本公開實施例涉及電子電路領域，具體地，涉及一種直流降壓型穩(wěn)壓器及其脈沖頻率調(diào)制控制電路和方法。

背景技術：

隨著片上系統(tǒng)以及手機各個模塊對大電流輸出的需求，直流降壓型穩(wěn)壓器需要在輕載與重載的情況下都具有較高的效率。

為了在輕載時提高效率，比較常用的輕載控制模式是脈沖間躍調(diào)制(Pulse Skip Modulation，PSM)控制模式。PSM電流型控制模式的控制原理如圖1所示，該原理圖針對的是直流降壓型穩(wěn)壓器的buck的上管為PMOS、下管為NMOS。其工作原理如下：

脈寬調(diào)制(Pulse Width Modulation，PWM)模式的工作環(huán)路為：buck的輸出電壓Vout經(jīng)過由C1、R1與R2構成的反饋網(wǎng)絡后得到反饋電壓VFB；反饋電壓VFB被輸入給運算放大器EA，與buck輸出電壓的基準信號Vref進行比較，比較得到的輸出電壓調(diào)制信號VC通過由C2、C3與R3構成的補償網(wǎng)絡后與斜波采樣信號Vramp進行比較，比較器PWMCMP的輸出信再通過驅(qū)動器來驅(qū)動buck的功率開關管。

PSM模式的工作環(huán)路為：在VC信號之前的控制回路與PWM模式相同。當負載電流降低時，VC信號隨之降低。當VC信號小于VrefPSM信號時，通過比較器PSMCMP后，將產(chǎn)生PSM控制信號。當PSM＝1時，buck工作在PFM模式，否則buck工作在PWM模式。在PFM狀態(tài)時，buck將以PWM頻率開啟幾次，當buck的輸出電壓高于閾值電壓后，buck將停止開關，處于放電狀態(tài)。負載電流越大，開啟的次數(shù)越多，反之，開啟的次數(shù)則越少。

上述方案的缺點在于，PSM控制模式實際上是PWM模式的斷續(xù)工作模式。在PSM模式時，PWM工作所需的各個模塊處于使能狀態(tài)，因此不能最大化地優(yōu)化效率。其次，PSM輕載模式的每一次開關頻率與PWM模式相同，只是根據(jù)負載變化改變了開啟的次數(shù)而已。因此，紋波根據(jù)負載變化及開啟次數(shù)的變化將有所不同。輸出電壓紋波將產(chǎn)生抖動，產(chǎn)生次諧波分量。

技術實現(xiàn)要素：

本公開實施例的目的是提供一種直流降壓型穩(wěn)壓器及其脈沖頻率調(diào)制控制電路和方法，能夠解決現(xiàn)有技術中的上述問題。

為了實現(xiàn)上述目的，本公開實施例提供一種用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制電路，該直流降壓型穩(wěn)壓器包括向負載提供電流的感性元件，該電路包括：

三角波發(fā)生器，用于在三角波發(fā)生器使能信號使能時產(chǎn)生三角波；

采樣單元，用于對所述感性元件的峰值電流和所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓進行采樣；

脈沖頻率調(diào)制控制單元，用于在第一條件滿足時控制所述感性元件處于充電狀態(tài)，在所述峰值電流大于預設峰值電流閾值時控制所述感性元件處于續(xù)流狀態(tài)，其中所述第一條件為以下三者中的兩者已經(jīng)滿足且剩余一者從不滿足變?yōu)闈M足：所述峰值電流小于所述預設峰值電流閾值、所述輸出電壓低于預設參考電壓且一個三角波充放電周期完成；

同步單元，用于使所述三角波發(fā)生器使能信號開始使能的時刻與所述感性元件充電開始的時刻同步。

根據(jù)本公開實施例的又一方面，提供一種直流降壓型穩(wěn)壓器，該直流降壓型穩(wěn)壓器包括上述脈沖頻率調(diào)制控制電路。

根據(jù)本公開實施例的又一方面，提供一種用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制方法，該直流降壓型穩(wěn)壓器包括向負載提供電流的感性元件，該方法包括：

對所述感性元件的峰值電流和所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓進行采樣；

在第一條件滿足時控制所述感性元件處于充電狀態(tài)，其中所述直流降壓型穩(wěn)壓器的三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號開始使能的時刻與所述感性元件充電開始的時刻同步，所述三角波發(fā)生器用于在所述三角波發(fā)生器使能信號使能時產(chǎn)生三角波；

在所述峰值電流大于預設峰值電流閾值時控制所述感性元件處于續(xù)流狀態(tài)，

其中所述第一條件為以下三者中的兩者已經(jīng)滿足且剩余一者從不滿足變?yōu)闈M足：所述峰值電流小于所述預設峰值電流閾值、所述輸出電壓低于預設參考電壓且一個三角波充放電周期完成。

上述技術方案通過在直流降壓型穩(wěn)壓器處于輕載狀態(tài)時，使三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號開始使能的時刻與直流降壓型穩(wěn)壓器的感性元件充電開始的時刻同步，并限制感性元件的峰值電流不能超過預設峰值電流閾值，來達到輕載時PFM控制的目的。由于限制了感性元件充電的最大峰值電流，因此根據(jù)輸入輸出電壓及電感值，可得出在PFM狀態(tài)下最大開關頻率(即PWM工作頻率)的紋波值。再由峰值電流的限流值以及電流紋波大小，可得出從PFM模式切換到PWM模式的負載電流閾值。且由于輸出電流的開關頻率會隨負載電流線性增大，繼而紋波會線性變小，在整個PFM模式下不會產(chǎn)生次諧波分量。另外，由于PFM控制電路的結構簡單，而且在PFM控制模式下不需要PWM環(huán)路一直工作，因此起降低了直流降壓型穩(wěn)壓器的功耗，提高了效率。而使三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號開始使能的時刻與感性元件充電開始的時刻同步，則能夠解決在某些負載段出現(xiàn)的由于三角波周期與電流充放電周期為非整數(shù)倍導致的輸出電壓跌落或者上沖的問題。

本公開實施例的其他特征和優(yōu)點將在隨后的具體實施方式部分予以詳細說明。

附圖說明

附圖是用來提供對本公開實施例的進一步理解，并且構成說明書的一部分，與下面的具體實施方式一起用于解釋本公開實施例，但并不構成對本公開實施例的限制。在附圖中：

圖1是現(xiàn)有PSM控制模式的原理示意圖；

圖2是直流降壓型穩(wěn)壓器中的buck結構示意圖；

圖3是根據(jù)本公開實施例的用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制電路的示意框圖；

圖4是根據(jù)本公開實施例的脈沖頻率調(diào)制控制電路的三角波發(fā)生器的示意電路圖；

圖5是根據(jù)本公開實施例的脈沖頻率調(diào)制控制電路的脈沖頻率調(diào)制控制單元的示意電路圖；

圖6是根據(jù)本公開實施例的脈沖頻率調(diào)制控制電路的同步單元的示意電路圖；

圖7是根據(jù)本公開實施例的脈沖頻率調(diào)制控制電路的脈沖頻率調(diào)制模式進出控制單元的示意電路圖；

圖8示出了100mA負載下PFM控制模式的仿真結果；

圖9示出了負載變化過程中PFM控制模式的仿真結果；

圖10是根據(jù)本公開一種實施例的用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制方法的流程圖。

具體實施方式

以下結合附圖對本公開實施例的具體實施方式進行詳細說明。應當理解的是，此處所描述的具體實施方式僅用于說明和解釋本公開實施例，并不用于限制本公開實施例。

本公開實施例提供一種用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制電路，該直流降壓型穩(wěn)壓器包括向負載提供電流的感性元件。圖2示出了該直流降壓型穩(wěn)壓器所驅(qū)動的buck功率開關管及其被動控制元件的示意電路圖。如圖2所示，PFM模式下得到的PFM控制信號經(jīng)過驅(qū)動器20后控制buck中的上管M11和下管M12的通斷。當M11導通、M12斷開時，感性元件L充電，從而為由電容器C和電阻器R構成的負載供電；當M11斷開、M12導通時，感性元件L處于續(xù)流狀態(tài)。另外，PWM模式下得到的PWM控制信號也通過驅(qū)動器20后控制buck中的上管M11和下管M12的通斷。

本領域技術人員應當理解的是，圖2僅是示例。實際上，本公開實施例中所述的直流降壓型穩(wěn)壓器及其脈沖頻率調(diào)制控制電路適用于驅(qū)動任何類型的buck結構。

以下詳細描述根據(jù)本公開實施例的用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制電路。如圖3所示，該電路可以包括：

三角波發(fā)生器301，用于在三角波發(fā)生器使能信號使能時產(chǎn)生三角波；

采樣單元302，用于對所述感性元件的峰值電流和所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓進行采樣；

脈沖頻率調(diào)制控制單元303，用于在第一條件滿足時控制所述感性元件處于充電狀態(tài)，在所述峰值電流大于預設峰值電流閾值時控制所述感性元件處于續(xù)流狀態(tài)，其中所述第一條件為以下三者中的兩者已經(jīng)滿足且剩余一者從不滿足變?yōu)闈M足：所述峰值電流小于所述預設峰值電流閾值、所述輸出電壓低于預設參考電壓且一個三角波充放電周期完成；

同步單元304，用于使所述三角波發(fā)生器使能信號開始使能的時刻與所述感性元件充電開始的時刻同步。

上述技術方案通過在直流降壓型穩(wěn)壓器處于輕載狀態(tài)時，使三角波發(fā)生器301的三角波發(fā)生器使能信號開始使能的時刻與直流降壓型穩(wěn)壓器的感性元件L(圖2所示)充電開始的時刻同步，并限制感性元件L的峰值電流不能超過預設峰值電流閾值，來達到輕載時脈沖頻率調(diào)制(Pulse Frequency Modulation，PFM)控制的目的。由于限制了感性元件充電的最大峰值電流，因此根據(jù)輸入輸出電壓及電感值，可得出在PFM狀態(tài)下最大開關頻率(即PWM工作頻率)的紋波值。再由峰值電流的限流值以及電流紋波大小，可得出從PFM模式切換到PWM模式的負載電流閾值。且由于輸出電流的開關頻率會隨負載電流線性增大，繼而紋波會線性變小，在整個PFM模式下不會產(chǎn)生次諧波分量。另外，由于PFM控制電路的結構簡單，而且在PFM控制模式下不需要PWM環(huán)路一直工作，因此起降低了直流降壓型穩(wěn)壓器的功耗，提高了效率。而使三角波發(fā)生器301的三角波發(fā)生器使能信號開始使能的時刻與感性元件L充電開始的時刻同步，則能夠解決在某些負載段出現(xiàn)的由于三角波周期與電流充放電周期為非整數(shù)倍導致的輸出電壓跌落或者上沖的問題。

在一種可能的實施方式中，當直流降壓型穩(wěn)壓器處于重載狀態(tài)時，其工作在PWM模式中，此時三角波發(fā)生器使能信號一直處于使能狀態(tài)中，因此三角波發(fā)生器301能夠產(chǎn)生連續(xù)的三角波。所產(chǎn)生的三角波信號會與基準信號進行比較以得到對例如圖2所示的buck結構進行控制的PWM控制信號。而當直流降壓型穩(wěn)壓器處于輕載狀態(tài)時，所述三角波發(fā)生器使能信號開始使能的時刻與所述感性元件L充電開始的時刻同步，這使得三角波發(fā)生器301產(chǎn)生斷續(xù)的三角波。

在一種可能的實施方式中，三角波發(fā)生器301的電路結構可以如圖4所示，可以包括：

由第一半導體開關S11、第三半導體開關S13和電容器C1串聯(lián)形成的充電回路，所述電容器C1兩端的電壓作為所述三角波發(fā)生器301的輸出電壓vtri，所述第三半導體開關S13的通斷由所述三角波發(fā)生器使能信號PFM_ch_ctl控制；

由第二半導體開關S12、所述第三半導體開關S13和所述電容器C1串聯(lián)形成的放電回路；

所述三角波發(fā)生器301的輸出電壓vtri與三角波高電壓閾值vh作為第二比較器CMP2的輸入信號，所述三角波發(fā)生器301的輸出電壓vtri與三角波低電壓閾值vl作為第一比較器CMP1的輸入信號，所述第一比較器CMP1的輸出信號vl_th1和所述第二比較器CMP2的輸出信號vh_th1作為RS觸發(fā)器RS1的輸入信號，所述RS觸發(fā)器RS1的Q輸出信號vcharge用于控制所述第一半導體開關S11和所述第二半導體開關S12不同時處于導通狀態(tài)。

通過圖4所示的三角波發(fā)生器電路結構，當直流降壓型穩(wěn)壓器工作在PWM模式下時，三角波發(fā)生器使能信號PFM_ch_ctl會控制第三半導體開關S13一直處于導通狀態(tài)(例如，若第三半導體開關S13是NMOS管，則三角波發(fā)生器使能信號PFM_ch_ctl等于1，也即一直為高電平)，以保證充放電回路的閉合，以便能夠?qū)﹄娙萜鰿1進行連續(xù)的充放電，產(chǎn)生連續(xù)的三角波信號vtri。而且優(yōu)選地，所述充電回路和所述放電回路的電流大小相等，也即充電電流Ich與放電電流Idisch大小相等。另外，三角波高電壓閾值vh和三角波低電壓閾值vl的目的是為了限制所產(chǎn)生的三角波的峰峰值。

另外，三角波發(fā)生器301的充放電頻率由RS觸發(fā)器RS1的Q輸出信號vcharge來控制。其中，如果第一半導體開關S11和第二半導體開關S12的導電類型相同，則可以例如用vcharge信號來控制第二半導體開關S12，用vcharge的反相信號vchargeB來控制第一半導體開關S11。而如果第一半導體開關S11和第二半導體開關S12的導電類型不同，則可以例如用vcharge信號來同時控制第二半導體開關S12和第一半導體開關S11。

在一種可能的實施方式中，所述脈沖頻率調(diào)制控制單元303的電路結構可以如圖5所示，可以包括：

感性元件L的峰值電流Isample與所述預設峰值電流閾值PFM_lim作為第四比較器CMP4的輸入信號，所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓VFB與所述預設參考電壓Vref作為第三比較器CMP3的輸入信號，電源信號VDD作為第一D觸發(fā)器D1的輸入信號，所述RS觸發(fā)器RS1的Q輸出信號vcharge的反相信號vchargeB作為所述第一D觸發(fā)器D1的時鐘信號；

所述第四比較器CMP4的輸出信號S1、所述第一D觸發(fā)器D1的Q輸出信號S2和所述第三比較器CMP3的輸出信號S3相與之后，經(jīng)過將上升沿信號變?yōu)樯仙}沖信號的器件M1的處理和反相處理后與脈沖頻率調(diào)制使能信號PFM_EN相與，相與后的輸出信號作為第二D觸發(fā)器D2的清零端輸入信號，所述脈沖頻率調(diào)制使能信號PFM_EN使能時使所述直流降壓型穩(wěn)壓器進入脈沖頻率調(diào)制模式、不使能時使所述直流降壓型穩(wěn)壓器進入脈寬調(diào)制模式；

所述第二D觸發(fā)器D2的Q輸出信號PFM經(jīng)過反相處理、將上升沿信號變?yōu)樯仙}沖信號的器件M2的處理、反相處理后與所述脈沖頻率調(diào)制使能信號PFM_EN相與，相與后的信號作為所述第一D觸發(fā)器D1的清零端輸入信號；

所述第四比較器CMP4的輸出信號S1經(jīng)過反相處理、將上升沿信號變化上升脈沖信號的器件M3的處理、反相處理后與所述脈沖頻率調(diào)制使能信號PFM_EN相與，相與后的信號作為所述第二D觸發(fā)器D2的時鐘信號，所述電源信號VDD為所述第二D觸發(fā)器D2的輸入信號。

通過圖5所示的脈沖頻率調(diào)制控制單元303的電路結構可知，第二D觸發(fā)器D2的Q輸出信號PFM決定了直流降壓型穩(wěn)壓器處于PFM控制模式時buck的上下管的開關狀態(tài)。以圖2所示的buck結構為例，當PFM＝1時，對應于上管M11斷開、下管M12導通，即感性元件L處于續(xù)流狀態(tài)；反之，PFM＝0時，對應于上管M11導通、下管M12斷開，則感性元件L處于充電狀態(tài)。在非PFM模式(也即PWM控制模式)時，即PFM_EN＝0，第二D觸發(fā)器D2始終處于清零狀態(tài)。由上述描述可知，使得感性元件L處于續(xù)流狀態(tài)，需要滿足第四比較器的輸出信號S1經(jīng)歷由1到0的過程，即Isample電流采樣信號由小于PFM_lim變?yōu)榇笥赑FM_lim，這樣S1信號在經(jīng)過反相器及模塊M3后將在第二D觸發(fā)器D2的時鐘信號CK端產(chǎn)生一個上升沿信號，此時第二D觸發(fā)器D2的清零端輸入信號為1，因此將使得PFM＝1。

要想使感性元件L處于充電狀態(tài)，則需要讓第二D觸發(fā)器D2的清零端輸入信號為零。滿足這一條件需要滿足：第四比較器的輸出信號S1、第一D觸發(fā)器的輸出信號S2和第三比較器的輸出信號S3中，有兩個輸出信號為1，另外一個輸出信號則由0變?yōu)?。這樣，三個輸出信號經(jīng)過邏輯與門后，將產(chǎn)生一個上升沿信號；再經(jīng)過M1模塊，將上升沿信號轉(zhuǎn)換成上升脈沖信號；最后經(jīng)過反相器后，在第二D觸發(fā)器D2的清零端RN產(chǎn)生負脈沖輸入信號。其中，S1＝1，表明PFM_lim>Isample；S2＝1，表明三角波發(fā)生器301已完成一個充放電周期；S3＝1，表明VFB<Vref。

因此，在第二D觸發(fā)器D2的清零端RN產(chǎn)生負脈沖存在著三種組合：

(1)S1＝1，S2＝1，S3由0變?yōu)?。這對應于buck結構的上PMOS管的峰值采樣電流Isample低于預設峰值電流閾值PFM_lim，一個三角波充放電周期已經(jīng)完成，此時出現(xiàn)了直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓VFB低于預設參考電壓Vref，因此此時將對感性元件L充電；

(2)S1＝1，S3＝1，S2由0變?yōu)?。這對應于buck結構的上PMOS管的峰值采樣電流Isample低于預設峰值電流閾值PFM_lim，直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓VFB低于預設參考電壓Vref，一個三角波充放電周期剛好完成，即RS觸發(fā)器RS1的Q輸出信號的反相信號vchargeB由0變?yōu)?；

(3)S2＝1，S3＝1，S1由0變?yōu)?。這對應于一個三角波充放電周期已經(jīng)完成，直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓VFB低于預設參考電壓Vref，buck結構的上PMOS管的峰值采樣電流Isample在大于PFM_lim后，將使得PFM＝1，此時Isample將下降，當其值低于PFM_lim后，第四比較器的輸出信號S1將由0變?yōu)?。

圖6示出了同步單元304的示例電路圖。其中，所述同步單元304可以包括第三D觸發(fā)器D3，其中：

所述電源信號VDD作為所述第三D觸發(fā)器D3的輸入信號；

所述RS觸發(fā)器RS1的Q輸出信號vcharge的反相信號vchargeB作為所述第三D觸發(fā)器D3的時鐘信號；

所述第二D觸發(fā)器D2的Q輸出信號PFM經(jīng)過反相處理、將上升沿信號變?yōu)樯仙}沖信號的器件M4的處理、反相處理后與所述脈沖頻率調(diào)制使能信號PFM_EN相與，相與后的信號作為所述第三D觸發(fā)器D3的清零端輸入信號；

所述第三D觸發(fā)器D3的QN輸出信號作為所述三角波發(fā)生器使能信號PFM_ch_ctl。

通過圖6所示的同步單元304的電路示意圖能夠看出，在直流降壓型穩(wěn)壓器工作在PWM控制模式時，PFM_EN＝0，因此PFM_ch_ctl＝1，此時三角波發(fā)生器301中的第三半導體開關S13始終處于導通狀態(tài)，使得三角波發(fā)生器301能夠產(chǎn)生連續(xù)的三角波，從而不會影響正常的三角波充放電。在直流降壓型穩(wěn)壓器工作在PFM控制模式時，在PFM由高變低時，即buck結構的上PMOS管導通時刻，PFM信號通過M4模塊產(chǎn)生正脈沖信號，該信號經(jīng)過反相器后與PFM_EN信號相與在第三D觸發(fā)器D3的清零端RN輸入負脈沖信號，因此第三D觸發(fā)器D3被清零，使得PFM_ch_ctl＝1。此時三角波發(fā)生器301開始充電。當vchargeB信號產(chǎn)生一個正脈沖信號時，表明一個三角波充放電周期完成，此時將斷開三角波充電路徑，即此時PFM_ch_ctl＝0。因此，通過圖6所示的同步單元304的電路示意圖，可以實現(xiàn)三角波發(fā)生器使能信號PFM_ch_ctl開始使能的時刻與所述感性元件L充電開始的時刻同步，能夠解決在某些負載段出現(xiàn)的由于三角波周期與電流充放電周期為非整數(shù)倍導致的輸出電壓跌落或者上沖的問題。

在一種可能的實施方式中，所述脈沖頻率調(diào)制控制電路還可以包括脈沖頻率調(diào)制模式進出控制單元，此時所述采樣單元302還可以用于對所述脈寬調(diào)制模式下的均值電流進行采樣。

圖7示出了脈沖頻率調(diào)制模式進出控制單元的電路示意圖，其可以包括第五比較器CMP5、第六比較器CMP6、反相器INV1和與門AND1，其中，采樣單元302采樣到的均值電流Isense轉(zhuǎn)換得到的均值電壓V_Isense和預設均值電壓閾值V_{th_PFM}作為所述第五比較器CMP5的輸入信號，所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓VFB和比所述預設參考電壓Vref低的預設電壓值VFB_lev1作為所述第六比較器CMP6的輸入信號，所述第六比較器CMP6的輸出信號經(jīng)過反相器INV1反相后與所述第五比較器CMP5的輸出信號在與門AND1處相與，得到所述脈沖頻率調(diào)制使能信號PFM_EN。

通過圖7所示的電路示意圖，V_{th_PFM}為進入PFM控制模式的閾值電壓，VFB_lev1是一個比預設參考電壓Vref略低的值。當V_Isense小于V_{th_PFM}時，第五比較器CMP5的輸出信號為1，且在穩(wěn)定狀態(tài)時VFB_lev1小于VFB，因此PFM_EN＝1，從而使直流降壓型穩(wěn)壓器進入PFM控制模式。當VFB小于VFB_lev1時，第六比較器CMP6的輸出信號為1，因此PFM_EN＝0，也即當負載電流大于峰值限流對應的電流均值時，由于最大開關頻率的限定，此時感性元件L不能輸出足夠的能量給負載，因此VFB會下降，從而跳出PFM控制模式。另外，通過設定預設均值電壓閾值V_{th_PFM}的大小，使其對應的進入PFM模式的電流均值低于跳出PFM模式時的電流均值，此遲滯窗口保證了不會在某一負載狀態(tài)下在PFM模式與PWM模式之間進行反復切換。

圖8示出了100mA負載下PFM控制模式的仿真結果。仿真結果中，vtri表示三角波發(fā)生器輸出信號，IL表示感性元件L的電流，PFM表示PFM控制模式下控制buck功率開關管通斷的信號，PFM_ch_ctl表示三角波發(fā)生器使能信號。從仿真結果中可以看出，在輕載狀態(tài)時，vtri信號與IL信號的開始時刻保持同步。此例中，IL的峰值電流被限制在2A左右，因此上管M11每次在達到峰值電流閾值2A后，將斷開上管M11、導通下管M12，使感性元件L處于續(xù)流狀態(tài)。在一個三角波充放電周期結束后，vtri信號將始終處于低電平閾值，直到下一次感性元件充電開始，三角波發(fā)生器將開始下一個充電周期。

圖9示出了負載變化過程中PFM控制模式的仿真結果，其中負載從20mA變化到2A。

圖9中，vtri為三角波發(fā)生器的輸出信號，IL為感性元件L的電流，Vout為直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓，Iload為負載電流，PFM_EN為PFM模式使能信號。PFM_EN＝1，表明直流降壓型穩(wěn)壓器工作在PFM控制模式。從圖中可以看出，在負載從小變大的過程中，IL感性元件電流的開啟頻率上升，vtri的開啟頻率也隨之上升，且兩者保持同步。當負載電流變大時，開啟頻率變快，導致紋波變小。在雙箭頭標明的t1時刻，由于負載電流Iload大于峰值限流對應的均值電流輸出，因此輸出電壓Vout開始下降，當其低于預設值后，PFM_EN＝0，跳出PFM控制模式，進入PWM控制模式。從仿真結果中可以看出，在t1時刻時，開關頻率為PWM頻率，即PFM工作模式的最大頻率。從圖中可以直觀地看出，此時的紋波值等于PWM模式下的紋波值。在知道峰值電流大小及電流峰峰值的前提下，即可得出其均值電流。此電流即為從PFM模式跳出到PWM模式的閾值點。

本公開實施例還提供一種直流降壓型穩(wěn)壓器，該直流降壓型穩(wěn)壓器包括上面描述的用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制電路。

本公開實施例中提到的直流降壓型穩(wěn)壓器可以用于手機芯片中的電源管理模塊。

本公開實施例還提供一種用于直流降壓型穩(wěn)壓器的脈沖頻率調(diào)制控制方法，該直流降壓型穩(wěn)壓器包括向負載提供電流的感性元件，如圖10所示，該方法可以包括以下步驟：

在步驟S1001中，對所述感性元件的峰值電流和所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓進行采樣；

在步驟S1002中，在第一條件滿足時控制所述感性元件處于充電狀態(tài)，其中所述直流降壓型穩(wěn)壓器的三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號開始使能的時刻與所述感性元件充電開始的時刻同步，所述三角波發(fā)生器用于在所述三角波發(fā)生器使能信號使能時產(chǎn)生三角波；其中，所述第一條件為以下三者中的兩者已經(jīng)滿足且剩余一者從不滿足變?yōu)闈M足：所述峰值電流小于所述預設峰值電流閾值、所述輸出電壓低于預設參考電壓且一個三角波充放電周期完成。

在步驟S1003中，在所述峰值電流大于預設峰值電流閾值時控制所述感性元件處于續(xù)流狀態(tài)。

上述技術方案通過在直流降壓型穩(wěn)壓器處于輕載狀態(tài)時，使三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號開始使能的時刻與直流降壓型穩(wěn)壓器的感性元件充電開始的時刻同步，并限制感性元件的峰值電流不能超過預設峰值電流閾值，來達到輕載時PFM控制的目的。由于限制了感性元件充電的最大峰值電流，因此根據(jù)輸入輸出電壓及電感值，可得出在PFM狀態(tài)下最大開關頻率(即PWM工作頻率)的紋波值。再由峰值電流的限流值以及電流紋波大小，可得出從PFM模式切換到PWM模式的負載電流閾值。且由于輸出電流的開關頻率會隨負載電流線性增大，繼而紋波會線性變小，在整個PFM模式下不會產(chǎn)生次諧波分量。另外，由于PFM控制電路的結構簡單，而且在PFM控制模式下不需要PWM環(huán)路一直工作，因此起降低了直流降壓型穩(wěn)壓器的功耗，提高了效率。而使三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號開始使能的時刻與感性元件充電開始的時刻同步，則能夠解決在某些負載段出現(xiàn)的由于三角波周期與電流充放電周期為非整數(shù)倍導致的輸出電壓跌落或者上沖的問題。

在一種可能的實施方式中，所述三角波發(fā)生器包括：

由第一半導體開關、第三半導體開關和電容器串聯(lián)形成的充電回路，所述電容器兩端的電壓作為所述三角波發(fā)生器的輸出電壓，所述第三半導體開關的通斷由所述三角波發(fā)生器使能信號控制；

由第二半導體開關、所述第三半導體開關和所述電容器串聯(lián)形成的放電回路；

所述三角波發(fā)生器的輸出電壓與三角波高電壓閾值作為第二比較器的輸入信號，所述三角波發(fā)生器的輸出電壓與三角波低電壓閾值作為第一比較器的輸入信號，所述第一比較器和所述第二比較器的輸出信號作為RS觸發(fā)器的輸入信號，所述RS觸發(fā)器的Q輸出信號用于控制所述第一半導體開關和所述第二半導體開關不同時處于導通狀態(tài)。

在一種可能的實施方式中，所述充電回路和所述放電回路的電流大小相等。

在一種可能的實施方式中，所述在第一條件滿足時控制所述感性元件處于充電狀態(tài)和所述在所述峰值電流大于預設峰值電流閾值時控制所述感性元件處于續(xù)流狀態(tài)的步驟通過脈沖頻率調(diào)制控制單元來實現(xiàn)，所述脈沖頻率調(diào)制控制單元包括：

所述峰值電流與所述預設峰值電流閾值作為第四比較器的輸入信號，所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓與所述預設參考電壓作為第三比較器的輸入信號，電源信號作為第一D觸發(fā)器的輸入信號，所述RS觸發(fā)器的Q輸出信號的反相信號作為所述第一D觸發(fā)器的時鐘信號；

所述第四比較器的輸出信號、所述第一D觸發(fā)器的Q輸出信號和所述第三比較器的輸出信號相與之后，經(jīng)過將上升沿信號變?yōu)樯仙}沖信號的處理和反相處理后與脈沖頻率調(diào)制使能信號相與，相與后的輸出信號作為第二D觸發(fā)器的清零端輸入信號，所述脈沖頻率調(diào)制使能信號使能時使所述直流降壓型穩(wěn)壓器進入脈沖頻率調(diào)制模式、不使能時使所述直流降壓型穩(wěn)壓器進入脈寬調(diào)制模式；

所述第二D觸發(fā)器的Q輸出信號經(jīng)過反相處理、將上升沿信號變?yōu)樯仙}沖信號的處理、反相處理后與所述脈沖頻率調(diào)制使能信號相與，相與后的信號作為所述第一D觸發(fā)器的清零端輸入信號；

所述第四比較器的輸出信號經(jīng)過反相處理、將上升沿信號變化上升脈沖信號的處理、反相處理后與所述脈沖頻率調(diào)制使能信號相與，相與后的信號作為所述第二D觸發(fā)器的時鐘信號，所述電源信號為所述第二D觸發(fā)器的輸入信號。

在一種可能的實施方式中，所述直流降壓型穩(wěn)壓器的三角波發(fā)生器的三角波發(fā)生器使能信號開始使能的時刻與所述感性元件充電開始的時刻同步的步驟通過同步單元實現(xiàn)，所述同步單元包括：

第三D觸發(fā)器；

所述電源信號作為所述第三D觸發(fā)器的輸入信號；

所述RS觸發(fā)器的Q輸出信號的反相信號作為所述第三D觸發(fā)器的時鐘信號；

所述第二D觸發(fā)器的Q輸出信號經(jīng)過反相處理、將上升沿信號變?yōu)樯仙}沖信號的處理、反相處理后與所述脈沖頻率調(diào)制使能信號相與，相與后的信號作為所述第三D觸發(fā)器的清零端輸入信號；

所述第三D觸發(fā)器的QN輸出信號作為所述三角波發(fā)生器使能信號。

在一種可能的實施方式中，該方法還包括：

對所述脈寬調(diào)制模式下的均值電流進行采樣；

依據(jù)采樣到的均值電流與預設均值電流閾值的比較結果和所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓與比所述預設參考電壓低的預設電壓值的比較結果，來控制進出脈沖頻率調(diào)制模式。

在一種可能的實施方式中，所述依據(jù)采樣到的均值電流與預設均值電流閾值的比較結果和所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓與比所述預設參考電壓低的預設電壓值的比較結果來控制進出脈沖頻率調(diào)制模式的步驟，可以通過脈沖頻率調(diào)制模式進出控制單元來實現(xiàn)，

所述脈沖頻率調(diào)制模式進出控制單元包括第五比較器、第六比較器、反相器和與門，其中，采樣到的均值電流和預設均值電流閾值作為所述第五比較器的輸入信號，所述直流降壓型穩(wěn)壓器的輸出電壓和比所述預設參考電壓低的預設電壓值作為所述第六比較器的輸入信號，所述第六比較器的輸出信號反相后與所述第五比較器的輸出信號相與得到所述脈沖頻率調(diào)制使能信號。

根據(jù)本公開實施例的方法中涉及的諸如三角波發(fā)生器、脈沖頻率調(diào)制控制單元、同步單元和脈沖頻率調(diào)制模式進出控制單元的具體原理描述已經(jīng)在根據(jù)本公開實施例的電路中進行了詳細描述，此處不再贅述。

以上結合附圖詳細描述了本公開實施例的優(yōu)選實施方式，但是，本公開實施例并不限于上述實施方式中的具體細節(jié)，在本公開實施例的技術構思范圍內(nèi)，可以對本公開實施例的技術方案進行多種簡單變型，這些簡單變型均屬于本公開實施例的保護范圍。

另外需要說明的是，在上述具體實施方式中所描述的各個具體技術特征，在不矛盾的情況下，可以通過任何合適的方式進行組合。為了避免不必要的重復，本公開實施例對各種可能的組合方式不再另行說明。

此外，本公開實施例的各種不同的實施方式之間也可以進行任意組合，只要其不違背本公開實施例的思想，其同樣應當視為本公開實施例所公開的內(nèi)容。