本發(fā)明涉及功率變換技術領域，尤其涉及一種多態(tài)圖騰pfc電路。

背景技術：

在功率變換技術領域，高效率和高功率密度一直是功率變換器追求的發(fā)展方向。為了提高功率模塊的效率和功率密度，通常采用的方法是采用高頻率的開關管來減小電容電感等無源器件的體積，采用高頻率的開關管雖然減小了無源器件的體積和損耗，但增加了開關管的開關損耗，效率提高的效果不明顯。最好的方法是在保持低開關頻率的情況下使電感電容的頻率增加，這樣既可以減小開關損耗又可以減小電感電容的體積。多態(tài)開關技術的提出能夠同時滿足上述的條件，通過耦合電感實現(xiàn)交錯并聯(lián)的效果，保持低開關頻率的情況下使電感電容無源器件的頻率成倍增加，同時能降低開關的損耗和無源器件的體積，有效提高功率變換器的效率和功率密度。

目前，在功率變換器的應用中，圖騰功率因數(shù)校正(powerfactorcorrection，pfc)電路是效率較高的單相pfc拓撲之一。因此，可以將多態(tài)開關技術與圖騰pfc電路結合以進一步提升功率變換器的效率和功率密度。多態(tài)圖騰pfc電路完全對稱的情況下，由于耦合電感原副邊繞組匝數(shù)相同，所以理論上具有自然均流的特性，但由于死區(qū)時間不同、開關速度不同、串聯(lián)等效阻抗不同、反饋環(huán)路引入的噪聲等因素的存在會在耦合電感繞組的電流中產生直流偏置。直流偏置會增加繞組和磁芯的損耗，使耦合電感發(fā)熱嚴重，導致效率降低。當偏置超出磁芯允許的磁滯變化范圍時耦合電感就會磁飽和，磁飽和會引起耦合電感的損壞、所連接的功率開關管的損壞等問題。

在多態(tài)開關耦合電感的磁平衡控制中，常用的做法是通過增加磁芯的氣隙，增大耦合電感的體積來避免飽和，無法滿足提高功率密度的目的。因此，多態(tài)圖騰pfc電路中的耦合電感的磁平衡控制是應用多態(tài)開關需要解決的一個問題。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供一種多態(tài)圖騰pfc電路，以減小直流偏置，提高多態(tài)圖騰pfc電路中耦合電感的磁平衡，盡量避免磁芯飽和，進而提升多態(tài)圖騰pfc電路的效率和功率密度。

本發(fā)明第一方面提供一種多態(tài)圖騰pfc電路，包括輸入電源、整流電感、多態(tài)開關、第一整流二極管和第二整流二極管；所述整流電感的一端與所述輸入電源的一端連接，所述整流電感的另一端與所述多態(tài)開關連接；所述多態(tài)開關包括耦合電感及相互并聯(lián)的至少第一開關橋臂和第二開關橋臂；所述耦合電感包括相互耦合的至少第一繞組和第二繞組，其中，所述整流電感的另一端與所述第一繞組和第二繞組的一端連接；所述第一開關橋臂包括相互串聯(lián)的上開關管和下開關管，其中，所述第一開關橋臂的上開關管和下開關管之間存在第一節(jié)點；所述第二開關橋臂包括相互串聯(lián)的上開關管和下開關管，其中，所述第二開關橋臂的上開關管和下開關管之間的存在第二節(jié)點；所述第一繞組的另一端與所述第一節(jié)點連接，所述第二繞組的另一端與所述第二節(jié)點連接；所述第一整流二極管的正極與所述輸入電源的另一端連接，所述第一整流二極管的負極與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的一端連接；所述第二整流二極管的正極與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的另一端連接，所述第二整流二極管的負極與所述輸入電源的另一端連接；所述多態(tài)圖騰pfc電路還包括磁平衡控制電路，所述磁平衡控制電路包括依次連接的反饋控制模塊、發(fā)波模塊及磁平衡控制模塊；

所述反饋控制模塊還與所述輸入電源的兩端連接，用于獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路的輸入電壓采樣值和輸入電流采樣值；所述反饋控制模塊還與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的兩端連接，用于獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路的輸出電壓采樣值；所述反饋控制模塊還用于將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算，進一步將差值運算的結果進行輸出電壓補償運算，得到輸出電流參考值的幅值，再進一步將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，計算得到輸入電流補償值；

所述發(fā)波模塊還與所述第一開關橋臂連接，用于將所述輸入電流補償值作為調制波，生成第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號，所述第一脈寬調制信 號用于驅動所述第一開關橋臂的上開關管，所述第二脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂下開關管，其中，所述第一脈寬調制信號與所述第二脈寬調制信號互補，且二者之間存在一定的死區(qū)時間，從而可以通過所述第一脈寬調制信號與所述第二脈寬調制信號驅動所述第一開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通；

所述磁平衡控制模塊還與所述第二開關橋臂連接，用于將所述第一脈寬調制信號相移預設角度得到與所述第一脈寬調制信號占空比相同的第三脈寬調制信號，并將所述第二脈寬調制信號相移預設角度得到與所述第二脈寬調制信號占空比相同的第四脈寬調制信號，所述第三脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂的上開關管，所述第四脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂的下開關管，同樣，所述第三脈寬調制信號與所述第四脈寬調制信號互補，且二者之間存在一定的死區(qū)時間，從而可以通過所述第三脈寬調制信號與所述第四脈寬調制信號驅動所述第二開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通。

所述多態(tài)圖騰pfc電路通過所述磁平衡控制模塊將所述第一脈寬調制信號相移預設角度得到占空比相同的第三脈寬調制信號，并將所述第二脈寬調制信號相移預設角度得到占空比相同的第四脈寬調制信號，從而使得所述第一開關橋臂的上開關管的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂的上開關管的驅動信號占空比相同，以及使得所述第一開關橋臂的下開關管的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂的下開關管的驅動信號占空比相同，從而可以有效降低所述耦合電感的第一繞組和第二繞組中的差模電流大小，保證所述耦合電感的磁鏈平衡，降低耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰電路的效率。

結合第一方面，需要說明的是，所述反饋控制模塊包括依次連接的第一差值運算器、輸出電壓補償器、參考電流計算器、第二差值運算器及輸入電流補償器；

所述第一差值運算器用于將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算；

所述輸出電壓補償器用于對所述第一差值運算器的輸出進行輸出電壓補償運算，得到輸入電流參考值的幅值；

所述參考電流計算器用于將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到輸入電流參考值；

所述第二差值運算器用于將所述輸入電流參考值與所述輸入電流采樣值進行差值運算；

所述輸入電流補償器用于對所述第二差值運算器的輸出進行輸入電流補償運算，得到輸入電流補償值。

進一步地，所述參考電流計算器包括增益運算器、平方運算器、乘法器和除法器，所述增益運算器用于對所述輸入電壓采樣值進行增益運算，得到所述輸入電壓采樣值的增益值；所述平方運算器用于對所述輸入電壓采樣值進行平方運算，得到所述輸入電壓采樣值的平方；所述乘法器用于計算所述輸入電壓采樣值的增益值和所述輸入電流參考值的幅值的乘積；所述除法器用于將所述輸入電壓采樣值的增益值和所述輸入電流參考值的幅值的乘積除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到所述輸入電流參考值。

結合第一方面，需要說明的是，所述發(fā)波模塊包括第一輸出端和第二輸出端，所述第一輸出端用于輸出所述第一脈寬調制信號，所述第二輸出端用于輸出所述第二脈寬調制信號；所述磁平衡控制模塊包括第一延時器和第二延時器；所述第一延時器與所述第一輸出端連接，用于將所述第一脈寬調制信號相移預設角度得到占空比相同的第三脈寬調制信號；所述第二延時器與所述第二輸出端連接，用于將所述第二脈寬調制信號相移預設角度得到占空比相同的第四脈寬調制信號。

可選地，所述發(fā)波模塊包括第一輸出端和第二輸出端，所述第一輸出端用于輸出所述第三脈寬調制信號，所述第二輸出端用于輸出所述第四脈寬調制信號；所述磁平衡控制模塊包括第一延時器和第二延時器，所述第一延時器與所述第一輸出端連接，所述第二延時器與所述第二輸出端連接，所述第一延時器用于將所述第三脈寬調制信號相移預設角度得到占空比相同的第一脈寬調制信號，所述第二延時器用于將所述第四脈寬調制信號相移預設角度得到占空比相同的第二脈寬調制信號。

結合第一方面，可以理解的是，所述多態(tài)開關可以包括相互并聯(lián)的n個開關橋臂，所述耦合電感包括相互耦合的n個繞組，所述n個繞組分別與所述n個開關橋臂一一對應連接，相鄰兩個開關橋臂的驅動信號之間相移360/n度，其中，n為大于或等于2的整數(shù)。

可選地，所述多態(tài)開關包括相互并聯(lián)的n個開關橋臂，所述耦合電感包括 相互耦合的n個繞組，所述n個繞組分別與所述n個開關橋臂一一對應連接，相鄰兩個開關橋臂的驅動信號的載波之間相移360/n度，其中，n為大于或等于2的整數(shù)。

當所述多態(tài)開關包括相互并聯(lián)的n個開關橋臂時，固定其中一個開關橋臂的驅動信號的占空比不變，進而通過將所述固定占空比的驅動信號依次相移n-1個360/n度，得到相互并聯(lián)的其余n-1個開關橋臂的驅動信號，從而使得所述n個開關橋臂的上開關管的驅動信號具有相同的占空比，并使得所述n個開關橋臂的下開關管的驅動信號也具有相同的占空比，從而可以有效降低所述耦合電感中的差模電流大小，保證所述耦合電感的磁鏈平衡，降低耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰pfc電路的效率。

本發(fā)明第二方面提供一種多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法，所述多態(tài)圖騰pfc電路包括輸入電源、整流電感、多態(tài)開關、第一整流二極管和第二整流二極管；所述整流電感的一端與所述輸入電源的一端連接，所述整流電感的另一端與所述多態(tài)開關連接；所述多態(tài)開關包括耦合電感及相互并聯(lián)的至少第一開關橋臂和第二開關橋臂；所述耦合電感包括相互耦合的至少第一繞組和第二繞組，其中，所述整流電感的另一端與所述第一繞組和第二繞組的一端連接；所述第一開關橋臂包括相互串聯(lián)的上開關管和下開關管，其中，所述第一開關橋臂的上開關管和下開關管之間存在第一節(jié)點；所述第二開關橋臂包括相互串聯(lián)的上開關管和下開關管，其中，所述第二開關橋臂的上開關管和下開關管之間的存在第二節(jié)點；所述第一繞組的另一端與所述第一節(jié)點連接，所述第二繞組的另一端與所述第二節(jié)點連接；所述第一整流二極管的正極與所述輸入電源的另一端連接，所述第一整流二極管的負極與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的一端連接；所述第二整流二極管的正極與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的另一端連接，所述第二整流二極管的負極與所述輸入電源的另一端連接；所述方法包括：

獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路的輸入電壓采樣值、輸入電流采樣值及輸出電壓采樣值，并將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算，進一步將差值運算的結果進行輸出電壓補償運算，得到輸出電流參考值的幅值，再進一步將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，計算得到輸入電流補償值；

將所述輸入電流補償值作為調制波，生成第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號，所述第一脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂的上開關管，所述第二脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂下開關管，其中，所述第一脈寬調制信號與所述第二脈寬調制信號互補，且二者之間存在一定的死區(qū)時間，從而可以通過所述第一脈寬調制信號與所述第二脈寬調制信號驅動所述第一開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通；

將所述第一脈寬調制信號相移預設角度得到與所述第一脈寬調制信號占空比相同的第三脈寬調制信號，并將所述第二脈寬調制信號相移預設角度得到與所述第二脈寬調制信號占空比相同的第四脈寬調制信號，所述第三脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂的上開關管，所述第四脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂的下開關管，同樣，所述第三脈寬調制信號與所述第四脈寬調制信號互補，且二者之間存在一定的死區(qū)時間，從而可以通過所述第三脈寬調制信號與所述第四脈寬調制信號驅動所述第二開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通。

所述多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法通過將所述第一脈寬調制信號相移預設角度得到占空比相同的第三脈寬調制信號，并將所述第二脈寬調制信號相移預設角度得到占空比相同的第四脈寬調制信號，從而使得所述第一開關橋臂的上開關管的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂的上開關管的驅動信號占空比相同，以及使得所述第一開關橋臂的下開關管的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂的下開關管的驅動信號占空比相同，從而可以有效降低所述耦合電感的第一繞組和第二繞組中的差模電流大小，保證所述耦合電感的磁鏈平衡，降低耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰電路的效率。

結合第二方面，需要說明的是，所述計算輸入電流補償值，包括：

將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算，并通過輸出電壓補償運算得到輸入電流參考值的幅值；

將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到輸入電流參考值；

將所述輸入電流參考值與所述輸入電流采樣值進行差值運算，并通過輸入電流補償運算得到輸入電流補償值。

進一步地，所述將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘， 并除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到輸入電流參考值，包括：

對所述輸入電壓采樣值進行增益運算，得到所述輸入電壓采樣值的增益值；

對所述輸入電壓采樣值進行平方運算，得到所述輸入電壓采樣值的平方；

計算所述輸入電壓采樣值的增益值和所述輸入電流參考值的幅值的乘積；

將所述輸入電壓采樣值的增益值和所述輸入電流參考值的幅值的乘積除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到所述輸入電流參考值。

結合第二方面，可以理解的是，所述多態(tài)開關可以包括相互并聯(lián)的n個開關橋臂，所述耦合電感包括相互耦合的n個繞組，所述n個繞組分別與所述n個開關橋臂一一對應連接，相鄰兩個開關橋臂的驅動信號之間相移360/n度，其中，n為大于或等于2的整數(shù)。

可選地，所述多態(tài)開關包括相互并聯(lián)的n個開關橋臂，所述耦合電感包括相互耦合的n個繞組，所述n個繞組分別與所述n個開關橋臂一一對應連接，相鄰兩個開關橋臂的驅動信號的載波之間相移360/n度，其中，n為大于或等于2的整數(shù)。

當所述多態(tài)開關包括相互并聯(lián)的n個開關橋臂時，固定其中一個開關橋臂的驅動信號的占空比不變，進而通過將所述固定占空比的驅動信號依次相移n-1個360/n度，得到相互并聯(lián)的其余n-1個開關橋臂的驅動信號，從而使得所述n個開關橋臂的上開關管的驅動信號具有相同的占空比，并使得所述n個開關橋臂的下開關管的驅動信號也具有相同的占空比，從而可以有效降低所述耦合電感中的差模電流大小，保證所述耦合電感的磁鏈平衡，降低耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰電路的效率。

本發(fā)明第三方面提供一種多態(tài)圖騰pfc電路，包括輸入電源、整流電感、多態(tài)開關、第一整流二極管和第二整流二極管；所述整流電感的一端與所述輸入電源的一端連接，所述整流電感的另一端與所述多態(tài)開關連接；所述多態(tài)開關包括耦合電感及相互并聯(lián)的至少第一開關橋臂和第二開關橋臂；所述耦合電感包括相互耦合的至少第一繞組和第二繞組，其中，所述整流電感的另一端與所述第一繞組和第二繞組的一端連接；所述第一開關橋臂包括相互串聯(lián)的上開關管和下開關管，其中，所述第一開關橋臂的上開關管和下開關管之間存在第一節(jié)點；所述第二開關橋臂包括相互串聯(lián)的上開關管和下開關管，其中，所述第二開關橋臂的上開關管和下開關管之間的存在第二節(jié)點；所述第一繞組的另 一端與所述第一節(jié)點連接，所述第二繞組的另一端與所述第二節(jié)點連接；所述第一整流二極管的正極與所述輸入電源的另一端連接，所述第一整流二極管的負極與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的一端連接；所述第二整流二極管的正極與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的另一端連接，所述第二整流二極管的負極與所述輸入電源的另一端連接；所述多態(tài)圖騰pfc電路還包括磁平衡控制電路，所述磁平衡控制電路包括依次連接的反饋控制模塊、發(fā)波模塊及磁平衡控制模塊；

所述反饋控制模塊還與所述輸入電源的兩端連接，用于獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路的輸入電壓采樣值和輸入電流采樣值；所述反饋控制模塊還與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的兩端連接，用于獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路的輸出電壓采樣值；所述反饋控制模塊還用于將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算，進一步將差值運算的結果進行輸出電壓補償運算，得到輸出電流參考值的幅值，再進一步將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，計算得到輸入電流補償值；

所述發(fā)波模塊用于將所述輸入電流補償值作為調制波，生成第一脈寬調制信號、第二脈寬調制信號、第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號；所述第一脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂的上開關管，所述第二脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂下開關管，所述第三脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂的上開關管，所述第四脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂下開關管；其中，所述第一脈寬調制信號與所述第二脈寬調制信號互補，且二者之間存在一定的死區(qū)時間，所述第三脈寬調制信號和所述第四脈寬調制信號互補，且二者之間存在一定的死區(qū)時間，從而可以通過所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號驅動所述第一開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通，并通過所述第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號驅動所述第二開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通；

所述磁平衡控制模塊包括依次連接的差模電流補償子模塊、調節(jié)量計算子模塊及占空比調節(jié)子模塊；所述差模電流補償子模塊還與所述第一繞組和第二繞組連接，用于獲取所述第一繞組和第二繞組的差模電流采樣值，并將所述差模電流采樣值與差模電流參考值進行差值運算，進而對所述差值運算的結果進 行差模電流調節(jié)運算，計算得到差模電流補償值；

所述調節(jié)量計算子模塊還與所述反饋控制模塊連接，用于根據所述差模電流采樣值的方向、所述輸入電壓采樣值的正負及所述差模電流補償值，計算所述第一開關橋臂或/和第二開關橋臂中每個開關管的占空比調節(jié)量；

所述占空比調節(jié)子模塊還與所述發(fā)波模塊、所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂連接，用于將所述第一開關橋臂的每個開關管的占空比調節(jié)量分別疊加到所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號上，以驅動所述第一開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通；或/和將所述第二開關橋臂中每個開關管的占空比調節(jié)量分別疊加到所述第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號上，以驅動所述第二開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通。

所述多態(tài)圖騰pfc電路通過固定所述至少第一開關橋臂和第二開關橋臂中的一個開關橋臂的開關管的驅動信號占空比不變，通過獲取所述耦合電感中的差模電流采樣值，并結合差模電流參考值計算差模電流補償值，進而根據所述差模電流采樣值的方向、所述輸入電壓采樣值的正負及所述差模電流補償值，計算所述至少第一開關橋臂和第二開關橋臂中的其他開關橋臂中開關管的驅動信號的占空比調節(jié)量，并將所述占空比調節(jié)量分別疊加到其他開關橋臂中每個開關管對應的驅動信號中；或者直接根據所述差模電流采樣值的方向、所述輸入電壓采樣值的正負及所述差模電流補償值，計算所述至少第一開關橋臂和第二開關橋臂中每個開關橋臂中開關管的驅動信號的占空比調節(jié)量，并分別疊加到每個開關橋臂的每個開關管對應的驅動信號中，從而有效縮減相鄰兩個開關橋臂的上開關管的驅動信號占空比之差，并縮減相鄰兩個開關橋臂的下開關管的驅動信號占空比之差，進而有效降低所述耦合電感中的差模電流大小，保證所述耦合電感具有較好的磁鏈平衡，降低所述耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰pfc電路的效率。

結合第三方面，需要說明的是，所述反饋控制模塊包括依次連接的第一差值運算器、輸出電壓補償器、參考電流計算器、第二差值運算器及輸入電流補償器；

所述第一差值運算器用于將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算；

所述輸出電壓補償器用于對所述第一差值運算器的輸出進行輸出電壓補償 運算，得到輸入電流參考值的幅值；

所述參考電流計算器用于將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到輸入電流參考值；

所述第二差值運算器用于將所述輸入電流參考值與所述輸入電流采樣值進行差值運算；

所述輸入電流補償器用于對所述第二差值運算器的輸出進行輸入電流補償運算，得到輸入電流補償值。

進一步地，所述參考電流計算器包括增益運算器、平方運算器、乘法器和除法器，所述增益運算器用于對所述輸入電壓采樣值進行增益運算，得到所述輸入電壓采樣值的增益值；所述平方運算器用于對所述輸入電壓采樣值進行平方運算，得到所述輸入電壓采樣值的平方；所述乘法器用于計算所述輸入電壓采樣值的增益值和所述輸入電流參考值的幅值的乘積；所述除法器用于將所述輸入電壓采樣值的增益值和所述輸入電流參考值的幅值的乘積除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到所述輸入電流參考值。

結合第三方面，需要說明的是，所述差模電流補償子模塊包括依次連接的第三差值運算器、第四差值運算器及差模電流控制器；

所述第三差值運算器用于將所述第一繞組上的第一電流和所述第二繞組上的第二電流進行差值運算得到差模電流采樣值；

所述第四差值運算器用于將所述差模電流采樣值與差模電流參考值進行差值運算；

所述差模電流控制器用于對所述第四差值運算器的輸出進行差模電流調節(jié)運算，得到差模電流補償值。

可選地，所述差模電流補償子模塊包括依次連接的第三差值運算器、差模電流控制器、第四差值運算器及增益運算器；

所述第三差值運算器用于將所述第一繞組上的第一電流和所述第二繞組上的第二電流進行差值運算得到差模電流采樣值；

所述差模電流控制器用于對所述差模電流采樣值進行差模電流調節(jié)運算；

所述第四差值運算器用于將所述差模電流控制器的輸出與差模電流參考值進行差值運算；

所述增益運算器用于對所述第四差值運算器的輸出進行增益運算，得到差 模電流補償值。

結合第三方面，需要說明的是，所述調節(jié)量計算子模塊包括符號判斷單元、輸入電壓狀態(tài)判斷單元、真值表單元及乘法運算單元；

所述符號判斷單元用于判斷所述差模電流采樣值的方向；

所述輸入電壓狀態(tài)判斷單元用于判斷所述輸入電壓采樣值的正負；

所述真值表單元用于根據所述差模電流采樣值的方向及所述輸入電壓采樣值的正負，確定所述第一開關橋臂或/和第二開關橋臂中需要調整占空比的開關管的真值表輸出狀態(tài)；

所述乘法運算單元用于將所述真值表輸出狀態(tài)與所述差模電流補償值相乘，得到所述第一開關橋臂或/和第二開關橋臂中每個開關管的占空比調節(jié)量。

結合第三方面，可以理解的是，所述差模電流采樣值對應的差模電流引起的所述耦合電感的磁鏈變化等于所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的同一位置的開關管的驅動信號的占空比的差在一個開關周期內的累積；其中，同一位置的開關管是指所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的上開關管，或者所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的下開關管，所述開關周期是指所述驅動信號的周期。

所述多態(tài)圖騰pfc電路通過控制同一個開關周期內所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂同一位置的開關管的驅動信號的占空比的差可以控制差模電流的正負及大小，進而可以通過縮小所述同一個開關周期內所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂同一位置的開關管的驅動信號的占空比的差來減小所述差模電流的大小，從而保證所述耦合電感具有較好的磁鏈平衡，降低所述耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰pfc電路的效率。

本發(fā)明第四方面提供一種多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法，所述多態(tài)圖騰pfc電路包括輸入電源、整流電感、多態(tài)開關、第一整流二極管和第二整流二極管；所述整流電感的一端與所述輸入電源的一端連接，所述整流電感的另一端與所述多態(tài)開關連接；所述多態(tài)開關包括耦合電感及相互并聯(lián)的至少第一開關橋臂和第二開關橋臂；所述耦合電感包括相互耦合的至少第一繞組和第二繞組，其中，所述整流電感的另一端與所述第一繞組和第二繞組的一端連接；所述第一開關橋臂包括相互串聯(lián)的上開關管和下開關管，其中，所述第一開關橋臂的上開關管和下開關管之間存在第一節(jié)點；所述第二開關橋臂 包括相互串聯(lián)的上開關管和下開關管，其中，所述第二開關橋臂的上開關管和下開關管之間的存在第二節(jié)點；所述第一繞組的另一端與所述第一節(jié)點連接，所述第二繞組的另一端與所述第二節(jié)點連接；所述第一整流二極管的正極與所述輸入電源的另一端連接，所述第一整流二極管的負極與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的一端連接；所述第二整流二極管的正極與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的另一端連接，所述第二整流二極管的負極與所述輸入電源的另一端連接；所述方法包括：

獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路的輸入電壓采樣值、輸入電流采樣值及輸出電壓采樣值，并將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算，進一步將差值運算的結果進行輸出電壓補償運算，得到輸出電流參考值的幅值，再進一步將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，計算得到輸入電流補償值；

將所述輸入電流補償值作為調制波，生成第一脈寬調制信號、第二脈寬調制信號、第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號，所述第一脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂的上開關管，所述第二脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂下開關管，所述第三脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂的上開關管，所述第四脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂下開關管；其中，所述第一脈寬調制信號與所述第二脈寬調制信號互補，且二者之間存在一定的死區(qū)時間，所述第三脈寬調制信號和所述第四脈寬調制信號互補，且二者之間存在一定的死區(qū)時間，從而可以通過所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號驅動所述第一開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通，并通過所述第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號驅動所述第二開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通；

獲取所述第一繞組和第二繞組的差模電流采樣值，并將所述差模電流采樣值與差模電流參考值進行差值運算，進而對所述差值運算的結果進行差模電流調節(jié)運算，計算得到差模電流補償值；

根據所述差模電流采樣值的方向、所述輸入電壓采樣值的正負及所述差模電流補償值，計算所述第一開關橋臂或/和第二開關橋臂中每個開關管的占空比調節(jié)量；

將所述第一開關橋臂的每個開關管的占空比調節(jié)量分別疊加到所述第一脈 寬調制信號和第二脈寬調制信號上，或/和將所述第二開關橋臂中每個開關管的占空比調節(jié)量分別疊加到所述第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號上。

所述多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法通過固定所述至少第一開關橋臂和第二開關橋臂中的一個開關橋臂的開關管的驅動信號占空比不變，通過獲取所述耦合電感中的差模電流采樣值，并結合差模電流參考值計算差模電流補償值，進而根據所述差模電流采樣值的方向、所述輸入電壓采樣值的正負及所述差模電流補償值，計算所述至少第一開關橋臂和第二開關橋臂中的其他開關橋臂中開關管的驅動信號的占空比調節(jié)量，并將所述占空比調節(jié)量分別疊加到其他開關橋臂中每個開關管對應的驅動信號中；或者直接根據所述差模電流采樣值的方向、所述輸入電壓采樣值的正負及所述差模電流補償值，計算所述至少第一開關橋臂和第二開關橋臂中每個開關橋臂中開關管的驅動信號的占空比調節(jié)量，并分別疊加到每個開關橋臂的每個開關管對應的驅動信號中，從而有效縮減相鄰兩個開關橋臂的上開關管的驅動信號占空比之差，并縮減相鄰兩個開關橋臂的下開關管的驅動信號占空比之差，進而有效降低所述耦合電感中的差模電流大小，保證所述耦合電感具有較好的磁鏈平衡，降低所述耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰pfc電路的效率。

結合第四方面，需要說明的是，所述計算輸入電流補償值，包括：

將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算，并通過輸出電壓補償運算得到輸入電流參考值的幅值；

將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到輸入電流參考值；

將所述輸入電流參考值與所述輸入電流采樣值進行差值運算，并通過輸入電流補償運算得到輸入電流補償值。

進一步地，所述將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到輸入電流參考值，包括：

對所述輸入電壓采樣值進行增益運算，得到所述輸入電壓采樣值的增益值；

對所述輸入電壓采樣值進行平方運算，得到所述輸入電壓采樣值的平方；

計算所述輸入電壓采樣值的增益值和所述輸入電流參考值的幅值的乘積；

將所述輸入電壓采樣值的增益值和所述輸入電流參考值的幅值的乘積除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到所述輸入電流參考值。

結合第四方面，需要說明的是，所述計算差模電流補償值，包括：

將所述第一繞組上的第一電流和所述第二繞組上的第二電流進行差值運算得到差模電流采樣值；

將所述差模電流采樣值與差模電流參考值進行差值運算，并通過差模電流調節(jié)運算，得到差模電流補償值。

可選地，所述計算差模電流補償值，包括：

將所述第一繞組上的第一電流和所述第二繞組上的第二電流進行差值運算得到差模電流采樣值；

對所述差模電流采樣值進行差模電流調節(jié)運算，并將所述差模電流調節(jié)運算的結果與差模電流參考值進行差值運算，進一步通過增益運算得到差模電流補償值。

結合第四方面，需要說明的是，所述計算所述第一開關橋臂或/和第二開關橋臂中每個開關管的占空比調節(jié)量，包括：

判斷所述差模電流采樣值的方向及所述輸入電壓采樣值的正負；

根據所述差模電流采樣值的方向及所述輸入電壓采樣值的正負查詢預設真值表，確定所述第一開關橋臂或/和第二開關橋臂中需要調整占空比的開關管的真值表輸出狀態(tài)；

將所述真值表輸出狀態(tài)與所述差模電流補償值相乘，得到所述第一開關橋臂或/和第二開關橋臂中每個開關管的占空比調節(jié)量。

結合第四方面，可以理解的是，所述差模電流采樣值對應的差模電流引起的所述耦合電感的磁鏈變化等于所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的同一位置的開關管的驅動信號的占空比的差在一個開關周期內的累積；其中，同一位置的開關管是指所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的上開關管，或者所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的下開關管，所述開關周期是指所述驅動信號的周期。

所述方法通過控制同一個開關周期內所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂同一位置的開關管的驅動信號的占空比的差可以控制差模電流的正負及大小，進而可以通過縮小所述同一個開關周期內所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂同一位置的開關管的驅動信號的占空比的差來減小所述差模電流的大小，從而保證所述耦合電感具有較好的磁鏈平衡，降低所述耦合電感的磁芯損耗，提 升所述多態(tài)圖騰pfc電路的效率。

本發(fā)明第五方面提供一種多態(tài)圖騰pfc電路，包括輸入電源、整流電感、多態(tài)開關、第一整流二極管和第二整流二極管；所述整流電感的一端與所述輸入電源的一端連接，所述整流電感的另一端與所述多態(tài)開關連接；所述多態(tài)開關包括耦合電感及相互并聯(lián)的至少第一開關橋臂和第二開關橋臂；所述耦合電感包括相互耦合的至少第一繞組和第二繞組，其中，所述整流電感的另一端與所述第一繞組和第二繞組的一端連接；所述第一開關橋臂包括相互串聯(lián)的上開關管和下開關管，其中，所述第一開關橋臂的上開關管和下開關管之間存在第一節(jié)點；所述第二開關橋臂包括相互串聯(lián)的上開關管和下開關管，其中，所述第二開關橋臂的上開關管和下開關管之間的存在第二節(jié)點；所述第一繞組的另一端與所述第一節(jié)點連接，所述第二繞組的另一端與所述第二節(jié)點連接；所述第一整流二極管的正極與所述輸入電源的另一端連接，所述第一整流二極管的負極與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的一端連接；所述第二整流二極管的正極與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的另一端連接，所述第二整流二極管的負極與所述輸入電源的另一端連接；所述多態(tài)圖騰pfc電路還包括磁平衡控制電路，所述磁平衡控制電路包括反饋控制模塊、磁平衡控制模塊、調制波生成模塊及發(fā)波模塊，所述反饋控制模塊和磁平衡控制模塊通過所述調制波生成模塊與所述發(fā)波模塊連接；

所述反饋控制模塊還與所述輸入電源的兩端連接，用于獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路的輸入電壓采樣值和輸入電流采樣值；所述反饋控制模塊還與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的兩端連接，用于獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路的輸出電壓采樣值；所述反饋控制模塊還用于將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算，進一步將差值運算的結果進行輸出電壓補償運算，得到輸出電流參考值的幅值，再進一步將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，計算得到輸入電流補償值；

所述磁平衡控制模塊還與所述第一繞組和第二繞組連接，用于獲取所述第一繞組和第二繞組的差模電流采樣值，并將所述差模電流采樣值與差模電流參考值進行差值運算，進而對所述差值運算的結果進行差模電流調節(jié)運算，計算得到差模電流補償值；

所述調制波生成模塊用于將所述差模電流補償值疊加到所述輸入電流補償值上，生成調制波；

所述發(fā)波模塊還與所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂連接，用于根據所述調制波生成第一脈寬調制信號、第二脈寬調制信號、第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號，所述第一脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂的上開關管，所述第二脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂下開關管，所述第三脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂的上開關管，所述第四脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂下開關管；其中，所述第一脈寬調制信號與所述第二脈寬調制信號互補，且二者之間存在一定的死區(qū)時間，所述第三脈寬調制信號和所述第四脈寬調制信號互補，且二者之間存在一定的死區(qū)時間，從而可以通過所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號驅動所述第一開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通，并通過所述第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號驅動所述第二開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通。

所述多態(tài)圖騰pfc電路通過獲取所述第一繞組和第二繞組的差模電流采樣值，并結合差模電流參考值，計算得到差模電流補償值，進而將所述差模電流補償值疊加到所述輸入電流補償值上作為調制波，生成所述用于驅動所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的驅動信號，以實現(xiàn)根據差模電流采樣值的變化改變調制波，從而通過調制波的變化來調節(jié)所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的每個開關管的占空比，以縮減所述第一開關橋臂的上開關管的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂的上開關管的驅動信號占空比之間的差距，以及縮減所述第一開關橋臂的下開關管的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂的下開關管的驅動信號占空比之間的差距，進而有效降低所述耦合電感的第一繞組和第二繞組中的差模電流大小，保證所述耦合電感具有較好的磁鏈平衡，降低所述耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰pfc電路的效率。

結合第五方面，需要說明的是，所述反饋控制模塊包括依次連接的第一差值運算器、輸出電壓補償器、參考電流計算器、第二差值運算器及輸入電流補償器；

所述第一差值運算器用于將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算；

所述輸出電壓補償器用于對所述第一差值運算器的輸出進行輸出電壓補償 運算，得到輸入電流參考值的幅值；

所述參考電流計算器用于將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到輸入電流參考值；

所述第二差值運算器用于將所述輸入電流參考值與所述輸入電流采樣值進行差值運算；

所述輸入電流補償器用于對所述第二差值運算器的輸出進行輸入電流補償運算，得到輸入電流補償值。

進一步地，所述參考電流計算器包括增益運算器、平方運算器、乘法器和除法器，所述增益運算器用于對所述輸入電壓采樣值進行增益運算，得到所述輸入電壓采樣值的增益值；所述平方運算器用于對所述輸入電壓采樣值進行平方運算，得到所述輸入電壓采樣值的平方；所述乘法器用于計算所述輸入電壓采樣值的增益值和所述輸入電流參考值的幅值的乘積；所述除法器用于將所述輸入電壓采樣值的增益值和所述輸入電流參考值的幅值的乘積除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到所述輸入電流參考值。

結合第五方面，需要說明的是，所述磁平衡控制模塊包括依次連接的第三差值運算器、第四差值運算器及差模電流控制器；

所述第三差值運算器用于將所述第一繞組上的第一電流和所述第二繞組上的第二電流進行差值運算得到差模電流采樣值；

所述第四差值運算器用于將所述差模電流采樣值與差模電流參考值進行差值運算；

所述差模電流控制器用于對所述第四差值運算器的輸出進行差模電流調節(jié)運算，得到差模電流補償值。

可選地，所述磁平衡控制模塊包括依次連接的第三差值運算器、差模電流控制器、第四差值運算器及增益運算器；

所述第三差值運算器用于將所述第一繞組上的第一電流和所述第二繞組上的第二電流進行差值運算得到差模電流采樣值；

所述差模電流控制器用于對所述差模電流采樣值進行差模電流調節(jié)運算；

所述第四差值運算器用于將所述差模電流控制器的輸出與差模電流參考值進行差值運算；

所述增益運算器用于對所述第四差值運算器的輸出進行增益運算，得到差 模電流補償值。

結合第五方面，可以理解的是，所述差模電流采樣值對應的差模電流引起的所述耦合電感的磁鏈變化等于所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的同一位置的開關管的驅動信號的占空比的差在一個開關周期內的累積；其中，同一位置的開關管是指所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的上開關管，或者所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的下開關管，所述開關周期是指所述驅動信號的周期。

所述多態(tài)圖騰pfc電路通過獲取所述差模電流采樣值，并將所述差模電流采樣值與差模電流參考值進行差值運算，進而對所述差值運算的結果進行差模電流調節(jié)運算，計算得到差模電流補償值，進而將所述差模電流補償值疊加到所述輸入電流補償值上作為調制波，從而通過改變調制波來調節(jié)所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的同一位置的開關管的驅動信號的占空比之差，進而控制所述耦合電感中差模電流的大小，保證所述耦合電感具有較好的磁鏈平衡，降低所述耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰pfc電路的效率。

本發(fā)明第六方面提供一種多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法，所述多態(tài)圖騰pfc電路包括輸入電源、整流電感、多態(tài)開關、第一整流二極管和第二整流二極管；所述整流電感的一端與所述輸入電源的一端連接，所述整流電感的另一端與所述多態(tài)開關連接；所述多態(tài)開關包括耦合電感及相互并聯(lián)的至少第一開關橋臂和第二開關橋臂；所述耦合電感包括相互耦合的至少第一繞組和第二繞組，其中，所述整流電感的另一端與所述第一繞組和第二繞組的一端連接；所述第一開關橋臂包括相互串聯(lián)的上開關管和下開關管，其中，所述第一開關橋臂的上開關管和下開關管之間存在第一節(jié)點；所述第二開關橋臂包括相互串聯(lián)的上開關管和下開關管，其中，所述第二開關橋臂的上開關管和下開關管之間的存在第二節(jié)點；所述第一繞組的另一端與所述第一節(jié)點連接，所述第二繞組的另一端與所述第二節(jié)點連接；所述第一整流二極管的正極與所述輸入電源的另一端連接，所述第一整流二極管的負極與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的一端連接；所述第二整流二極管的正極與所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的另一端連接，所述第二整流二極管的負極與所述輸入電源的另一端連接；所述方法包括：

獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路的輸入電壓采樣值、輸入電流采樣值及輸出電 壓采樣值，并將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算，進一步將差值運算的結果進行輸出電壓補償運算，得到輸出電流參考值的幅值，再進一步將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，計算得到輸入電流補償值；

獲取所述第一繞組和第二繞組的差模電流采樣值，并將所述差模電流采樣值與差模電流參考值進行差值運算，進而對所述差值運算的結果進行差模電流調節(jié)運算，計算得到差模電流補償值；

將所述差模電流補償值疊加到所述輸入電流補償值上，生成調制波；

根據所述調制波生成第一脈寬調制信號、第二脈寬調制信號、第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號，所述第一脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂的上開關管，所述第二脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂下開關管，所述第三脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂的上開關管，所述第四脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂下開關管；其中，所述第一脈寬調制信號與所述第二脈寬調制信號互補，且二者之間存在一定的死區(qū)時間，所述第三脈寬調制信號和所述第四脈寬調制信號互補，且二者之間存在一定的死區(qū)時間，從而可以通過所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號驅動所述第一開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通，并通過所述第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號驅動所述第二開關橋臂的上開關管和下開關管交替導通。

所述多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法通過獲取所述第一繞組和第二繞組的差模電流采樣值，并結合差模電流參考值，計算得到差模電流補償值，進而將所述差模電流補償值疊加到所述輸入電流補償值上作為調制波，生成所述用于驅動所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的驅動信號，以實現(xiàn)根據差模電流采樣值的變化改變調制波，從而通過調制波的變化來調節(jié)所述第一開關橋臂和第二開關橋臂的每個開關管的占空比，以縮減所述第一開關橋臂的上開關管的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂的上開關管的驅動信號占空比之間的差距，以及縮減所述第一開關橋臂的下開關管的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂的下開關管的驅動信號占空比之間的差距，進而有效降低所述耦合電感的第一繞組和第二繞組中的差模電流大小，保證所述耦合電感具有較好的磁鏈平衡，降低所述耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰pfc電路的效率。

結合第六方面，需要說明的是，所述計算輸入電流補償值，包括：

將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算，并通過輸出電壓補償運算得到輸入電流參考值的幅值；

將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到輸入電流參考值；

將所述輸入電流參考值與所述輸入電流采樣值進行差值運算，并通過輸入電流補償運算得到輸入電流補償值。

進一步地，所述將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到輸入電流參考值，包括：

對所述輸入電壓采樣值進行增益運算，得到所述輸入電壓采樣值的增益值；

對所述輸入電壓采樣值進行平方運算，得到所述輸入電壓采樣值的平方；

計算所述輸入電壓采樣值的增益值和所述輸入電流參考值的幅值的乘積；

將所述輸入電壓采樣值的增益值和所述輸入電流參考值的幅值的乘積除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到所述輸入電流參考值。

結合第六方面，需要說明的是，所述計算差模電流補償值，包括：

將所述第一繞組上的第一電流和所述第二繞組上的第二電流進行差值運算得到差模電流采樣值；

將所述差模電流采樣值與差模電流參考值進行差值運算，并通過差模電流調節(jié)運算，得到差模電流補償值。

可選地，所述計算差模電流補償值，包括：

將所述第一繞組上的第一電流和所述第二繞組上的第二電流進行差值運算得到差模電流采樣值；

對所述差模電流采樣值進行差模電流調節(jié)運算，并將所述差模電流調節(jié)運算的結果與差模電流參考值進行差值運算，進一步通過增益運算得到差模電流補償值。

結合第六方面，可以理解的是，所述差模電流采樣值對應的差模電流引起的所述耦合電感的磁鏈變化等于所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的同一位置的開關管的驅動信號的占空比的差在一個開關周期內的累積；其中，同一位置的開關管是指所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的上開關管，或者所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的下開關管，所述開關周期是指所述驅動信號的周期。

所述方法通過獲取所述差模電流采樣值，并將所述差模電流采樣值與差模電流參考值進行差值運算，進而對所述差值運算的結果進行差模電流調節(jié)運算，計算得到差模電流補償值，進而將所述差模電流補償值疊加到所述輸入電流補償值上作為調制波，從而通過改變調制波來調節(jié)所述第一開關橋臂和所述第二開關橋臂的同一位置的開關管的驅動信號的占空比之差，進而控制所述耦合電感中差模電流的大小，保證所述耦合電感具有較好的磁鏈平衡，降低所述耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰pfc電路的效率。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實施例中的技術方案，下面將對實施例描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹。

圖1是本發(fā)明實施例提供的一種多態(tài)圖騰pfc電路的結構示意圖；

圖2a-圖2d是圖1所示多態(tài)圖騰pfc電路在四種開關狀態(tài)下的等效電路示意圖；

圖3是圖1所示多態(tài)圖騰pfc電路的電流通路等效示意圖；

圖4是圖1所示多態(tài)圖騰pfc電路的差模電流和差模電壓的關系示意圖；

圖5a-圖5b是圖1所示多態(tài)圖騰pfc電路的開關橋臂驅動信號的載波、調制波、占空比和橋臂中點電壓的波形示意圖；

圖6是本發(fā)明實施例提供的一種多態(tài)圖騰pfc電路的結構示意圖；

圖7是圖6所示多態(tài)圖騰pfc電路的磁平衡控制電路的結構示意圖；

圖8是本發(fā)明實施例提供的一種多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法的流程圖；

圖9是本發(fā)明實施例提供的一種多態(tài)圖騰pfc電路的結構示意圖；

圖10a-圖10b是圖9所示多態(tài)圖騰pfc電路的磁平衡控制電路的結構示意圖；

圖11是圖10a-圖10b所示磁平衡控制電路中差模電流補償子模塊的另一種結構示意圖；

圖12是本發(fā)明實施例提供的一種多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法的流程圖；

圖13是本發(fā)明實施例提供的一種多態(tài)圖騰pfc電路的結構示意圖；

圖14是本圖13所示多態(tài)圖騰pfc電路的磁平衡控制電路的結構示意圖；

圖15是本發(fā)明實施例提供的一種多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法的流程圖；

圖16a-圖16e是應用本發(fā)明實施例提供的耦合電感磁平衡控制方法的pfc電路的結構示意圖；

圖17a-圖17b是本發(fā)明實施例提供的多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法的仿真波形示意圖。

具體實施方式

下面將結合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術方案進行描述。

請參閱圖1，在本發(fā)明一個實施例中，提供一種多態(tài)圖騰功率因數(shù)校正(powerfactorcorrection，pfc)電路10，包括輸入電源vss、整流電感l(wèi)in、母線電容co、多態(tài)開關110、第一整流二極管d1和第二整流二極管d2。所述多態(tài)開關110包括第一連接端a、第二連接端b、第三連接端c、耦合電感t及相互并聯(lián)連接于所述第二連接端b和第三連接端c之間的第一開關橋臂111和第二開關橋臂113。所述第一開關橋臂111包括相互串聯(lián)的上開關管s1、下開關管s2和位于所述上開關管s1、下開關管s2之間的第一節(jié)點a，即第一開關橋臂111的橋臂中點；所述第二開關橋臂113包括相互串聯(lián)的上開關管s3、下開關管s4和位于所述上開關管s3、下開關管s4之間的第二節(jié)點b，即第二開關橋臂113的橋臂中點；所述耦合電感t包括相互耦合連接的第一繞組l1和第二繞組l2，所述第一繞組l1和第二繞組l2的一端與所述第一連接端a連接，所述第一繞組l1和第二繞組l2的另一端分別與所述第一節(jié)點a和所述第二節(jié)點b一一對應連接。所述整流電感l(wèi)in的一端與所述輸入電源vss的一端連接，所述整流電感l(wèi)in的另一端與所述第一連接端a連接。所述第一整流二極管d1的正極與所述輸入電源vss的另一端連接，所述第一整流二極管d1的負極與所述第二連接端b連接；所述第二整流二極管d2的正極與所述第三連接端c連接，所述第二整流二極管d2的負極與所述輸入電源vss的另一端連接。所述母線電容co連接于所述第二連接端b和所述第三連接端c之間。

其中，所述輸入電源vss用于為所述多態(tài)圖騰pfc電路10提供交流的輸入 電壓vs。所述第一整流二極管d1和第二整流二極管d2形成整流橋臂，所述整流橋臂低頻工作在所述輸入電壓vs的正、負半周期。所述第一開關橋臂111和第二開關橋臂113中的上開關管和下開關管分別由一組高頻變換的脈寬調制信號驅動，每一個開關橋臂中的上開關管與下關開關的驅動信號互補，并預留一定的死區(qū)時間，以防止上開關管與下開關管同時導通。所述第二開關橋臂113的驅動信號與所述第一開關橋臂111的驅動信號之間相移一定角度，以實現(xiàn)交錯并聯(lián)，抵消特定次數(shù)的諧波。在本實施例中，所述第二開關橋臂113的驅動信號與所述第一開關橋臂111的驅動信號之間相移180度。

以輸入電壓vs的正半周期為例，所述多態(tài)圖騰pfc電路10在不同的開關組合下的等效電路分別如圖2a-圖2d所示。其中，圖2a為第一開關橋臂111的下開關管s2和第二開關橋臂113的下開關管s4導通時的等效電路示意圖；圖2b為第一開關橋臂111的上開關管s1和第二開關橋臂113的上開關管s3導通時的等效電路示意圖；圖2c為第一開關橋臂111的下開關管s2和第二開關橋臂113的上開關管s3導通時的等效電路示意圖；圖2d為第一開關橋臂111的上開關管s1和第二開關橋臂113的下開關管s4導通時的等效電路示意圖。其中，圖2c與圖2d實際上為相同的等效電路。因此，所述多態(tài)圖騰pfc電路10包括兩個上開關管同時導通、兩個下開關管同時導通以及一個開關橋臂中的上開關管和另一個開關橋臂中的下開關管同時導通三種等效的開關狀態(tài)。

請參閱圖3，圖3所示為所述多態(tài)圖騰pfc電路10在三種等效的開關狀態(tài)下的電流通路等效示意圖。其中，第一節(jié)點a與第二節(jié)點b的電壓高頻變化，電流is為輸入電流，電流i1和i2分別為流過所述第一繞組l1和第二繞組l2的電流。其中，電流i1和i2中各包括0.5is的共模電流和差模電流。差模電流的存在會會引起所述耦合電感t的磁鏈變化，增加所述耦合電感t的磁芯損耗，使得耦合電感發(fā)熱嚴重，降低功率變換效率。當所述耦合電感t中的差模電流超過磁芯允許的磁滯變換范圍時，會導致耦合電感t出現(xiàn)磁飽和，進而導致耦合電感t和開關管損壞。因此，需要對所述耦合電感中的差模電流進行控制，以提升耦合電感的磁平衡。

圖4為所述多態(tài)圖騰pfc電路10的耦合電感t中的差模電壓和差模電流的關系示意圖。其中，va、vb分別為第一節(jié)點a和第二b處對應的差模電壓，id為所述第一繞組l1和第二繞組l2中的差模電流。其中，所述差模電流僅在所 述第一繞組l1和第二繞組l2、第一次開關橋臂111和第二開關橋臂113之間流動，不會流到所述整流電感l(wèi)in上。在本實施例中，圖4中箭頭所示方向定義為差模電流id的正方向，lmag為所述第一繞組l1和第二繞組l2的自感。

下面對耦合電感t中差模電流id與耦合電感t的磁鏈之間關系進行理論推導。請一并參閱圖5a和圖5b，其中，c1為第一開關橋臂111的上開關管s1的驅動信號的載波，m1為對應的調制波；c3為第二開關橋臂113的上開關管s3的驅動信號的載波，m3為對應的調制波；d1為第一開關橋臂111的上開關管s1的驅動信號的占空比，d3為第二開關橋臂113的上開關管s3的驅動信號的占空比；va和vb分別為第一開關橋臂111和第二開關橋臂113的中點電壓；vdc+為正母線電壓，vdc-為負母線電壓。假設第一開關橋臂111和第二開關橋臂113的上開關管s1、s3的驅動信號的載波c1、c3之間相移角度為180度，開關管s1、s3的驅動信號的占空比d1和d3存在三種關系，即d1＜0.5且d3＜0.5，或者d1＝d3＝0.5，或者d1＞0.5且d3＞0.5，其中，d1＝d3＝0.5是其他兩種關系的臨界狀態(tài)，故這里僅對d1＜0.5且d3＜0.5和d1＞0.5且d3＞0.5兩種情況耦合電感t中差模電流id與耦合電感t的磁鏈之間關系進行理論推導。

當d1＜0.5且d3＜0.5時，所述多態(tài)圖騰pfc電路10的第一開關橋臂111和第二開關橋臂113的上開關管s1、s3的在一個開關周期內驅動信號的載波、調制波、占空比和橋臂中點電壓的波形如圖5a所示。假設一個開關周期為ts，耦合電感的自感系數(shù)l＝2lmag，則可列出耦合電感t在一個開關周期ts內的各個暫態(tài)下的伏秒數(shù)方程組如下：

將圖5a中各個暫態(tài)下對應的橋臂中點的差模電壓va和vb分別代入方程組(1)中，可得到方程組：

同理，當d1＞0.5且d3＞0.5時，根據圖5b中各個暫態(tài)下對應的橋臂中點的差模電壓va和vb，可以得到方程組：

整理方程組(2)或者方程組(3)，均可得到方程：

進一步由方程(4)在一個開關周期內對t進行積分，可以得到方程：

由方程(5)可知，差模電流id引起的耦合電感的磁鏈變化lid等于所述第一開關橋臂的上開關管s1和第二開關橋臂113的上開關管s3的驅動信號的占空比的差在一個開關周期ts內的積累?？梢岳斫猓鲜隼碚撏瑯舆m用于以下開關管s2、s4的驅動信號占空比為參考來對耦合電感t中差模電流id與耦合電感t的磁鏈之間關系進行推導。因此，由方程(5)可以得出，耦合電感t中由差模電流id引起的磁鏈變化lid等于前后開關橋臂同一位置的開關管的驅動信號的占空比的差在一個開關周期ts內的累積，即通過控制同一個開關周期內前后開關橋臂同一位置的開關管的驅動信號的占空比的差可以控制差模電流id的正負及大小。其中，同一位置的開關管是指前后開關橋臂的上開關管，或者前后開關橋臂的下開關管，所述開關周期ts為驅動信號的周期。

請一并參閱圖6和圖7，在本發(fā)明一個實施例中，提供一種多態(tài)圖騰功率因數(shù)校正(powerfactorcorrection，pfc)電路100，其相對于圖1所示的多態(tài)圖騰pfc電路10，還包括磁平衡控制電路130，所述磁平衡控制電路130包括依 次連接的反饋控制模塊131、發(fā)波模塊133及磁平衡控制模塊135。

所述反饋控制模塊131還與所述輸入電源vss的兩端連接，用于獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路的輸入電壓采樣值vs和輸入電流采樣值is；所述反饋控制模塊131還與所述第一開關橋臂111和第二開關橋臂113的兩端連接，用于獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路100的輸出電壓采樣值vo；所述反饋控制模塊131還用于根據所述輸入電壓采樣值vs、輸入電流采樣值is及輸出電壓采樣值vo，并結合輸出電壓參考值vo_ref，計算輸入電流補償值iscom。

所述發(fā)波模塊133還與所述第一開關橋臂111連接，用于將所述輸入電流補償值iscom作為調制波，生成第一脈寬調制信號d1’和第二脈寬調制信號d2’，所述第一脈寬調制信號d1’和第二脈寬調制信號d2’用于驅動所述第一開關橋臂111的上開關管s1和下開關管s2交替導通。其中，所述第一脈寬調制信號d1’作為驅動第一開關橋臂111的上開關管s1的第一驅動信號drv1，所述第二脈寬調制信號d2’作為驅動所述第一開關橋臂111的下開關管s2的第二驅動信號drv2。

所述磁平衡控制模塊135還與所述第二開關橋臂113連接，用于將所述第一脈寬調制信號d1’相移預設角度得到占空比相同的第三脈寬調制信號d3’，并將所述第二脈寬調制信號d2’相移預設角度得到占空比相同的第四脈寬調制信號d4’，所述第三脈寬調制信號d3’和第四脈寬調制信號d4’用于驅動所述第二開關橋臂113的上開關管s3和下開關管s4交替導通。其中，所述第三脈寬調制信號d3’作為驅動第二開關橋臂113的上開關管s3的第三驅動信號drv3，所述第四脈寬調制信號d4’作為驅動所述第二開關橋臂113的下開關管s4的第四驅動信號drv4。

所述反饋控制模塊131包括依次連接的第一差值運算器1311、輸出電壓補償器1313、參考電流計算器1315、第二差值運算器1317及輸入電流補償器1319；

所述第一差值運算器1311用于將所述輸出電壓采樣值vo與所述輸出電壓參考值vo_ref進行差值運算；

所述輸出電壓補償器1313用于對所述第一差值運算器1311的輸出進行輸出電壓補償運算，得到輸入電流參考值的幅值b；

所述參考電流計算器1315用于將所述輸入電流參考值的幅值b與所述輸入電壓采樣值vs相乘，并除以所述輸入電壓采樣值vs的平方c，得到輸入電流 參考值isref；

所述第二差值運算器1317用于將所述輸入電流參考值isref與所述輸入電流采樣值is進行差值運算；

所述輸入電流補償器1319用于對所述第二差值運算器1317的輸出進行輸入電流補償運算，得到輸入電流補償值iscom。

其中，所述參考電流計算器1315包括增益運算器k、平方運算器x²、乘法器和除法器，所述增益運算器k用于對所述輸入電壓采樣值vs進行增益運算，得到所述輸入電壓采樣值vs的增益值a；所述平方運算器x²用于對所述輸入電壓采樣值vs進行平方運算，得到所述輸入電壓采樣值vs的平方c；所述乘法器用于計算所述輸入電壓采樣值vs的增益值a和所述輸入電流參考值的幅值b的乘積；所述除法器用于將所述輸入電壓采樣值vs的增益值a和所述輸入電流參考值的幅值b的乘積除以所述輸入電壓采樣值vs的平方c，得到所述輸入電流參考值isref。

所述發(fā)波模塊133包括第一輸出端1331和第二輸出端1333，所述第一輸出端1331用于輸出所述第一脈寬調制信號d1’，所述第二輸出端1333用于輸出所述第二脈寬調制信號d2’；所述磁平衡控制模塊135包括第一延時器1351和第二延時器1353；所述第一延時器1351與所述第一輸出端1331連接，用于將所述第一脈寬調制信號d1’相移預設角度得到占空比相同的第三脈寬調制信號d3’；所述第二延時器1353與所述第二輸出端1333連接，用于將所述第二脈寬調制信號d2’相移預設角度得到占空比相同的第四脈寬調制信號d4’。

可以理解，在本發(fā)明一個實施例中，所述第一輸出端1331還可以用于輸出所述第三脈寬調制信號d3’，所述第二輸出端1333還可以用于輸出所述第四脈寬調制信號d4’，所述第一延時器1351用于將所述第三脈寬調制信號d3’相移預設角度得到占空比相同的第一脈寬調制信號d1’，所述第二延時器1353用于將所述第四脈寬調制信號d4’相移預設角度得到占空比相同的第二脈寬調制信號d2’。

可以理解，所述第一延時器1351和第二延時器1353可以通過硬件電路實現(xiàn)，也可以通過軟件模塊實現(xiàn)。

可以理解，在本發(fā)明一個實施例中，所述多態(tài)開關110包括相互并聯(lián)的n個開關橋臂，所述耦合電感t包括相互耦合的n個繞組，所述n個繞組分別與 所述n個開關橋臂一一對應連接，相鄰兩個開關橋臂的驅動信號之間相移360/n度，或者相鄰兩個開關橋臂的驅動信號的載波之間相移360/n度。其中，n為大于或等于2的整數(shù)。

在本實施例中，通過將所述第一脈寬調制信號d1’作為驅動第一開關橋臂111的上開關管s1的第一驅動信號drv1，將所述第二脈寬調制信號d2’作為驅動所述第一開關橋臂111的下開關管s2的第二驅動信號drv2，并固定所述第一開關橋臂111的第一驅動信號drv1和第二驅動信號drv2的占空比不變，通過所述磁平衡控制模塊135將所述第一驅動信號drv1相移預設角度得到用于驅動所述第二開關橋臂113的上開關管s3的第三驅動信號drv3，以及將所述第二驅動信號drv2相移預設角度得到用于驅動所述第二開關橋臂113的下開關管s4的第四驅動信號drv4，從而使得所述第一開關橋臂111的上開關管s1的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂113的上開關管s3的驅動信號占空比相同，以及使得所述第一開關橋臂111的下開關管s2的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂113的下開關管s4的驅動信號占空比相同，從而可以有效降低所述耦合電感t的第一繞組l1和第二繞組l2中的差模電流大小，保證所述耦合電感t的磁鏈平衡，降低耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰pfc電路的效率。

請參閱圖8，在本發(fā)明一個實施例中，提供一種多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法，應用于如圖7-圖8所示多態(tài)圖騰pfc電路100中，以實現(xiàn)所述多態(tài)圖騰pfc電路100的耦合電感t的磁平衡控制。所述方法包括如下步驟：

步驟s101：獲取多態(tài)圖騰pfc電路的輸入電壓采樣值、輸入電流采樣值及輸出電壓采樣值，并結合輸出電壓參考值，計算輸入電流補償值；

步驟s102：將所述輸入電流補償值作為調制波，生成第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號，所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂的開關管交替導通；

步驟s103：將所述第一脈寬調制信號相移預設角度得到占空比相同的第三脈寬調制信號，并將所述第二脈寬調制信號相移預設角度得到占空比相同的第四脈寬調制信號，所述第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂的開關管交替導通。

在本發(fā)明一個實施例中，所述計算輸入電流補償值，包括：

將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算，并通過輸出電壓補償運算得到輸入電流參考值的幅值；

將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到輸入電流參考值；

將所述輸入電流參考值與所述輸入電流采樣值進行差值運算，并通過輸入電流補償運算得到輸入電流補償值。

在本發(fā)明一個實施例中，所述多態(tài)開關包括相互并聯(lián)的n個開關橋臂，所述耦合電感包括相互耦合的n個繞組，所述n個繞組分別與所述n個開關橋臂一一對應連接，相鄰兩個開關橋臂的驅動信號之間相移360/n度，或者相鄰兩個開關橋臂的驅動信號的三角載波之間相移360/n度。其中，n為大于或等于2的整數(shù)。

可以理解，本實施例中所述多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法中各個步驟及其具體執(zhí)行還可以參照圖7-圖8所示實施例中的相關描述，此處不再贅述。

請一并參閱圖9和圖10a，在本發(fā)明一個實施例中，提供一種多態(tài)圖騰pfc電路200，其相對于圖1所示的多態(tài)圖騰pfc電路10，還包括磁平衡控制電路230，所述磁平衡控制電路230包括依次連接的反饋控制模塊231、發(fā)波模塊233及磁平衡控制模塊235。

所述反饋控制模塊231還與所述輸入電源vss的兩端連接，用于獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路200的輸入電壓采樣值vs和輸入電流采樣值is；所述反饋控制模塊231還與所述第一開關橋臂111和第二開關橋臂113的兩端連接，用于獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路200的輸出電壓采樣值vo；所述反饋控制模塊231還用于根據所述輸入電壓采樣值vs、輸入電流采樣值is及輸出電壓采樣值vo，并結合輸出電壓參考值vo_ref，計算輸入電流補償值iscom。

所述發(fā)波模塊233用于將所述輸入電流補償值iscom作為調制波，生成第一脈寬調制信號d1’、第二脈寬調制信號d2’、第三脈寬調制信號d3’和第四脈寬調制信號d4’，所述第一脈寬調制信號d1’和第二脈寬調制信號d2’用于驅動所述第一開關橋臂111的上開關管s1和下開關管s2交替導通，所述第三脈寬調制信號d3’和第四脈寬調制信號d4’用于驅動所述第二開關橋臂113的上開關管s3和下開關管s4交替導通。

其中，所述第一脈寬調制信號d1’作為驅動第一開關橋臂111的上開關管s1的第一驅動信號drv1，所述第二脈寬調制信號d2’作為驅動所述第一開關橋臂111的下開關管s2的第二驅動信號drv2；所述第三脈寬調制信號d3’作為驅動第二開關橋臂113的上開關管s3的第三驅動信號drv3，所述第四脈寬調制信號d4’作為驅動所述第二開關橋臂113的下開關管s4的第四驅動信號drv4。

所述磁平衡控制模塊235包括依次連接的差模電流補償子模塊2351、調節(jié)量計算子模塊2353及占空比調節(jié)子模塊2355。

所述差模電流補償子模塊2351還與所述第一繞組l1和第二繞組l2連接，用于獲取所述第一繞組l1和第二繞組l2的差模電流采樣值id，并結合差模電流參考值id_ref，計算差模電流補償值idcom。

所述調節(jié)量計算子模塊2353還與所述反饋控制模塊231連接，用于根據所述差模電流采樣值id的方向、所述輸入電壓采樣值vs的正負及所述差模電流補償值idcom，計算所述第一開關橋臂111中每個開關管的占空比調節(jié)量δd1、δd2和所述第二開關橋臂113中每個開關管的占空比調節(jié)量δd3、δd4。其中，δd1為第一開關橋臂111的上開關管s1的占空比調節(jié)量，δd2為第一開關橋臂111的下開關管s2的占空比調節(jié)量，δd3為第二開關橋臂113的上開關管s3的占空比調節(jié)量，δd4第二開關橋臂113的下開關管s4的占空比調節(jié)量。

所述占空比調節(jié)子模塊2355還與所述發(fā)波模塊233、所述第一開關橋臂111和所述第二開關橋臂113連接，用于將所述占空比調節(jié)量δd1疊加到所述第一脈寬調制信號d1’上；將所述占空比調節(jié)量δd2疊加到所述第二脈寬調制信號d2’上，將所述占空比調節(jié)量δd3疊加到所述第三脈寬調制信號d3’上，將所述占空比調節(jié)量δd4疊加到所述第四脈寬調制信號d4’上。

所述反饋控制模塊231包括依次連接的第一差值運算器2311、輸出電壓補償器2313、參考電流計算器2315、第二差值運算器2317及輸入電流補償器2319；

所述第一差值運算器2311用于將所述輸出電壓采樣值vo與所述輸出電壓參考值vo_ref進行差值運算；

所述輸出電壓補償器2313用于對所述第一差值運算器2311的輸出進行輸出電壓補償運算，得到輸入電流參考值的幅值b；

所述參考電流計算器2315用于將所述輸入電流參考值的幅值b與所述輸入電壓采樣值vs相乘，并除以所述輸入電壓采樣值vs的平方c，得到輸入電流 參考值isref；

所述第二差值運算器2317用于將所述輸入電流參考值isref與所述輸入電流采樣值is進行差值運算；

所述輸入電流補償器2319用于對所述第二差值運算器2317的輸出進行輸入電流補償運算，得到輸入電流補償值iscom。

其中，所述參考電流計算器2315結構與圖7中所示參考電流計算器1315相同，具體可以參照圖7所示實施例中的相關描述，此處不再贅述。

所述差模電流補償子模塊2351包括依次連接的第三差值運算器3511、第四差值運算器3513及差模電流控制器3515；

所述第三差值運算器3511用于將所述第一繞組l1上的第一電流i1和所述第二繞組l2上的第二電流i2進行差值運算得到差模電流采樣值id；

所述第四差值運算器3513用于將所述差模電流采樣值id與差模電流參考值id_ref進行差值運算；

所述差模電流控制器3515用于對所述第四差值運算器3513的輸出進行差模電流調節(jié)運算，得到差模電流補償值idcom。

所述調節(jié)量計算子模塊2353包括符號判斷單元3531、輸入電壓狀態(tài)判斷單元3533、真值表單元3535及乘法運算單元3537；

所述符號判斷單元3531用于判斷所述差模電流采樣值id的方向；

所述輸入電壓狀態(tài)判斷單元3533用于判斷所述輸入電壓采樣值vs的正負；

所述真值表單元3535用于根據所述差模電流采樣值id的方向及所述輸入電壓采樣值vs的正負，確定所述第一開關橋臂111和第二開關橋臂113中需要調整占空比的開關管的真值表輸出狀態(tài)。其中，所述真值表單元3535包括1、2、3、4四個真值輸出端，所述四個真值輸出端的輸出值分別用于指示開關管s1、s2、s3和s4的占空比調整狀態(tài)，例如，輸出1表示需要調整占空比，輸出0表示無需調整占空比。

所述乘法運算單元3537用于將所述真值表輸出狀態(tài)與所述差模電流補償值idcom相乘，得到所述第一開關橋臂111和第二開關橋臂113中每個開關管的占空比調節(jié)量。在本實施例中，所述乘法運算單元3537包括四個并聯(lián)的乘法器，每一個乘法器的其中一個輸入端均與所述差模電流補償子模塊2351的輸出端連接，每一個乘法器的另一個輸入端分別與所述真值表單元3535的一個真值輸出 端連接。

所述發(fā)波模塊233包括2331、2332、2333、2334四個輸出端，分別用于輸出所述第一脈寬調制信號d1’、第二脈寬調制信號d2’、第三脈寬調制信號d3’和第四脈寬調制信號d4’。所述占空比調節(jié)子模塊2355包括四個并聯(lián)的加法器，每一個加法器的第一輸入端分別與所述發(fā)波模塊233的一個輸出端連接，每一個加法器的第二輸入端分別與一個所述乘法器的輸出端連接，以將所述乘法運算單元3537計算得到的所述第一開關橋臂111和第二開關橋臂113中每個開關管的占空比調節(jié)量δd1、δd2、δd3和δd4分別疊加至所述第一脈寬調制信號d1’、第二脈寬調制信號d2’、第三脈寬調制信號d3’和第四脈寬調制信號d4’上。

具體地，根據方程(5)可以推導出在輸入電壓采樣值vs處于正負半周，差模電流采樣值id的方向不同時需要調整占空比的開關管的關系真值表，如表一所示。所述真值表單元3535根據所述差模電流采樣值id的方向及所述輸入電壓采樣值vs的正負，通過查詢表一中對應的關系，可以確定所述第一開關橋臂111和第二開關橋臂113中需要調整占空比的開關管的真值表輸出狀態(tài)，進而由所述乘法運算單元3537將所述真值表輸出狀態(tài)與所述差模電流補償值idcom相乘，得到所述第一開關橋臂111和第二開關橋臂113中每個開關管的占空比調節(jié)量。

表一需要調整占空比的開關管的關系真值表

其中，在輸入電壓正負判斷(1/0)欄位下，0表示輸入電壓采樣值vs處于負半周，1表示采樣值vs處于正半周；在差模電流方向判斷(1/0)欄位下，0表示差模電流采樣值id為負方向，1表示差模電流采樣值id為正方向(如圖4中箭頭所示方向)；在需要調整占空比的開關管欄位下，0表示無需調整對應子欄位 開關管的占空比，1表示需要調整對應子欄位開關管的占空比。

以表一中輸入電壓采樣值vs處于負半周的情況為例，當差模電流采樣值id為負方向時，真值表輸出狀態(tài)為[1，0，0，0]，表示需要調整所述第一開關橋臂111的上開關管s1的占空比，通過將該真值表輸出狀態(tài)與所述差模電流補償值idcom相乘，即可得到所述第一開關橋臂111的上開關管s1對應的占空比調節(jié)量δd1，進而通過所述占空比調節(jié)子模塊2355將所述占空比調節(jié)量δd1疊加至所述第一脈寬調制信號d1’上；當差模電流采樣值id為正方向時，真值表輸出狀態(tài)為[0，1，0，0]，表示需要調整所述第二開關橋臂113的上開關管s3的占空比，通過將該真值表輸出狀態(tài)與所述差模電流補償值idcom相乘，即可得到所述第二開關橋臂113的上開關管s3對應的占空比調節(jié)量δd3，，進而通過所述占空比調節(jié)子模塊2355將所述占空比調節(jié)量δd3疊加至所述第三脈寬調制信號d3’上。

請圖10b，在本發(fā)明一個實施例中，所述磁平衡控制電路230包括磁平衡控制模塊235’，所述磁平衡控制模塊235’與圖10a所示磁平衡控制模塊235的區(qū)別在于：所述磁平衡控制模塊235’包括調節(jié)量計算子模塊2353’和占空比調節(jié)子模塊2355’，所述調節(jié)量計算子模塊2353’包括乘法運算單元3537’，所述乘法運算單元3537’包括兩個并聯(lián)的乘法器，每一個乘法器的其中一個輸入端均與所述差模電流補償子模塊2351的輸出端連接，每一個乘法器的另一個輸入端分別與所述真值表單元3535的一個真值輸出端連接。

在本實施例中，所述真值表單元3535用于根據所述差模電流采樣值id的方向及所述輸入電壓采樣值vs的正負，確定所述第一開關橋臂111或第二開關橋臂113中需要調整占空比的開關管的真值表輸出狀態(tài)。

所述占空比調節(jié)子模塊2355’包括兩個并聯(lián)的加法器，每一個加法器的第一輸入端分別與所述發(fā)波模塊233的一個輸出端連接，每一個加法器的第二輸入端分別與一個所述乘法器的輸出端連接，以將所述乘法運算單元3537計算得到的所述第一開關橋臂111中每個開關管的占空比調節(jié)量δd1、δd2分別疊加至所述第一脈寬調制信號d1’、第二脈寬調制信號d2’上，或者將所述乘法運算單元3537計算得到的所述第二開關橋臂113中每個開關管的占空比調節(jié)量δd3、δd4分別疊加至所述第三脈寬調制信號d3’和第四脈寬調制信號d4’上。

請參閱圖11，在本發(fā)明一個實施例中，所述磁平衡控制模塊235包括差模 電流補償子模塊2351’，所述差模電流補償子模塊2351’包括依次連接的第三差值運算器3511、差模電流控制器3515、第四差值運算器3513及增益運算器k；

所述第三差值運算器3511用于將所述第一繞組l1上的第一電流i1和所述第二繞組l2上的第二電流i2進行差值運算得到差模電流采樣值id；

所述差模電流控制器3515用于對所述差模電流采樣值id進行差模電流調節(jié)運算；

所述第四差值運算器3513用于將所述差模電流控制器3515的輸出與差模電流參考值id_ref進行差值運算；

所述增益運算器k用于對所述第四差值運算器3513的輸出進行增益運算，得到差模電流補償值idcom。

可以理解，所述差模電流采樣值id可以通過采樣所述耦合電感t的第一繞組l1上的第一電流i1、第二繞組l2上的第二電流i2和總的輸入電流is中的兩個或三個，用(i1-i2)或者(i2-i1)，也可以通過或者也可以是或者計算得到。

在圖9-圖11所示實施例中，通過固定所述第一開關橋臂111的開關管的占空比不變，計算所述第二開關橋臂113中每個開關管的占空比調節(jié)量δd3、δd4，進而將所述占空比調節(jié)量δd3、δd4分別疊加到所述第三脈寬調制信號d3’和第四脈寬調制信號d4’上；或者固定所述第二開關橋臂113的開關管的占空比不變，通過計算所述第一開關橋臂111中每個開關管的占空比調節(jié)量δd1、δd2，進而將所述占空比調節(jié)量δd1、δd2分別疊加到所述第一脈寬調制信號d1’和第二脈寬調制信號d2’上；或者計算所述第一開關橋臂111中每個開關管的占空比調節(jié)量δd1、δd2及所述第二開關橋臂113中每個開關管的占空比調節(jié)量δd3、δd4，進而將所述占空比調節(jié)量d1、δd2、δd3、δd4分別疊加到所述第一脈寬調制信號d1’、第二脈寬調制信號d2’、第三脈寬調制信號d3’和第四脈寬調制信號d4’上，從而有效縮減所述第一開關橋臂111的上開關管s1的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂113的上開關管s3的驅動信號占空比之間的差距，以及縮減所述第一開關橋臂111的下開關管s2的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂113的下開關管s4的驅動信號占空比之間的差距，進而有效降低所述耦合電感t的第一繞組l1和第二繞組l2中的差模電流大小，保證 所述耦合電感t具有較好的磁鏈平衡，降低所述耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰pfc電路的效率。

請參閱圖12，在本發(fā)明一個實施例中，提供一種多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法，應用于如圖9-圖11所示的多態(tài)圖騰pfc電路200中，以實現(xiàn)所述多態(tài)圖騰pfc電路200的耦合電感t的磁平衡控制。所述方法包括如下步驟：

步驟s201：獲取多態(tài)圖騰pfc電路的輸入電壓采樣值、輸入電流采樣值及輸出電壓采樣值，并結合輸出電壓參考值，計算輸入電流補償值；

步驟s202：將所述輸入電流補償值作為調制波，生成第一脈寬調制信號、第二脈寬調制信號、第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號，所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂的開關管交替導通，所述第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂的開關管交替導通；

步驟s203：獲取所述第一繞組和第二繞組的差模電流采樣值，并結合差模電流參考值，計算差模電流補償值；

步驟s204：根據所述差模電流采樣值的方向、所述輸入電壓采樣值的正負及所述差模電流補償值，計算所述第一開關橋臂或/和第二開關橋臂中每個開關管的占空比調節(jié)量；

步驟s205：將所述第一開關橋臂的每個開關管的占空比調節(jié)量分別疊加到所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號上，或/和將所述第二開關橋臂中每個開關管的占空比調節(jié)量分別疊加到所述第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號上。

在本發(fā)明一個實施例中，所述計算輸入電流補償值，包括：

將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算，并通過輸出電壓補償運算得到輸入電流參考值的幅值；

將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到輸入電流參考值；

將所述輸入電流參考值與所述輸入電流采樣值進行差值運算，并通過輸入電流補償運算得到輸入電流補償值。

在本發(fā)明一個實施例中，所述計算差模電流補償值，包括：

將所述第一繞組上的第一電流和所述第二繞組上的第二電流進行差值運算得到差模電流采樣值；

將所述差模電流采樣值與差模電流參考值進行差值運算，并通過差模電流調節(jié)運算，得到差模電流補償值。

在本發(fā)明一個實施例中，所述計算差模電流補償值，包括：

將所述第一繞組上的第一電流和所述第二繞組上的第二電流進行差值運算得到差模電流采樣值；

對所述差模電流采樣值進行差模電流調節(jié)運算，并將所述差模電流調節(jié)運算的結果與差模電流參考值進行差值運算，進一步通過增益運算得到差模電流補償值。

在本發(fā)明一個實施例中，所述計算所述第一開關橋臂或/和第二開關橋臂中每個開關管的占空比調節(jié)量，包括：

判斷所述差模電流采樣值的方向及所述輸入電壓采樣值的正負；

根據所述差模電流采樣值的方向及所述輸入電壓采樣值的正負查詢預設真值表，確定所述第一開關橋臂或/和第二開關橋臂中需要調整占空比的開關管的真值表輸出狀態(tài)；

將所述真值表輸出狀態(tài)與所述差模電流補償值相乘，得到所述第一開關橋臂或/和第二開關橋臂中每個開關管的占空比調節(jié)量。

可以理解，本實施例中所述多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法中各個步驟及其具體執(zhí)行還可以參照圖9-圖11所示實施例中的相關描述，此處不再贅述。

請一并參閱圖13和圖14，在本發(fā)明一個實施例中，提供一種多態(tài)圖騰pfc電路300，其相對于圖1所示的多態(tài)圖騰pfc電路10，還包括磁平衡控制電路330，所述磁平衡控制電路330包括反饋控制模塊331、調制波生成模塊332、發(fā)波模塊333及磁平衡控制模塊335，所述反饋控制模塊331和磁平衡控制模塊335通過所述調制波生成模塊332與所述發(fā)波模塊333連接；

所述反饋控制模塊331還與所述輸入電源vss的兩端連接，用于獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路300的輸入電壓采樣值vs和輸入電流采樣值is；所述反饋控制模塊331還與所述第一開關橋臂111和第二開關橋臂113的兩端連接，用于獲取所述多態(tài)圖騰pfc電路300輸出電壓采樣值vo；所述反饋控制模塊331還用 于根據所述輸入電壓采樣值vs、輸入電流采樣值is及輸出電壓采樣值vo，并結合輸出電壓參考值vo_ref，計算輸入電流補償值iscom；

所述磁平衡控制模塊335還與所述第一繞組l1和第二繞組l2連接，用于獲取所述第一繞組l1和第二繞組l2的差模電流采樣值id，并結合差模電流參考值id_ref，計算差模電流補償值idcom；

所述調制波生成模塊332用于將所述差模電流補償值idcom疊加到所述輸入電流補償值iscom上，生成調制波m；

所述發(fā)波模塊333還與所述第一開關橋臂111和所述第二開關橋臂113連接，用于根據所述調制波m生成第一脈寬調制信號d1’、第二脈寬調制信號d2’、第三脈寬調制信號d3’和第四脈寬調制信號d4’，所述第一脈寬調制信號d1’和第二脈寬調制信號d2’用于驅動所述第一開關橋臂111的上開關管s1和下開關管s2交替導通，所述第三脈寬調制信號d3’和第四脈寬調制信號d4’用于驅動所述第二開關橋臂113的上開關管s3和下開關管s4交替導通。

其中，所述第一脈寬調制信號d1’作為驅動第一開關橋臂111的上開關管s1的第一驅動信號drv1，所述第二脈寬調制信號d2’作為驅動所述第一開關橋臂111的下開關管s2的第二驅動信號drv2；所述第三脈寬調制信號d3’作為驅動第二開關橋臂113的上開關管s3的第三驅動信號drv3，所述第四脈寬調制信號d4’作為驅動所述第二開關橋臂113的下開關管s4的第四驅動信號drv4。

所述反饋控制模塊331包括依次連接的第一差值運算器3311、輸出電壓補償器3313、參考電流計算器3315、第二差值運算器3317及輸入電流補償器3319；

所述第一差值運算器3311用于將所述輸出電壓采樣值vo與所述輸出電壓參考值vo_ref進行差值運算；

所述輸出電壓補償器3313用于對所述第一差值運算器3311的輸出進行輸出電壓補償運算，得到輸入電流參考值的幅值b；

所述參考電流計算器3315用于將所述輸入電流參考值的幅值b與所述輸入電壓采樣值vs相乘，并除以所述輸入電壓采樣值vs的平方c，得到輸入電流參考值isref；

所述第二差值運算器3317用于將所述輸入電流參考值isref與所述輸入電流采樣值is進行差值運算；

所述輸入電流補償器3319用于對所述第二差值運算器1317的輸出進行輸 入電流補償運算，得到輸入電流補償值iscom。

其中，所述參考電流計算器3315結構與圖7中所示參考電流計算器1315相同，具體可以參照圖7所示實施例中的相關描述，此處不再贅述。

其中，所述磁平衡控制模塊335可以為圖10a和圖10b中所示的差模電流補償子模塊2351，其具體結構可以參照為圖10a和圖10b所示實施例中的描述，此處不再贅述；或者所述磁平衡控制模塊335還可以為圖11中所示的差模電流補償子模塊2351’，其具體結構可以參照為圖11所示實施例中的描述，此處不再贅述。

在本實施例中，通過獲取所述第一繞組l1和第二繞組l2的差模電流采樣值id，并結合差模電流參考值id_ref，計算得到差模電流補償值idcom，進而將所述差模電流補償值idcom疊加到所述輸入電流補償值iscom上作為調制波m，以實現(xiàn)根據差模電流采樣值id的變化改變調制波m，從而通過調制波m的變化來調節(jié)所述第一開關橋臂111和第二開關橋臂113的每個開關管的占空比，以縮減所述第一開關橋臂111的上開關管s1的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂113的上開關管s3的驅動信號占空比之間的差距，以及縮減所述第一開關橋臂111的下開關管s2的驅動信號占空比與所述第二開關橋臂113的下開關管s4的驅動信號占空比之間的差距，進而有效降低所述耦合電感t的第一繞組l1和第二繞組l2中的差模電流大小，保證所述耦合電感t具有較好的磁鏈平衡，降低所述耦合電感的磁芯損耗，提升所述多態(tài)圖騰pfc電路的效率。

請參閱圖15，在本發(fā)明一個實施例中，提供一種多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法，應用于如圖13-圖14所示的多態(tài)圖騰pfc電路300中，以實現(xiàn)所述多態(tài)圖騰pfc電路300的耦合電感t的磁平衡控制。所述方法包括如下步驟：

步驟s301：獲取多態(tài)圖騰pfc電路的輸入電壓采樣值、輸入電流采樣值及輸出電壓采樣值，并結合輸出電壓參考值，計算輸入電流補償值；

步驟s302：獲取所述第一繞組和第二繞組的差模電流采樣值，并結合差模電流參考值，計算差模電流補償值；

步驟s303：將所述差模電流補償值疊加到所述輸入電流補償值上，生成調制波；

步驟s304：根據所述調制波生成第一脈寬調制信號、第二脈寬調制信號、 第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號，所述第一脈寬調制信號和第二脈寬調制信號用于驅動所述第一開關橋臂的開關管交替導通，所述第三脈寬調制信號和第四脈寬調制信號用于驅動所述第二開關橋臂的開關管交替導通。

在本發(fā)明一個實施例中，所述計算輸入電流補償值，包括：

將所述輸出電壓采樣值與所述輸出電壓參考值進行差值運算，并通過輸出電壓補償運算得到輸入電流參考值的幅值；

將所述輸入電流參考值的幅值與所述輸入電壓采樣值相乘，并除以所述輸入電壓采樣值的平方，得到輸入電流參考值；

將所述輸入電流參考值與所述輸入電流采樣值進行差值運算，并通過輸入電流補償運算得到輸入電流補償值。

在本發(fā)明一個實施例中，所述計算差模電流補償值，包括：

將所述第一繞組上的第一電流和所述第二繞組上的第二電流進行差值運算得到差模電流采樣值；

將所述差模電流采樣值與差模電流參考值進行差值運算，并通過差模電流調節(jié)運算，得到差模電流補償值。

在本發(fā)明一個實施例中，所述計算差模電流補償值，包括：

將所述第一繞組上的第一電流和所述第二繞組上的第二電流進行差值運算得到差模電流采樣值；

對所述差模電流采樣值進行差模電流調節(jié)運算，并將所述差模電流調節(jié)運算的結果與差模電流參考值進行差值運算，進一步通過增益運算得到差模電流補償值。

可以理解，本實施例中所述多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法中各個步驟及其具體執(zhí)行還可以參照圖13-圖14所示實施例中的相關描述，此處不再贅述。

請參閱圖16a-圖16e，圖16a-圖16e是應用本發(fā)明實施例提供的耦合電感磁平衡控制方法的pfc電路的結構示意圖。其中，圖16a為四態(tài)圖騰pfc電路；圖16b為三態(tài)單相三電平pfc電路；圖16c為三態(tài)boostpfc電路；圖16d為三態(tài)中點鉗位pfc電路；圖16e為三態(tài)雙boostpfc電路。圖16a-圖16e所示的pfc電路均可以應用本發(fā)明實施例提供的耦合電感磁平衡控制方法來對耦合電感進行磁平衡控制，從而減小耦合電感中的直流偏置，提高耦合電感的磁平 衡，盡量避免磁芯飽和，進而pfc電路的效率和功率密度。

可以理解，所述耦合電感磁平衡控制方法并不限于應用于本發(fā)明實施例所揭露的pfc電路結構中，只要電路結構中包括多態(tài)開關，所述多態(tài)開關包括相互并聯(lián)的n個開關橋臂和耦合電感，所述耦合電感包括相互耦合的n個繞組，所述n個繞組分別與所述n個開關橋臂一一對應連接，則該電路結構即可應用本發(fā)明實施例所述的耦合電感磁平衡控制方法對所述多態(tài)開關中的耦合電感進行磁平衡控制。其中，n為大于或等于2的整數(shù)。

請參閱圖17a和圖17b，圖17a-圖17b是本發(fā)明實施例提供的多態(tài)圖騰pfc電路的耦合電感磁平衡控制方法的仿真波形示意圖。

在本發(fā)明一個實施例中，設定仿真工作條件為輸入電壓220v，輸出電壓400v，輸出功率1000w，分別對圖1所示多態(tài)圖騰pfc電路100的前后橋臂(即第一開關橋臂111和第二開關橋臂113)的開關管驅動信號的死區(qū)時間相等、占空比相等，死區(qū)時間不等、占空比不等，以及死區(qū)時間不等、占空比不等并采用圖8、圖12或圖15所示實施例的耦合電感磁平衡控制方法進行磁平衡控制的三種仿真條件進行仿真對比分析。

圖17a所示為三種仿真條件下多態(tài)圖騰pfc電路100的輸出電壓vo和輸入電流iin的波形對比示意圖。其中，vo1、iin1分別為前后橋臂死區(qū)時間相等、占空比相等時的輸出電壓波形和輸入電流波形；vo2、iin2分別為前后橋臂死區(qū)時間不等、占空比不等時的輸出電壓波形和輸入電流波形；vo3、iin3分別為前后橋臂死區(qū)時間不等、占空比不等并采用圖8、圖12或圖15所示實施例的耦合電感磁平衡控制方法進行磁平衡控制后的輸出電壓波形和輸入電流波形。圖中iin1(iin2)、vo1(vo2)表示兩條波形相互重疊。由于差模電流id只在耦合電感t的兩個繞組l1、l2之間及第一開關橋臂111和第二開關橋臂113的開關管中流動，不會流到輸入電感l(wèi)in上，因此有沒有加耦合電感磁平衡控制并不會影多態(tài)圖騰pfc電路100的輸出電壓和輸入電流的控制，從圖17a中可以看出在三種仿真條件下輸出電壓vo和輸入電流iin的偏差較小，與理論分析結果吻合。

圖17b所示為三種仿真條件下耦合電感磁芯的磁感應強度以及耦合電感繞組電流的波形對比示意圖。其中，b1為保持前后橋臂驅動信號的死區(qū)時間相等(本實施例中為30ns)，前后橋臂的驅動信號相移半個開關周期時的磁感應強度波形(約為-0.1t)，i11和i21分別為與b1對應的第一繞組l1和第二繞組l2 中的電流波形；b2為前后橋臂驅動信號的死區(qū)時間不等(本實施例中相差40ns)時的磁感應強度波形(約為-1.5t)，i21和i22分別為與b2對應的第一繞組l1和第二繞組l2中的電流波形；b3為前后橋臂驅動信號的死區(qū)時間不等并采用圖12或圖15所示實施例的耦合電感磁平衡控制方法進行磁平衡控制后的磁感應強度波形(約為0.5t)，i31和i32分別為與b3對應的第一繞組l1和第二繞組l2中的電流波形。

從圖17b可以看出，當前后橋臂驅動信號的死區(qū)時間不等時，第一繞組l1和第二繞組l2中的電流中存在一定的直流偏置，而此時耦合電感磁芯的磁感應強度-1.5t已經遠遠超出軟磁材料磁芯的最大磁感應強度，在這種情況下，由于前后橋臂死區(qū)時間的不等，導致前后橋臂驅動信號的占空比不同，從而導致耦合電感的繞組中存在一定的直流偏置，直流偏置會引起磁偏置，使得耦合電感的磁芯容易進入磁飽和狀態(tài)，進而損壞耦合電感和開關管。

當前后橋臂驅動信號的死區(qū)時間不等時，通過采用圖8所示實施例的耦合電感磁平衡控制方法對耦合電感進行磁平衡控制，即可得到與圖17b中所示保持前后橋臂驅動信號的死區(qū)時間相等，前后橋臂的驅動信號相移半個開關周期時相同的磁感應強度波形和繞組電流波形。

當前后橋臂驅動信號的死區(qū)時間不等時，通過采用圖12或圖15所示實施例的耦合電感磁平衡控制方可以將前后橋臂驅動信號的死區(qū)時間不等時的磁感應強度從-1.5t調節(jié)至0.5t左右，即可以有效控制耦合電感繞組中的直流偏置，減小耦合電感磁芯的磁偏，防止耦合電感磁芯出現(xiàn)磁飽和。其中，磁感應強度的正負與正方向的定義有關，此處不作限制。

以上所揭露的僅為本發(fā)明的優(yōu)選實施例而已，當然不能以此來限定本發(fā)明之權利范圍，本領域普通技術人員可以理解實現(xiàn)上述實施例的全部或部分流程，并依本發(fā)明權利要求所作的等同變化，仍屬于發(fā)明所涵蓋的范圍。