5：計算LCCL諧振結(jié)構(gòu)中C₁：

步驟6：計算LCCL諧振結(jié)構(gòu)中L₁：

步驟7：檢查LCCL諧振結(jié)構(gòu)中L₁滿足下列條件，

經(jīng)檢查滿足上述條件，則執(zhí)行步驟8。

步驟8：確定在ICPT系統(tǒng)逆變器開關(guān)時刻，基波下LCCL諧振結(jié)構(gòu)的輸入基波電流值表達式，其中C₂、I_in,1為未知量。

Z₁＝ω₀L₁＝251200×44×10^-6＝11.0528Ω

步驟9：確定在ICPT系統(tǒng)逆變器開關(guān)時刻，LCCL諧振結(jié)構(gòu)的輸入各次高次諧波電流瞬時值。

步驟10：使用數(shù)值計算工具，計算100次以下所有高次諧波電流值I_in,off,high，

步驟11：將逆變器開關(guān)時刻基波電流I_in,off,1和高次諧波電流I_in,off,high相加，得到在逆變器開關(guān)時刻通過LCCL諧振結(jié)構(gòu)的總電流瞬時值I_in(t＝0)。

步驟12：計算C₂的值，使得在逆變器開關(guān)時刻通過LCCL諧振結(jié)構(gòu)的總電流瞬時值I_in(t＝0)為零。

步驟13：結(jié)束。

上述過程也就是圖4所示的本發(fā)明提出的LCCL型諧振結(jié)構(gòu)參數(shù)設(shè)計的流程在具體實例中的應(yīng)用。

圖3是高次諧波下的一種基波電流補償高次諧波電流的LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)簡化模型的示意圖。當(dāng)諧波次數(shù)較高時，耦合線圈輸入端電抗隨著諧波次數(shù)增大而增大，而與耦合線圈支路并聯(lián)的C₁電容支路，電抗卻迅速較小。所以，在進行高次諧波電流計算時，可以忽略耦合器輸入端口電流，簡化掉耦合器電流支路，如圖3中的虛線部分所示，圖3中的實線部分構(gòu)成LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)簡化模型。

圖5為采用本實施例參數(shù)時，本發(fā)明提出的一種ICPT系統(tǒng)LCCL型諧振結(jié)構(gòu)輸入電流波形圖。電壓探頭信號帶寬為200MHz，電流探頭信號帶寬為100MHz，為更清晰的觀察樣機的電壓和電流尖峰情況，關(guān)閉了示波器的噪聲濾波器。圖4中從上往下，1通道信號為逆變器單一IGBT驅(qū)動信號電壓波形，2通道為逆變器單一IGBT的集電極-發(fā)射極之間的電壓V_ce波形，4通道為LCCL諧振網(wǎng)路輸入電流波形。

圖6為采用本實施例參數(shù)時，ICPT系統(tǒng)電能接收端反射阻抗變小，ICPT系統(tǒng)電能發(fā)射端接近空載時，本發(fā)明提出的一種ICPT系統(tǒng)LCCL型諧振結(jié)構(gòu)輸入電流波形圖。圖5中從上往下，1通道信號為逆變器單一IGBT驅(qū)動信號電壓波形，2通道為逆變器單一IGBT的集電極-發(fā)射極之間的電壓V_ce波形，4通道為LCCL諧振網(wǎng)路輸入電流波形。

由圖5、6可見，本發(fā)明提出的一種基波電流補償高次諧波電流的LCCL諧振結(jié)構(gòu)可以實現(xiàn)ICPT系統(tǒng)的逆變器功率管的零電流關(guān)斷?？梢詼p小開關(guān)管的開關(guān)損耗和開關(guān)應(yīng)力，提高ICPT系統(tǒng)的整體效率。

圖7給出了(R_l+R_f)/Z₁對I_asym(rms)/I_sym(rms)的影響仿真圖，觀察圖7可知當(dāng)(R_l+R_f)/Z₁＝0時，I_asym(rms)/I_sym(rms)的比值最大，約為3.3倍，該最大比值對應(yīng)于忽略耦合器內(nèi)阻R_l、且無反射阻抗(電能接收端零負載)的情況。由于Z₁為LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)，該參數(shù)為固定值。R_l為耦合器內(nèi)阻參數(shù)，該參數(shù)也是固定值。只有R_f為反射阻抗，在ICPT系統(tǒng)工作時會隨著負載的工作狀態(tài)而改變。由圖7可見，隨著R_f增大，(R_l+R_f)/Z₁的比值也隨之增大，逆變器輸出電流有效值比值降低，并迅速趨向于1，當(dāng)(R_l+R_f)/Z₁的比值為2時，I_asym(rms)/I_sym(rms)比值為1.004，即采用本發(fā)明的LCCL結(jié)構(gòu)時逆變器輸出電流有效值比采用傳統(tǒng)的LCL結(jié)構(gòu)時電流有效值僅增加了0.4％，由此增加的開關(guān)管通態(tài)損耗幾乎可以忽略不計。

圖8是采用傳統(tǒng)LCL諧振結(jié)構(gòu)和采用具有本發(fā)明參數(shù)關(guān)系的LCCL諧振結(jié)構(gòu)下ICPT系統(tǒng)逆變器單個IGBT損耗趨勢對比圖。曲面1表示采用傳統(tǒng)LCL諧振結(jié)構(gòu)網(wǎng)絡(luò)下逆變器單個IGBT損耗趨勢變化圖；曲面2表示采用具有本發(fā)明參數(shù)關(guān)系的LCCL諧振結(jié)構(gòu)下逆變器單個IGBT損耗趨勢變化圖。由圖7可見，采用兩種不同諧振結(jié)構(gòu)時，隨著諧振結(jié)構(gòu)輸出電流幅值增加、逆變器開關(guān)頻率增大，逆變器IGBT的損耗功率趨勢都是逐漸增大。但是采用傳統(tǒng)的LCL諧振結(jié)構(gòu)時，隨著開關(guān)頻率的增加IGBT的損耗功率增加較快。在開關(guān)頻率500Hz以上時，采用傳統(tǒng)的LCL諧振結(jié)構(gòu)，逆變器的單個IGBT損耗功率較大，明顯超過采用本發(fā)明提出的LCCL諧振結(jié)構(gòu)時IGBT的損耗功率。而ICPT系統(tǒng)的逆變器典型工作頻率都在20kHz之上，故采用本發(fā)明LCCL諧振結(jié)構(gòu)時，能有效降低逆變器損耗，提升ICPT系統(tǒng)整體效率。

以上是本發(fā)明的一個實施例，只是為了進一步說明所舉出的一個實例，而非對實施方法的限定。在上述說明的基礎(chǔ)上可以做出其它形式的變化，在此無需也無法對所有的實施方式予以窮舉。凡依本發(fā)明技術(shù)方案所做的改變，所采用的結(jié)構(gòu)及其參數(shù)設(shè)計方法未超出本發(fā)明技術(shù)方案的范圍時，均屬于本發(fā)明的保護范圍。