本發(fā)明涉及電機控制領(lǐng)域，特別是一種基于EKF的無傳感器超高速永磁同步電機轉(zhuǎn)速控制方法。
背景技術(shù)：
：超高速永磁同步電機體積小、重量輕、功率密度高、可靠性高、動態(tài)響應(yīng)性能好，在工業(yè)制造、航空航天、能源、船舶、醫(yī)療和國防工業(yè)等領(lǐng)域的應(yīng)用前景愈發(fā)廣闊。其相關(guān)技術(shù)的發(fā)展適應(yīng)于當(dāng)代超高速和超精度工業(yè)加工技術(shù)的發(fā)展潮流，推動現(xiàn)代工業(yè)和科學(xué)技術(shù)的飛速發(fā)展，超高速永磁同步電機驅(qū)動控制技術(shù)成為了當(dāng)前的研究熱點。超高速永磁同步電機編碼器在超高速狀態(tài)下安裝困難、成本高、可靠性差，易受到外界電磁干擾和抖動等因素的影響，甚至?xí)捎诟咚匐姍C的工作高溫而無法正常工作，因此不適合安裝傳感器，超高速永磁同步電機控制系統(tǒng)中采用無傳感器技術(shù)，提高系統(tǒng)運行的穩(wěn)定性。轉(zhuǎn)速估計算法的精度對實現(xiàn)超高速永磁同步電機的高精度、高動態(tài)性能控制有著較大的影響，在無傳感器電機系統(tǒng)發(fā)展過程中，出現(xiàn)了許多種估算轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)子速度的策略：直接計算法、反電動勢法、狀態(tài)觀測器法、MRAS法、高頻注入法、智能控制方法等。直接計算法與反電動勢法采用到反正切函數(shù)計算，屬于開環(huán)估計方法，計算相對簡單，但是對電機參數(shù)依賴性大，并且反正切函數(shù)易導(dǎo)致大抖動誤差；MRAS法以參考模型為基礎(chǔ)，估計精度仍然要受電機參數(shù)影響；高頻注入法適合于低速估計，此外由于其信號處理過程較復(fù)雜，在突加、突卸負載或者轉(zhuǎn)速指令變化較大時會出現(xiàn)跟蹤失敗，并且有高頻噪聲的問題；智能控制方法不完全依賴電機數(shù)學(xué)模型，充分考慮系統(tǒng)的不精確性和不確定性，只按實際效果進行控制，具有較好的控制效果，但是智能控制估計轉(zhuǎn)速目前成果較少，還有許多理論和技術(shù)問題尚待解決，對系統(tǒng)性能尚缺少客觀的理論性，并且系統(tǒng)復(fù)雜，計算量很大，對硬件要求較高，目前應(yīng)用較少，一般是與傳統(tǒng)方法相結(jié)合進行交叉控制。技術(shù)實現(xiàn)要素：本發(fā)明的目的是提供一種基于EKF的無傳感器超高速永磁同步電機轉(zhuǎn)速控制方法，從而提高電機運行性能。實現(xiàn)本發(fā)明目的的技術(shù)解決方案為：一種基于EKF的無傳感器超高速永磁同步電機轉(zhuǎn)速控制方法，包括以下步驟：步驟1、根據(jù)電機三相電流ia、ib、ic、三相電壓ua、ub、uc，采用基于EKF的無傳感器超高速永磁同步電機轉(zhuǎn)速估計方法得到電機轉(zhuǎn)速估計值ω，將其與轉(zhuǎn)速設(shè)定值ω*比較，計算誤差值，經(jīng)過PID控制器確定轉(zhuǎn)矩設(shè)定值步驟2、根據(jù)電機三相電流ia、ib、ic、三相電壓ua、ub、uc進行轉(zhuǎn)矩和磁鏈值估計，得到定子磁鏈和轉(zhuǎn)矩反饋值ψe、Te，與定子磁鏈和轉(zhuǎn)矩設(shè)定值比較，計算出磁鏈誤差和轉(zhuǎn)矩誤差；步驟3、根據(jù)步驟2確定的磁鏈誤差和轉(zhuǎn)矩誤差，通過模糊PID控制器輸出信號模糊PID控制器參數(shù)基于模糊規(guī)則對參數(shù)進行自整定；步驟4、根據(jù)步驟3輸出的信號根據(jù)SVPWM控制技術(shù)確定磁鏈區(qū)間，確定基本電壓矢量及其工作時間，進而確定出電壓空間矢量的切換點，結(jié)合逆變器，對電機進行PWM控制；步驟5、重復(fù)步驟1～步驟4，直至電機轉(zhuǎn)速達到給定指標。本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，其顯著優(yōu)點為：(1)本發(fā)明通過擴展卡爾曼濾波器(EKF)遞歸算法對轉(zhuǎn)速在線估計，具有較強的魯棒性，實時準確估計出電機轉(zhuǎn)速，用以閉環(huán)反饋，有助于提高超高速永磁同步電機轉(zhuǎn)速控制性能；(2)本發(fā)明的基于EKF的無傳感器超高速永磁同步電機轉(zhuǎn)速控制方法解決了超高速永磁同步電機編碼器安裝困難、易損壞、可靠性差的問題，提高了系統(tǒng)運行的穩(wěn)定性；(3)本發(fā)明的超高速永磁同步電機控制系統(tǒng)在直接轉(zhuǎn)矩控制基礎(chǔ)上，采用模糊PID控制器，提高系統(tǒng)的自適應(yīng)性，有助于提高轉(zhuǎn)速控制精度。附圖說明圖1為本發(fā)明的基于EKF的無傳感器超高速永磁同步電機控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。圖2為本發(fā)明的基于EKF的無傳感器超高速永磁同步電機轉(zhuǎn)速估計方法流程圖。圖3為本發(fā)明的擴展卡爾曼濾波器(EKF)的遞歸算法流程圖。圖4為本發(fā)明空載時基于EKF的轉(zhuǎn)速估計值與電機實際轉(zhuǎn)速對比圖。具體實施方式本發(fā)明基于EKF的無傳感器超高速永磁同步電機轉(zhuǎn)速控制方法應(yīng)用于基于SVPWM的超高速永磁同步電機直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)，在直接轉(zhuǎn)矩控制的基礎(chǔ)上，采用模糊PID控制器提高系統(tǒng)自適應(yīng)性，采用基于EKF的無傳感器超高速永磁同步電機轉(zhuǎn)速估計算法，使電機在動態(tài)運行過程中可以實時估計電機轉(zhuǎn)速，具有較強的魯棒性，能準確估計出電機轉(zhuǎn)速，用以閉環(huán)反饋，最終實現(xiàn)電機轉(zhuǎn)速的穩(wěn)定控制。結(jié)合圖1，本發(fā)明的一種基于EKF的無傳感器超高速永磁同步電機轉(zhuǎn)速控制方法，包括以下步驟：步驟1、根據(jù)電機三相電流ia、ib、ic、三相電壓ua、ub、uc，采用基于EKF的無傳感器超高速永磁同步電機轉(zhuǎn)速估計方法得到電機轉(zhuǎn)速估計值ω，將其與轉(zhuǎn)速設(shè)定值ω*比較，計算誤差值，經(jīng)過PID控制器確定轉(zhuǎn)矩設(shè)定值結(jié)合圖2，采用基于EKF的無傳感器超高速永磁同步電機轉(zhuǎn)速估計方法得到電機轉(zhuǎn)速估計值ω，具體為：步驟1-1、根據(jù)電機模型，輸出三相靜止電流信號ia、ib、ic，三相電壓信號ua、ub、uc；步驟1-2、將三相電流信號、三相電壓信號經(jīng)過3s/2s(CLARKE)變換，得到兩相靜止坐標系αβ下的電流信號iα、iβ，電壓信號uα、uβ；步驟1-3、根據(jù)電機參數(shù)，建立電機在兩相靜止坐標系αβ下的跟蹤模型，具體表達式為：diαdt=-RLiα+uαL+ψfLωsinθdiβdt=-RLiβ+uβL-ψfLωcosθdωdt=npJ(Te-Tl-Bnpω)=3np2ψf2J(iβcosθ-iαsinθ)-BωJ-npTlJdθdt=ω]]>其中，R為電子電阻，L為定子電感在旋轉(zhuǎn)兩相坐標系下的等效電感，J為機械轉(zhuǎn)動慣量，B為阻尼系數(shù)，np為電機極對數(shù)，θ為轉(zhuǎn)子的角度，ω為轉(zhuǎn)子的角速度，ψf為轉(zhuǎn)子磁鏈，Tl為負載轉(zhuǎn)矩，Te為電磁轉(zhuǎn)矩，iα、iβ為兩相靜止坐標系αβ下的定子電流值，uα、uβ為兩相靜止坐標系αβ下的定子電壓值；步驟1-4、選取狀態(tài)變量x＝[iαiβωθ]T，輸入量V＝[uαuβTl]T，輸出量y＝[iαiβ]T，則將上述數(shù)學(xué)模型表達式寫成非線性狀態(tài)方程形式，具體表達式為：x·(t)=f(x(t))+B·V+δy(t)=Cx(t)+μ]]>其中：f(x(t))=f1f2f3f4=-RLiα+ψfLωsinθ-RLiβ-ψfLωcosθ3np2ψf2J(iβcosθ-iαsinθ)-BωJ-npTlJω]]>B=1L0001L000-npJ000]]>C=10000100]]>δ為系統(tǒng)噪聲，μ為測量噪聲，均為零均值白噪聲，與系統(tǒng)狀態(tài)和采樣時間無關(guān)，其方差矩陣分別為Q、R；步驟1-5、將步驟1-4中狀態(tài)非線性狀態(tài)方程線性處理，得到的線性狀態(tài)方程為：Δx·(t)=F(x(t))Δx(t)+B·V+δΔy(t)=CΔx(t)+μ]]>其中，F(xiàn)(x)是f(x)線性化得到的雅克比矩陣，具體表達式為：F(x(t))=∂f∂x|x=x(t)=-RL0ψfLsinθψfLωcosθ0-RL-ψfLcosθψfLωsinθ-3np2ψf2Jsinθ3np2ψf2Jcosθ-BJ-3np2ψf2J(iβsinθ+iαcosθ)0010]]>步驟1-6、將步驟1-5中線性狀態(tài)方程進行離散化處理，采樣周期為T，得到離散化狀態(tài)方程，具體表達式為：Δx(k+1)=Φ(k)Δx(k)+B(k)·V(k)+δ(k)Δy(k)=C(k)Δx(k)+μ(k)]]>其中，Φ(k)=eF(x)T≈I+F(x)T=1-RLT0ψfsinθLTψfωcosθLT01-RLT-ψfcosθLTψfωsinθLT-3np2ψfsinθ2JT3np2ψfcosθ2JT1-BJT-3np2ψf2JT(iβsinθ+iαcosθ)00T1]]>B(k)=∫0TeF(x)TdtB≈BT=TL000TL000-npJT000]]>步驟1-7、初始化噪聲方差矩陣Q、R和狀態(tài)x，并定義一個協(xié)方差矩陣P，設(shè)置初始值，其中Q、R、P均為對角矩陣，將離散化狀態(tài)方程和上述初始化結(jié)果帶入擴展卡爾曼濾波器EKF遞歸算法進行遞歸循環(huán)處理，實時更新P和卡爾曼最優(yōu)增益K，最終動態(tài)更新狀態(tài)變量x＝[x1,x2,x3,x4]T，完成在動態(tài)運行過程中實時估計電機轉(zhuǎn)速ω＝x3。結(jié)合圖3，利用擴展卡爾曼濾波器EKF遞歸算法進行遞歸循環(huán)處理具體為：步驟1-7-1、初始化狀態(tài)變量x＝[x1,x2,x3,x4]T，協(xié)方差矩陣P，噪聲方差矩陣Q、R；步驟1-7-2、根據(jù)k-1時刻的狀態(tài)結(jié)合k-1時刻的輸入量V(k-1)，預(yù)測k時刻的先驗狀態(tài)估計值x^(k|k-1)=x^(k-1)+Δx=x^(k-1)+(f(x^(k-1))+BV(k-1))*T]]>步驟1-7-3、根據(jù)電機離散化線性方程，計算先驗估計的方差矩陣P(k|k-1)：P(k|k-1)＝Φ(k)P(k-1)ΦT(k)+Q其中，P(k-1)為k-1時刻的后驗估計協(xié)方差；步驟1-7-4、求出卡爾曼最優(yōu)增益K(k)：K(k)＝P(k|k-1)CT/(CP(k|k-1)CT+R)步驟1-7-5、結(jié)合當(dāng)前測量值y(k)，更新修正后驗狀態(tài)估計值輸出轉(zhuǎn)速估計值位置信息其中：x^(k)=x^(k|k-1)+K(k)(y(k)-Cx^(k|k-1))]]>x^(k)==x^1(k)x^2(k)x^3(k)x^4(k)=i^α(k)i^β(k)ω^(k)θ^(k)]]>步驟1-7-6、更新后驗估計協(xié)方差P(k)：P(k)＝(I-K(k))P(k|k-1)步驟1-7-7、令k＝k+1，重復(fù)上述過程，直至估計轉(zhuǎn)速達到預(yù)設(shè)目標為止。步驟2、根據(jù)電機三相電流ia、ib、ic、三相電壓ua、ub、uc進行轉(zhuǎn)矩和磁鏈值估計，得到定子磁鏈和轉(zhuǎn)矩反饋值ψe、Te，與定子磁鏈和轉(zhuǎn)矩設(shè)定值比較，計算出磁鏈誤差和轉(zhuǎn)矩誤差；步驟3、根據(jù)步驟2確定的磁鏈誤差和轉(zhuǎn)矩誤差，通過模糊PID控制器輸出信號模糊PID控制器參數(shù)基于模糊規(guī)則對參數(shù)進行自整定；步驟4、根據(jù)步驟3輸出的信號根據(jù)SVPWM控制技術(shù)確定磁鏈區(qū)間，確定基本電壓矢量及其工作時間，進而確定出電壓空間矢量的切換點，結(jié)合逆變器，對電機進行PWM控制；步驟5、重復(fù)步驟1～步驟4，直至電機轉(zhuǎn)速達到給定指標。上述永磁同步電機參數(shù)為：電子電阻R＝0.8，電感L＝0.534mH，轉(zhuǎn)子磁鏈ψf＝0.043Vs，機械轉(zhuǎn)動慣量J＝1.75×10-4Kgm2，阻尼系數(shù)B＝1.345×10-6Kgm2，電機極對數(shù)np＝1，速度設(shè)定值ω＝13000r/min，負載轉(zhuǎn)矩Tl＝0。速度PID控制器參數(shù)為：Kp＝7,Ki＝0.1；模糊PID控制器參數(shù)初始值Kp＝1000,Ki＝500,Kd＝0；EKF中，設(shè)定P的初始值為diag[0.10.10.000110]，Q＝diag[0.30.3100.0005]、R＝diag[2020]，T＝1e-7s。下面結(jié)合仿真實施例對本發(fā)明進行詳細的描述：為驗證本發(fā)明基于EKF的無傳感器超高速永磁同步電機轉(zhuǎn)速控制方法的先進性，通過MATLAB對電機進行仿真，得到轉(zhuǎn)速估計值，與電機轉(zhuǎn)速實際值比較，可知該方法具有較強的自適應(yīng)性，較高的準確性。本發(fā)明中，選取的超高速永磁同步電機參數(shù)為：電子電阻R＝0.8，電感L＝0.534mH，轉(zhuǎn)子磁鏈ψf＝0.043Vs，機械轉(zhuǎn)動慣量J＝1.75×10-4Kgm2，阻尼系數(shù)B＝1.345×10-6Kgm2，電機極對數(shù)np＝1，速度設(shè)定值ω＝13000r/min，負載轉(zhuǎn)矩Tl＝0。速度PID控制器參數(shù)為：Kp＝7,Ki＝0.1；模糊PID控制器參數(shù)初始值Kp＝1000,Ki＝500,Kd＝0；EKF中，設(shè)定P的初始值為diag[0.10.10.000110]，Q＝diag[0.30.3100.0005]、R＝diag[2020]，T＝1e-7s。圖4是在上述空載時，基于EKF的轉(zhuǎn)速估計值與電機實際轉(zhuǎn)速對比圖。采用本發(fā)明轉(zhuǎn)速從0r/min～13000r/min的調(diào)節(jié)時間為0.135s，超調(diào)量為1.38％，最終轉(zhuǎn)速估計值穩(wěn)態(tài)誤差為0.5％，轉(zhuǎn)速估計值接近實際轉(zhuǎn)速，證明該方法性能較好。當(dāng)前第1頁1 2 3