本發(fā)明涉及一種電源硬件的技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種基于DSP2812的多路疊加式高頻高壓電源。

背景技術(shù)：

在軍事、工業(yè)、日常生活等領(lǐng)域，高頻高壓電源有著非常廣泛的應(yīng)用，如在X光機(jī)、CT等醫(yī)療器械上經(jīng)常使用高壓電源；電容和線纜等的耐壓試驗(yàn)需要用到高壓交流電源；金屬材料表面的材料屬性改變，制造臭氧等也需要利用高頻高壓電源。傳統(tǒng)高壓交流電源通常使用變壓器對較低幅值交流電進(jìn)行升壓來達(dá)到輸出高壓的目的，這種高壓電源頻率調(diào)節(jié)不容易實(shí)現(xiàn)，且輸出幅值不能實(shí)時調(diào)節(jié)。這是本申請需要著重改善的地方。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是要提供一種輸出電源的頻率、幅值、相位可實(shí)時調(diào)節(jié)的基于DSP2812的多路疊加式高頻高壓電源。

為了解決以上的技術(shù)問題，本發(fā)明提供了一種基于DSP2812的多路疊加式高頻高壓電源，該多路疊加式高頻高壓電源包括DSP控制電路、電源轉(zhuǎn)換電路和功率逆變電路，其中功率逆變電路輸出采用多極串聯(lián)的方式輸出一路高頻高壓交流電，用具有相同周期的多路電平信號疊加出一組正弦波形或者方波波形的電壓信號，每路電平信號由一路PWM波形信號進(jìn)行調(diào)制。

所述DSP控制電路以DSP2812為主控芯片，在線實(shí)時監(jiān)測和控制其輸出多路PWM，通過改變輸出的PWM波形，進(jìn)行電壓頻率、幅值和相位調(diào)節(jié)。

所述高頻高壓電源的峰值電壓輸出峰值10kV～15kV，電源幅值連續(xù)獨(dú)立可調(diào)，而且頻率在10k～50kHz連續(xù)可調(diào)，功率達(dá)10W*N，N為疊加路數(shù)，相位在0～180度各路獨(dú)立調(diào)制。

所述DSP控制電路為調(diào)控主單元，以TI公司的數(shù)字芯片TMS320X2812為核心，包括：

由晶振構(gòu)成的時鐘信號系統(tǒng)，提供主控芯片DSP2812工作的3.3V和1.8V電壓、一定頻率的時鐘信號；

通信芯片MAX489ESD，使上位機(jī)與主控芯片DSP2812進(jìn)行實(shí)時雙向通信；通過在線輸入通信指令調(diào)控末端電源頻率和幅值，并且監(jiān)測電源狀態(tài)；

電平轉(zhuǎn)換芯片74ACT245，將主控芯片DSP2812輸出幅值為3.3V的PWM信號轉(zhuǎn)換成5V的PWM波形信號，提高芯片驅(qū)動能力；

JTAG仿真燒寫口，實(shí)現(xiàn)芯片的程序燒寫和在線程序仿真，提高開發(fā)能力。

一個主控芯片DSP2812輸出15路PWM波形信號，可進(jìn)行15路聯(lián)級調(diào)試，堆出一路類似正弦波信號，進(jìn)行幅值控制；也可以分成7路聯(lián)級×2的兩路類似正弦波信號，進(jìn)行相位調(diào)節(jié)。

所述電源轉(zhuǎn)換電路將輸入電源與輸出電源隔離，包括光電耦合器PC817、芯片TOP243和電壓器構(gòu)成的開關(guān)電源電路，輸出多路相互隔離獨(dú)立的DC300V，消除干擾。開關(guān)電源電路的頻率為132kHz，輸出功率為9～290W，通過控制進(jìn)入低功耗/喚醒模式；輸出多路DC300V相互獨(dú)立。

所述功率逆變電路輸入開關(guān)信號以及DC300V，對應(yīng)輸出PWM波形信號，包括：

電源芯片LNK304，將輸入的300V電壓轉(zhuǎn)變成穩(wěn)定的15V電壓，驅(qū)動半橋驅(qū)動集成電路IR2102和電源芯片7805；

電源芯片7805，將輸入的15V電壓轉(zhuǎn)變成穩(wěn)定的5V電壓，驅(qū)動磁耦隔離芯片ISO721；

磁耦隔離芯片ISO721，接收主控芯片DSP2812輸出的PWM信號，輸出隔離的PWM信號；

半橋驅(qū)動集成電路IR2102，MOS管K3679組成的信號開關(guān)隔離電路，將主控芯片DSP2812輸入的PWM信號和DC300V，轉(zhuǎn)變成幅值為300V的PWM信號。

本發(fā)明的優(yōu)越功效在于：

1） 本發(fā)明具有主控芯片DSP2812，與一般高頻高壓電源電路相比，具有較高的智能和可控性；

2） 本發(fā)明利用數(shù)字芯片DSP2812進(jìn)行實(shí)時調(diào)制的高頻高壓電源電路，應(yīng)用該電路，可以實(shí)現(xiàn)輸出電源的頻率、幅值、相位進(jìn)行調(diào)節(jié)。

附圖說明

構(gòu)成本申請的一部分的說明書附圖用來提供對本發(fā)明的進(jìn)一步理解，本發(fā)明的示意性實(shí)施例及其說明用于解釋本發(fā)明，并不構(gòu)成對本發(fā)明的不當(dāng)限定。在附圖中：

圖1為本發(fā)明高頻高壓電源的輸出波形示意圖；

圖2為本發(fā)明的硬件電路原理框圖；

圖3為本發(fā)明五路不同的占空比信號示意圖；

圖4為本發(fā)明輸出階梯電流波形（阻性負(fù)載）；

圖5為本發(fā)明5路直流電疊加的高頻高壓電源原理圖；

圖6為本發(fā)明信號之間的邏輯順序原理框圖；

圖7為本發(fā)明隔離電路及MOS驅(qū)動電路圖；

圖8為本發(fā)明的功率電路圖。

具體實(shí)施方式

以下結(jié)合附圖對本發(fā)明的實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)說明，但是本發(fā)明可以由權(quán)利要求限定和覆蓋的多種不同方式實(shí)施。

下面結(jié)合附圖詳細(xì)說明本發(fā)明的實(shí)施例。

本發(fā)明提供了一種基于DSP2812的多路疊加式高頻高壓電源，采用多級串聯(lián)方式輸出高壓如圖1所示，采用VVVF(Variable Voltage Variable Frequency)調(diào)制方式，高頻高壓多路電源為四路一組的電源，按照技術(shù)要求各路電壓在頻率、幅值和相位都相互關(guān)聯(lián)，因此可用如下公式表示：

V₁=ksin(wt)+A₁

V₂=ksin(wt+Q₂)+A₂

V₃=ksin(wt+Q₃)+A₃

V₄=ksin(wt+Q₄)+A₄

其中，電壓幅值k、頻率w、相位Q以及偏置A為可調(diào)參數(shù)。

通過分析及計算可知，通過控制相應(yīng)功率逆變電路的通段，則可以疊加出不同電壓值的直流電，再對開通時序控制，則可以疊加出如圖4所示的近似于正弦波的階梯電壓波形。實(shí)現(xiàn)硬件電路框圖如圖2所示。當(dāng)只有逆變模塊1的功率管開通時，負(fù)載端電壓為300V，當(dāng)逆變模塊1和逆變模塊2開通，其余不開通時，負(fù)載端電壓為600V，當(dāng)有N個逆變模塊開通時，負(fù)載端電壓為300V的N倍。因此在一個正弦波周期內(nèi)可以得到幅值不超過300V*N的峰值電壓的正弦波的等效階梯波電壓。而正弦波的頻率則通過對DSP2812時間管理器EVA、EVB模塊時鐘信號進(jìn)行設(shè)置，進(jìn)而調(diào)制六路PWM信號的周期加以控制。

所述高頻高壓電源的電壓輸出峰值達(dá)到15kv，需要擁有50個功率逆變電路，四套這樣的陣列則可以組成所需的四路輸出高頻高壓電源。

實(shí)現(xiàn)高頻高壓電源輸出峰值10kV-15kV的電源，首先電源轉(zhuǎn)換電路將直流電壓變換出多路隔離的電壓。由于能夠采用效率高的變換頻率和開關(guān)方式，電源轉(zhuǎn)換電路可以將20V至48V的直流電壓升高約為300V的直流電壓，提供給功率逆變電路。

每個功率逆變電路將輸入的直流電壓通過SPWM開關(guān)方式生成合適的交流電壓，再通過整流模塊將SPWM輸出的離散數(shù)字信號整流成模擬正弦波，最終以級聯(lián)方式實(shí)現(xiàn)高壓輸出。

由于直流輸入至功率逆變電路的電壓為300V，最終單路輸出的正弦電壓最高不超過300V，要實(shí)現(xiàn)技術(shù)指標(biāo)要求的最高15kV電壓，至少需要50個模塊級聯(lián)。

電源頻率和相位改變方案：以五路直流電為例簡述調(diào)制過程，如圖5所示為五路直流電源疊加的原理圖，包括開關(guān)信號發(fā)生器、開關(guān)電源電路和模擬阻性負(fù)載。

在一個載波周期里，對串聯(lián)在電路里面的五個直流電源施以不用的占空比，通過這五路不同寬度的電平的疊加，可以產(chǎn)生近似于正弦波的多電平鋸齒波形，五路開關(guān)信號以及相應(yīng)的輸出電流波形分別如圖3及圖4所示，由于所接為純阻性負(fù)載，輸出電壓波形與電流波形相同。

由于仿真中疊加的電平數(shù)量有限（五路電平），輸出電壓輪廓鋸齒狀較為明顯，考慮到最終調(diào)壓范圍為10kV～15kV（30～50路電平），因此最終疊加出來的波形將非常接近正弦波。并且可以通過調(diào)節(jié)直流電源模塊開通的數(shù)量進(jìn)行調(diào)壓，通過載波周期的調(diào)節(jié)，進(jìn)行頻率調(diào)節(jié)。

功率逆變電路如圖6所示，以4路信號的邏輯順序框圖為例：

輸入信號A（PWM1）占空比為50%，周期為12us。輸出信號分別為光耦輸出信號B（LIN）、驅(qū)動芯片IR2102S的輸出信號C（LO_1）、和MOS管輸出信號D。

磁耦隔離芯片ISO721輸出，如圖7所示：

輸入信號PWM1：高電平5.938us；低電平6.062us；上升時間8.033ns；下降時間6.806ns；

半橋驅(qū)動集成電路IR2102S輸出端信號LO_1：高電平7.765uss；低電平4.234us；上升時間263ns；下降時間96.52ns。

此外，至于控制信號輸入的上升沿與IR2102S輸出信號的下降沿的延時時間，驅(qū)動板約為1.9us，約為300ns。

如圖8所示，在SIN+和SIN-之間加100K電阻，導(dǎo)通時電流為2.5mA；在SIN+和SIN-之間加11K電阻，導(dǎo)通時電流為22.7mA。測試點(diǎn)分別為MOS管門極以及SIN-。

以上所述僅為本發(fā)明的優(yōu)先實(shí)施例而已，并不用于限制本發(fā)明，對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，本發(fā)明可以有各種更改和變化。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。