本發(fā)明涉及電力電子設(shè)備，尤其是一種單電感雙輸出開關(guān)變換器的控制方法及其裝置。

背景技術(shù)：

隨著智能移動設(shè)備的普及，開關(guān)電源正朝著高可靠、小尺寸、低成本和多輸出等方向發(fā)展。單電感多輸出開關(guān)變換器因其只需一個電感，極大地減少了多路輸出系統(tǒng)所需磁芯的數(shù)量、降低了成本，備受學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的關(guān)注。但由于單電感多輸出開關(guān)變換器各條輸出支路共用一個電感，通過電感將各條輸出支路耦合在一起，當(dāng)一條輸出支路負(fù)載變化時，會通過電感電流影響到其它輸出支路的輸出，因而造成交叉影響。交叉影響較輕時會影響變換器的穩(wěn)態(tài)性能，嚴(yán)重時會影響變換器的穩(wěn)定性，已成為研究單電感多輸出開關(guān)變換器的重要問題之一。為改善單電感多輸出開關(guān)變換器輸出支路存在交叉影響的缺點，近年來提出了一些新的控制方法，以抑制輸出支路的交叉影響。

根據(jù)電感電流的工作模式，單電感雙輸出開關(guān)變換器可以分為：電感電流斷續(xù)導(dǎo)電模式(discontinuous conduction mode,DCM)、偽連續(xù)導(dǎo)電模式(pseudo-continuous conduction mode,PCCM)和連續(xù)導(dǎo)電模式(continuous conduction mode,CCM)。根據(jù)單位周期內(nèi)電感電流的工作時序，單電感雙輸出開關(guān)變換器又可以分為共享充放時序和獨立充放時序。獨立充放時序是指在每個開關(guān)周期內(nèi)兩條支路均獨立充電和放電，共享充放時序是指每個開關(guān)周期內(nèi)兩條支路共享一次充電或共享一次放電。獨立充放時序單電感雙輸出開關(guān)變換器工作于DCM時，消除了輸出支路的交叉影響，但變換器的轉(zhuǎn)換效率低、電感電流紋波大、帶載能力差；工作于PCCM時，克服了電感電流紋波較大的缺點，但在續(xù)流開關(guān)工作階段引入了額外的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，影響了變換器效率的提高；工作于CCM時，電感電流及輸出電壓紋波較小、變換器效率較高、帶載能力較強(qiáng)，但輸出支路之間的交叉影響嚴(yán)重?；诿}沖寬度調(diào)制(pulse width modulation，PWM)的恒頻控制技術(shù)是最為常見的單電感雙輸出開關(guān)變換器控制方法，但是，采用恒頻控制的獨立充放時序單電感雙輸出開關(guān)變換器工作于CCM時，若支路負(fù)載不平衡，則變換器會失去穩(wěn)定，無法正常工作。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種單電感雙輸出開關(guān)變換器的控制方法及其裝置，使之克服現(xiàn)有的獨立充放時序單電感雙輸出開關(guān)變換器工作在CCM時的技術(shù)缺點，具有很好的瞬態(tài)響應(yīng)、較低的交叉影響和較寬的負(fù)載范圍，適用于多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的單電感雙輸出開關(guān)變換器。

本發(fā)明采用的技術(shù)方案如下：

獨立充放時序單電感雙輸出開關(guān)變換器變頻控制方法：在每個開關(guān)周期內(nèi)，檢測兩條輸出支路的電容電流，得到信號i_c1和i_c2，檢測兩條輸出支路的輸出電壓，得到信號V_oa和V_ob；將i_C1和i_C2送入到加法器ADD產(chǎn)生信號i_C；將V_oa和電壓基準(zhǔn)值V_ref1送入到第一誤差放大器EA1產(chǎn)生信號i_v1，將V_ob和電壓基準(zhǔn)值V_ref2送入到第二誤差放大器EA2產(chǎn)生信號i_v2；將i_C、i_v1和i_v2送入第一脈沖信號產(chǎn)生器PGR生成信號RR，將i_C送入到第二脈沖信號產(chǎn)生器PGS生成信號SS；信號RR和信號SS經(jīng)過第一觸發(fā)器RS產(chǎn)生脈沖信號V_p1，用以控制變換器主開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷；信號SS經(jīng)過第二觸發(fā)器D產(chǎn)生脈沖信號V_p2和V_p3，用以控制變換器的兩個支路開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷。

一種獨立充放時序單電感雙輸出開關(guān)變換器變頻控制裝置：包括第一電流檢測電路IS1、第二電流檢測電路IS2、第一電壓檢測電路VS1、第二電壓檢測電路VS2、加法器ADD、第一誤差放大器EA1、第二誤差放大器EA2、第一脈沖產(chǎn)生器PGR、第二脈沖產(chǎn)生器PGS、第一觸發(fā)器RS、第二觸發(fā)器D、第一驅(qū)動電路DR1、第二驅(qū)動電路DR2和第三驅(qū)動電路DR3；所述的第一電流檢測電路IS1、第二電流檢測電路IS2與加法器ADD相連；加法器ADD與第二脈沖信號產(chǎn)生器PGS相連，第二脈沖信號產(chǎn)生器PGS與第一觸發(fā)器RS的R端和第二觸發(fā)器D的C1端相連；所述的第一電壓檢測電路VS1與第一誤差放大器EA1相連，第二電壓檢測電路VS2與第二誤差放大器EA2相連；第一誤差放大器EA1、第二誤差放大器EA2和加法器ADD均與第一脈沖信號產(chǎn)生器PGR相連，第一脈沖信號產(chǎn)生器PGR與第一觸發(fā)器RS的S端相連；第一觸發(fā)器RS的Q端連接第一驅(qū)動電路DR1，第二觸發(fā)器D的Q1端連接第二驅(qū)動電路DR2，第二觸發(fā)器D的Q端連接第三驅(qū)動電路DR3。

進(jìn)一步地，所述的第一脈沖產(chǎn)生器PGR包括第一比較器CMP1和第二比較器CMP2，以及或門OR；第一誤差放大器EA1的輸出端和加法器ADD的輸出端分別連接到第一比較器CMP1的輸入端，第二誤差放大器EA2的輸出端和加法器ADD的輸出端分別連接到第二比較器CMP2的輸入端；比較器CMP1和CMP2的輸出端分別連接到或門OR的輸入端。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是：

一、本發(fā)明為獨立充放時序單電感雙輸出開關(guān)變換器提供了一種簡單可靠的控制方法，克服了傳統(tǒng)的基于PWM控制的獨立充放時序單電感雙輸出開關(guān)變換器只能在負(fù)載平衡時工作的缺點，負(fù)載范圍更寬，穩(wěn)定性更好，可靠性更高。

二、本發(fā)明的單電感雙輸出開關(guān)變換器在負(fù)載發(fā)生改變時，能夠快速調(diào)節(jié)主開關(guān)管和支路開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷，輸出電壓紋波變化量小、調(diào)節(jié)時間短，瞬態(tài)響應(yīng)性能高，兩輸出支路之間的交叉影響小，系統(tǒng)穩(wěn)定性好。

三、本發(fā)明的單電感雙輸出開關(guān)變換器在輸入電壓發(fā)生改變時，能夠快速調(diào)節(jié)主開關(guān)管和支路開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷，變換器的瞬態(tài)響應(yīng)性能高，穩(wěn)定性好。

附圖說明

圖1為本發(fā)明實施例一控制方法的電路結(jié)構(gòu)框圖。

圖2為本發(fā)明實施例一的第一脈沖信號產(chǎn)生器PGR的電路結(jié)構(gòu)框圖。

圖3為本發(fā)明實施例一的第二脈沖信號產(chǎn)生器PGS的電路結(jié)構(gòu)框圖。

圖4為本發(fā)明實施例一的電路結(jié)構(gòu)框圖。

圖5為本發(fā)明實施例一的單電感雙輸出開關(guān)變換器穩(wěn)態(tài)工作時的主要波形示意圖。

圖6為本發(fā)明實施例一和電壓型PWM控制的單電感雙輸出開關(guān)變換器在支路負(fù)載加載時的瞬態(tài)時域仿真波形。

圖7為本發(fā)明實施例一和電壓型PWM控制的單電感雙輸出開關(guān)變換器在支路負(fù)載減載時的瞬態(tài)時域仿真波形。

圖8為本發(fā)明實施例一和電壓型PWM控制的單電感雙輸出開關(guān)變換器在輸入電壓跳變時的瞬態(tài)時域仿真波形。

圖9為本發(fā)明實施例二的電路結(jié)構(gòu)框圖。

圖6中：(a)為本發(fā)明實施例一和電壓型PWM控制的單電感雙輸出開關(guān)變換器在a支路加載時的瞬態(tài)時域仿真波形；(b)為本發(fā)明實施例一和電壓型PWM控制的單電感雙輸出開關(guān)變換器在b支路加載時的瞬態(tài)時域仿真波形。

圖7中：(a)為本發(fā)明實施例一和電壓型PWM控制的單電感雙輸出開關(guān)變換器在a支路減載時的瞬態(tài)時域仿真波形；(b)為本發(fā)明實施例一和電壓型PWM控制的單電感雙輸出開關(guān)變換器在b支路減載時的瞬態(tài)時域仿真波形。

圖8中：(a)為本發(fā)明實施例一和電壓型PWM控制的單電感雙輸出開關(guān)變換器在輸入電壓增大時的瞬態(tài)時域仿真波形；(b)為本發(fā)明實施例一和電壓型PWM控制的單電感雙輸出開關(guān)變換器在輸入電壓減小時的瞬態(tài)時域仿真波形。

具體實施方式

下面通過具體的實例并結(jié)合附圖對本發(fā)明做進(jìn)一步詳細(xì)的描述。

實施例一：

圖1示出，本發(fā)明的一種具體實施方式為：獨立充放時序單電感雙輸出開關(guān)變換器變頻控制方法及其裝置，其裝置主要由第一電流檢測電路IS1、第二電流檢測電路IS2、第一電壓檢測電路VS1、第二電壓檢測電路VS2、加法器ADD、第一誤差放大器EA1、第二誤差放大器EA2、第一脈沖產(chǎn)生器PGR、第二脈沖產(chǎn)生器PGS、第一觸發(fā)器RS、第二觸發(fā)器D、第一驅(qū)動電路DR1、第二驅(qū)動電路DR2和第三驅(qū)動電路DR3組成；在每個開關(guān)周期內(nèi)，檢測兩條支路的電容電流，得到信號i_c1和i_c2，檢測兩條支路的輸出電壓，得到信號V_oa和V_ob；將i_C1和i_C2送入到加法器ADD產(chǎn)生信號i_C；將V_oa和預(yù)設(shè)的電壓基準(zhǔn)值V_ref1送入到第一誤差放大器EA1產(chǎn)生信號i_v1，將V_ob和預(yù)設(shè)的電壓基準(zhǔn)值V_ref2送入到第二誤差放大器EA2產(chǎn)生信號i_v2；將i_C、i_v1和i_v2送入第一脈沖信號產(chǎn)生器PGR生成信號RR，將i_C送入到第二脈沖信號產(chǎn)生器PGS生成信號SS；信號RR和信號SS經(jīng)過第一觸發(fā)器RS產(chǎn)生脈沖信號V_p1，用以控制變換器主開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷；信號SS經(jīng)過第二觸發(fā)器D產(chǎn)生脈沖信號V_p2和V_p3，用以控制變換器支路開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷。

其中，第一脈沖信號產(chǎn)生器PGR用于產(chǎn)生主開關(guān)管的導(dǎo)通信號RR，第二脈沖信號產(chǎn)生器PGS用于產(chǎn)生主開關(guān)管的關(guān)斷信號SS，同時信號SS是支路開關(guān)管的導(dǎo)通、關(guān)斷信號；第一觸發(fā)器采用RS觸發(fā)器結(jié)構(gòu)，第二觸發(fā)器采用D觸發(fā)器結(jié)構(gòu)；第一誤差放大器EA1用于產(chǎn)生控制a支路工作時電容電流谷值的信號i_v1，第二誤差放大器EA2用于產(chǎn)生控制b支路工作時電容電流谷值的信號i_v2。

圖2示出，本例的第一脈沖產(chǎn)生器PGR的具體組成為：由第一比較器CMP1和第二比較器CMP2，以及或門OR組成；比較器CMP1和CMP2的負(fù)極性端均接加法器ADD輸出的變換器電容電流信號i_C，正極性端分別接誤差放大器EA1、EA2的輸出信號i_v1、i_v2；或門OR的輸入端接比較器CMP1和CMP2的輸出端。

圖3示出，本例的第二脈沖產(chǎn)生器PGS的具體組成為：由第三比較器CMP3和電流控制器ICM組成；第三比較器CMP3的正極性端接加法器ADD的輸出端信號i_C，負(fù)極性端接電流控制器ICM的輸出端信號，即電容電流峰值控制信號I_p，其中電容電流峰值控制信號I_p為直接預(yù)設(shè)的電容電流峰值。

本例采用圖4的裝置，可方便、快速地實現(xiàn)上述控制方法。圖4示出，本例單電感雙輸出開關(guān)變換器變頻控制方法的裝置，由變換器TD和開關(guān)管S₁、S_a、S_b的控制裝置組成。

本例的裝置其工作過程和原理是：

控制裝置采用單電感雙輸出開關(guān)變換器變頻控制的工作過程和原理是：圖1、圖4、圖5示出，在開關(guān)周期內(nèi)，當(dāng)電容電流i_C上升到信號I_p時，第二脈沖產(chǎn)生器PGS的輸出信號SS為高電平，即第二觸發(fā)器D的C1端輸入高電平，根據(jù)第二觸發(fā)器D的工作原理：第二觸發(fā)器D的Q1輸出端信號V_p2為高電平，變換器支路開關(guān)管S_a導(dǎo)通，支路a工作，且V_p2在信號SS的下一個上升沿來臨之前保持不變，第二觸發(fā)器D的Q輸出端脈沖信號V_p3的高低電平始終與V_p2相反；信號SS為高電平時，第一觸發(fā)器RS的R端為高電平，根據(jù)第一觸發(fā)器RS的工作原理：第一觸發(fā)器RS的Q端輸出信號V_p1為低電平，變換器主開關(guān)管S₁關(guān)斷，電容電流i_C下降，當(dāng)i_C下降到信號i_v1時，第一脈沖產(chǎn)生器PGR的輸出信號RR為高電平，即第一觸發(fā)器RS的S端為高電平，Q端輸出信號V_p1變?yōu)楦唠娖?，S₁導(dǎo)通，電容電流i_C上升；當(dāng)電容電流i_C再次上升到信號I_p時，信號SS為高電平，第二觸發(fā)器D的Q1輸出端信號V_p2為低電平，支路開關(guān)管S_a斷開，第二觸發(fā)器D的Q輸出端信號V_p3為高電平，支路開關(guān)管S_b導(dǎo)通，支路b工作，此時，控制開關(guān)管S₁導(dǎo)通和關(guān)斷的信號V_p1產(chǎn)生方法與支路a工作時V_p1的產(chǎn)生方法相同，區(qū)別在于電容電流i_C需下降到信號i_v2時，信號RR才翻轉(zhuǎn)為高電平。

第一脈沖信號產(chǎn)生器PGR完成信號RR的產(chǎn)生和輸出：圖2示出，第一比較器CMP1將電容電流i_C與信號i_v1進(jìn)行比較，當(dāng)電容電流高于信號i_v1時，第一比較器CMP1的輸出信號R1為低電平，反之，當(dāng)i_C低于i_v1時，R1為高電平；第二比較器CMP2將電容電流i_C與信號i_v2進(jìn)行比較，當(dāng)電感電流高于信號i_v2時，第二比較器CMP2的輸出信號R2為低電平，反之，當(dāng)i_C低于i_v2時，R2為高電平；當(dāng)信號R1或R2為高電平時，或門OR輸出信號RR為高電平，否則，RR為低電平。

第二脈沖信號產(chǎn)生器PGS完成信號SS的產(chǎn)生和輸出：圖3示出，第三比較器CMP3將電容電流i_C同電流控制器ICM輸出的信號I_p進(jìn)行比較，當(dāng)電容電流i_C高于信號I_p時，第三比較器CMP3輸出信號SS為高電平，反之，當(dāng)i_C低于I_p時，SS為低電平。

本例的變換器TD為單電感雙輸出Buck變換器。

用PSIM仿真軟件對本例的方法進(jìn)行時域仿真分析，結(jié)果如下。

圖5為采用本發(fā)明的單電感雙輸出Buck變換器在穩(wěn)態(tài)工作時，電容電流信號i_C、信號I_p、脈沖信號RR、脈沖信號SS及驅(qū)動信號之間的關(guān)系示意圖。從圖中可以看出，采用本發(fā)明的獨立充放時序單電感雙輸出Buck變換器可以工作在電感電流連續(xù)導(dǎo)電模式。仿真條件：輸入電壓V_in＝20V，電壓基準(zhǔn)值V_ref1＝9V、V_ref2＝5V，信號I_p＝1.2A，電感L＝100μH，電容C₁＝C₂＝470μF(其等效串聯(lián)電阻為50mΩ)、負(fù)載電阻R_oa＝9Ω、R_ob＝5Ω。

圖6為采用本發(fā)明和電壓型PWM控制的單電感雙輸出Buck變換器在輸出支路加載時兩輸出支路輸出電壓的時域仿真波形，分圖(a)、(b)分別對應(yīng)輸出支路a加載和輸出支路b加載。從圖6(a)中可以看出：在10ms時a支路負(fù)載加重，負(fù)載電流由1A階躍變化至2A(此時b支路負(fù)載電流I_ob＝1A)。采用本發(fā)明時輸出支路a、b的輸出電壓V_oa、V_ob，經(jīng)過約2個開關(guān)周期的調(diào)節(jié)就重新進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，且輸出電壓的瞬態(tài)變化量小。而采用電壓型PWM控制的獨立充放式CCM單電感雙輸出Buck變換器(開關(guān)頻率為20kHz)，在輸出支路負(fù)載加載時，變換器會嚴(yán)重失穩(wěn)，無法正常工作。從圖6(b)中可以看出：在輸出支路b負(fù)載加載時(負(fù)載電流I_ob由1A階躍變化至2A，I_oa＝1A)，采用本發(fā)明的變換器輸出電壓V_oa、V_ob，經(jīng)過約1個開關(guān)周期的調(diào)節(jié)重新進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，輸出電壓變化量小；采用電壓型PWM控制的變換器在負(fù)載變化后則無法正常工作。由此可見：本發(fā)明的單電感雙輸出開關(guān)變換器在支路負(fù)載加載時，輸出電壓的調(diào)節(jié)時間短、輸出電壓變化量小。除負(fù)載電阻外，其它仿真條件與圖5一致。

圖7為采用本發(fā)明和電壓型PWM控制的單電感雙輸出Buck變換器在輸出支路減載時兩輸出支路輸出電壓的時域仿真波形，分圖(a)、(b)分別對應(yīng)輸出支路a減載和輸出支路b減載。從圖7(a)中可以看出：在14ms時a支路負(fù)載加重，負(fù)載電流由2A階躍變化至1A(此時b支路負(fù)載電流I_ob＝2A)。采用本發(fā)明時輸出支路a、b的輸出電壓V_oa、V_ob，經(jīng)過約2個開關(guān)周期的調(diào)節(jié)就重新進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，且輸出電壓的瞬態(tài)變化量小。而采用電壓型PWM控制的獨立充放時序單電感雙輸出Buck變換器(開關(guān)頻率為20kHz)，在輸出支路負(fù)載減載時，變換器會嚴(yán)重失穩(wěn)，無法正常工作。從圖7(b)中可以看出：在輸出支路b負(fù)載減載時(負(fù)載電流I_ob由2A階躍變化至1A，I_oa＝2A)，采用本發(fā)明的變換器輸出電壓V_oa、V_ob，經(jīng)過約1個開關(guān)周期的調(diào)節(jié)重新進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，輸出電壓變化量??；采用電壓型PWM控制的變換器在負(fù)載變化后無法正常工作。由此可見：本發(fā)明的單電感雙輸出開關(guān)變換器在支路減載時，輸出電壓的調(diào)節(jié)時間短、輸出電壓變化量小。仿真條件與圖5一致。

由圖6和圖7可見，本發(fā)明的單電感雙輸出開關(guān)變換器在負(fù)載突變時，輸出電壓瞬態(tài)變化量小，調(diào)節(jié)時間短，負(fù)載瞬態(tài)性能好，并且本發(fā)明的單電感雙輸出開關(guān)變換器在一條輸出支路負(fù)載突變時對另一條輸出支路的交叉影響??；而采用電壓型PWM控制的獨立充放時序單電感雙輸出Buck變換器在輸出支路負(fù)載不平衡時，變換器會嚴(yán)重失穩(wěn)，無法正常工作。

圖8為采用本發(fā)明和電壓型PWM控制的單電感雙輸出開關(guān)變換器在輸入電壓突變時，兩輸出支路輸出電壓的瞬態(tài)時域仿真波形，分圖(a)、(b)分別對應(yīng)輸入電壓增加(輸入電壓V_in從20V→40V變化)和輸入電壓減小(輸入電壓V_in從40V→20V變化)。對比可知：輸入電壓變化時，采用本發(fā)明的開關(guān)變換器輸出支路a、b的輸出電壓V_oa、V_ob，經(jīng)過1～2個開關(guān)周期便重新進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，輸出電壓瞬態(tài)變化量小。而電壓型PWM控制單電感雙輸出開關(guān)變換器輸出支路a、b的輸出電壓V_oa、V_ob在相應(yīng)的時間內(nèi)沒有調(diào)節(jié)至穩(wěn)態(tài)，調(diào)節(jié)時間長，且輸出電壓的波動量大。由此可見，本發(fā)明的單電感雙輸出開關(guān)變換器輸入瞬態(tài)性能好，調(diào)節(jié)時間短，輸出電壓瞬態(tài)變化量小，抗輸入波動能力強(qiáng)。仿真條件與圖5一致。

實施例二

如圖9所示，本發(fā)明實施例二與實施例一基本相同，不同之處是：本例控制的變換器TD為單電感雙輸出Boost變換器。

本發(fā)明除可用于以上實施例中的開關(guān)變換器外，也可用于單電感雙輸出Buck-Boost變換器、單電感雙輸出Bioplor變換器等多種多輸出電路拓?fù)渲小?/p>