本發(fā)明涉及電子技術領域，尤其涉及一種輔助電源的供電電路及方法。

背景技術：

在開關電源領域，目前常用的輔助電源供電方式，除了獨立輔助電源供電以及單獨的線性電源供電之外，使用最廣的就是繞組供電。

隔離拓撲中，對于副邊控制電路部分的供電，一般分為啟動供電和穩(wěn)態(tài)供電兩部分。目前比較常用的啟動供電以及穩(wěn)態(tài)供電如圖1中框1和框3所示?？?為啟動供電，通過在變壓器繞組上增加額外繞組，然后經過二極管Dc、電容Cc整流之后，再經過穩(wěn)壓電阻RL、穩(wěn)壓二極管DL、功率管QL以及穩(wěn)壓電容CL線性穩(wěn)壓之后，供電給控制電路部分；框3為穩(wěn)態(tài)供電，通過在電感繞組上增加額外繞組，經過二極管Dw、電容Cw穩(wěn)壓之后，得到跟輸出電壓成一個電感繞組匝比關系的穩(wěn)定電壓，直接供電給控制電路部分。

圖1中框1所示的啟動供電，電容Cc上電壓可以在幾個開關周期之內就建立，Cc上電壓是與輸入電壓存在一個匝比關系的穩(wěn)定電壓，能夠達到快速供電的目的，這種供電的缺陷是Cc上的電壓與輸入電壓成一個匝比關系，隨輸入電壓變化而變化，在寬輸入電壓情況下，供電效率較低。所以在開機完成之后，副邊供電會切換到框3所示的穩(wěn)態(tài)供電。

框3所示的穩(wěn)態(tài)供電，Cw上電壓基本跟隨輸出電壓建立而建立，為了限制主電路中的沖擊電流，輸出電壓是緩慢上升的，所以Cw上電壓也是緩慢上升的，供電速度慢；且在輸出端空滿載情況下，Cw上電壓還會出現(xiàn)上下波動的情況；在空載大容載關機情況下，由于電感上能量無處釋放，還會導致Cw上電壓急劇 增加，甚至會超過控制電路部分芯片可承受電壓范圍，導致控制電路部分器件損壞的可能，嚴重影響電源的可靠性。

圖1中框2所示為一般使用的RCD(包括電阻、電容和二極管)吸收電路，吸收電容C上的能量一般通過放電電阻R消耗掉，這種方式使電源效率降低，且需要的吸收電阻功耗要求較大，吸收電阻體積大，一般需要布放多顆大封裝電阻，影響電源高功率密度的實現(xiàn)以及體積的小型化。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供了一種輔助電源的供電電路及方法，利用了吸收電容的能量來為控制電路供電，控制電路同時為吸收電容放電，利于提高電源效率、減小電路體積。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供一種輔助電源的供電電路，包括：吸收電路及輔助電源開關變換器，所述輔助電源開關變換器從所述吸收電路的吸收電容上取電，所述吸收電路與變壓器或電感繞組連接；所述輔助電源開關變換器通過電壓變換穩(wěn)壓后，為控制電路供電；所述輔助電源開關變換器穩(wěn)態(tài)時的主開關由至少一個驅動時序信號控制，且所述驅動時序信號與主功率拓撲的控制時序信號相關聯(lián)。

在本發(fā)明的一種實施方式中，所述控制電路為所述吸收電路的吸收電容放電。

在本發(fā)明的一種實施方式中，所述吸收電路從主電路中獲取能量包括：所述吸收電路從與變壓器繞組或電感繞組處獲取能量。

在本發(fā)明的一種實施方式中，所述吸收電路包括：電容和二極管；或者電容、二極管和根據電路需要增加的放電電阻；所述二極管與主電路中的變壓器繞組或電感連接。

所述輔助電源開關變換器穩(wěn)態(tài)時的主開關由至少一個驅動時序信號控制包括：所述輔助電源開關變換器的驅動時序信號與主功率拓撲中變壓器兩端或者 單端對地信號的至少一個信號的時序一致。

在本發(fā)明的一種實施方式中，所述輔助電源開關變換器中的主開關由至少一個驅動時序信號控制包括：所述輔助電源開關變換器的驅動時序信號為所述變壓器兩端對地時序信號的疊加。

在本發(fā)明的一種實施方式中，在所述供電給控制電路的輔助電源啟動過程中，當其供電電壓低于預設電壓值時，所述輔助電源開關變換器中的驅動時序信號始終為高。

在本發(fā)明的一種實施方式中，所述輔助電源開關變換器的輸入端分別從所述吸收電路中的電容的一端接入。

在本發(fā)明的一種實施方式中，所述輔助電源開關變換器包括：驅動信號源電路、主功率MOS管、濾波電感、續(xù)流二極管及輔助電源電容；

所述驅動信號源電路提供驅動時序信號給所述輔助電源變換器主功率MOS管；所述輔助電源變換器主功率MOS管漏極連接所述吸收電路中電容的第一端；所述輔助電源變換器主功率MOS管源級連接濾波電感的第一端；所述主功率MOS管源級連接續(xù)流二極管的陰極；所述續(xù)流二極管的陽極連接參考地；所述濾波電感的第二端連接輔助電源電容的第一端；所述輔助電源電容的第二端連接參考地。

為解決上述技術問題，本發(fā)明還提供了一種輔助電源的供電方法，包括：輔助電源開關變換器從與變壓器的繞組連接的吸收電路中的吸收電容上獲取能量；

所述輔助電源開關變換器將所述能量通過電壓變換穩(wěn)壓后為所述控制電路供電，所述輔助電源開關變換器的驅動信號時序與所述主拓撲變壓器對地時序信號相關聯(lián)。

本發(fā)明的有益效果是：

本發(fā)明提供的一種輔助電源的供電電路及方法，吸收電路及輔助電源開關變換器，所述吸收電路從主電路中獲取能量，用于提供所述控制電路所需能量； 所述輔助電源開關變換器用于將從所述吸收電路中提取的能量進行變換處理；將穩(wěn)壓處理后的電壓供電給控制電路；所述輔助電源開關變換器的驅動時序信號與主功率拓撲主變壓器的兩端或單端對地時序信號相關聯(lián)。本方案簡化了變壓器以及電感的繞組設計，利于在有限繞線體積內降低變壓器以及電感的銅損，提高電源效率；同時控制電路部分的輔助電源為吸收電容放電，吸收電容可以不加放電電阻或減少放電電阻的數目，節(jié)約了電能，利于提高電源效率、減小電源體積；該輔助電源供電方式適應寬輸入電壓范圍的應用場合，供電效率高、供電速度快、供電穩(wěn)定。

附圖說明

圖1為常用副邊供電與吸收方式示意圖；

圖2為同時為吸收電容放電的輔助電源供電方式示意圖；

圖3為VDD開機到穩(wěn)態(tài)Qf_dr驅動時序圖；

圖4為Qf_dr具體實現(xiàn)電路示意圖；

圖5為副邊使用全橋整流，電感繞組吸收取電方式以及驅動時序圖；

圖6為副邊使用全波整流，變壓器繞組兩端吸收取電方式以及驅動時序圖；

圖7為副邊使用全波整流，電感繞組吸收取電方式以及驅動時序圖；

圖8為單端變壓器繞組吸收取電方式以及驅動時序圖；

圖9為圖8中單端變壓器取電方式Qf開機以及穩(wěn)態(tài)驅動時序示意圖；

圖10為輔助電源分壓供電方式示意圖。

具體實施方式

下面通過具體實施方式結合附圖對本發(fā)明作進一步詳細說明。

本發(fā)明主要提供了一種輔助電源的供電電路，包括：吸收電路及輔助電源開關變換器，所述輔助電源開關變換器從所述吸收電路的吸收電容上取電，所 述吸收電路與變壓器或電感繞組連接；所述輔助電源開關變換器通過電壓變換穩(wěn)壓后，為控制電路供電；所述輔助電源開關變換器穩(wěn)態(tài)時的主開關由至少一個驅動時序信號控制，且所述驅動時序信號與主功率拓撲的控制時序信號相關聯(lián)。下面通過具體實施例對本方案進行說明。

實施例一：

如圖2所示，主拓撲副邊使用全橋整流電路，吸收二極管Dc1、Dc2分別連接副邊變壓器繞組的兩端，與吸收電容C一起組成Q2以及Q4功率管的吸收電路；輔助電源開關變換器的主開關管Qf、Lf、Df以及Cf組成BUCK變換器。BUCK變換器從吸收電容C處取電，經過變換之后，輸出電壓VDD，供電給控制電路。其中Qf在輸出電壓完成建立之后，主功率拓撲占空比穩(wěn)定時的驅動信號如圖2中方框B所示驅動時序圖，它為Q2的VDS信號與Q4的VDS信號疊加的信號。利用的原理是，Q2的VDS信號與Q4的VDS信號疊加之和，為主拓撲的占空比大小，在輸出電壓穩(wěn)定的電路拓撲情況下，VDD電壓基本與主拓撲輸出電壓相同，也是穩(wěn)定輸出的；

由于主拓撲的占空比在開機時，是緩慢建立的，而我們需要VDD快速建立起來，供電給控制電路部分，且在開機過程中，功率管Q2以及Q4應力是最大的，需要對吸收電容C盡可能多的放電，基于兩方面考慮，Qf的驅動時序與VDD建立時間關系如圖3所示。VDD從0開始建立時，在VDD小于VDD_min時，Qf_dr始終為高；當VDD大于VDD_min時，Qf_dr跟隨VDS_Q2與VDS_Q4的疊加；只要VDD小于VDD_min，則Qf_dr就為高。

Qf_dr的具體實現(xiàn)電路其中的一種方式如圖4所示，Dc1、Dc2以及電容C為功率管的吸收電路，Dz為可控精密穩(wěn)壓源TL431，VDD通過Rsw1以及Rsw2分壓給到Dz的R端來設定一個VDD_min值。當VDD分壓低于TL431內部穩(wěn)壓值時，Dz的K端為高阻抗，此時Qs導通，Qf_dr置高；當VDD分壓高于TL431 內部穩(wěn)壓值時，Dz的K端為低阻抗，此時Qs關斷，Qf_dr由VDS_Q2以及VDS_Q4信號的疊加決定。圖4只是其中一種實現(xiàn)Qf_dr信號的電路示意圖，任何通過本領域簡單的變換或者其他的方式以獲得類似于圖3所示Qf_dr時序信號的方式來驅動輔助電源變換器主功率管，以實現(xiàn)從吸收電容處取電，供電給控制電路的方法都屬于本發(fā)明保護范圍。

圖2中吸收電容取電是通過Dc1以及Dc2同時取電，只是通過其中任何一個二極管，來實現(xiàn)輔助電源的取電方式，應用圖2框A所示的輔助電源變換方式，通過圖3所示時序圖完成輔助電源供電的方式，都屬于本發(fā)明保護范圍。

圖2中給出的主拓撲，副邊使用的是全橋同步整流的方式，功率管Q1、Q2、Q3、Q4為功率MOS管，而副邊使用均為二極管(Q1、Q2、Q3、Q4為二極管)整流或者半同步(Q1、Q3為二極管，Q2、Q4為功率開關管)整流的方式，應用圖2框A所示的輔助電源變換方式，通過圖3所示時序圖完成輔助電源供電的方式，都屬于本發(fā)明保護范圍。

或者，圖2中給出的主拓撲，框A所示的輔助電源變換方式，如果VDD僅為主功率拓撲輸出電壓的一半，通過改變圖3中Qf_dr在VDD穩(wěn)態(tài)時只由VDS_Q2或者VDS_Q4的其中一個信號產生即可實現(xiàn)，也就是圖4示意圖中Dq2或者Dq4只使用其中一個，這時圖2中VDD穩(wěn)態(tài)電壓基本為主拓撲輸出電壓的一半，此種情況也落入本發(fā)明保護范圍之內。

實施例二：

如圖5所示，副邊為全橋整流，二極管Dc1與電容C組成Q2以及Q4的吸收電路，輔助電源開關變換器從吸收電容C處取電。輔助電源開關變換器主功率管的開關信號Qf_dr的驅動時序，在開機時，如圖3所示，具體實現(xiàn)過程見具體實施例一所述；在穩(wěn)態(tài)時，如圖5中虛線框內所示，由VDS_Q2以及VDS_Q4 疊加獲得，具體實現(xiàn)過程見具體實施例一所述，此時VDD穩(wěn)態(tài)供電電壓基本與主拓撲輸出電壓相同。

圖5中給出的主拓撲，副邊使用的是全波同步整流的方式，功率管Q1、Q2、Q3、Q4為功率MOS管，而副邊使用均為二極管(Q1、Q2、Q3、Q4為二極管)整流或者半同步(Q1、Q3為二極管，Q2、Q4為功率開關管)整流的方式，應用圖2框A所示的輔助電源變換方式，通過圖3所示時序圖完成輔助電源供電的方式，都屬于本發(fā)明保護范圍。

圖5中給出的主拓撲，框A所示的輔助電源變換方式，如果VDD僅為主功率拓撲輸出電壓的一半，通過改變圖3中Qf_dr在VDD穩(wěn)態(tài)時只由VDS_Q2或者VDS_Q4的其中一個信號產生即可實現(xiàn)，也就是圖4示意圖中Dq2或者Dq4只使用其中一個，這時圖5中VDD穩(wěn)態(tài)電壓基本為主拓撲輸出電壓的一半，此種情況也落入本發(fā)明保護范圍之內。

實施例三：

如圖6所示，副邊為全波整流，二極管Dc1、Dc2與電容C組成Q2以及Q4的吸收電路，輔助電源開關變換器從吸收電容C處取電。輔助電源開關變換器主功率管的開關信號Qf_dr的驅動時序，在開機時，如圖3所示，具體實現(xiàn)過程見具體實施例一所述；在穩(wěn)態(tài)時，如圖6中虛線框內所示，由VDS_Q2以及VDS_Q4疊加獲得，具體實現(xiàn)過程見具體實施例一所述。此時由于吸收電容C上電壓為中心抽頭方波電壓的2倍，所以圖6中VDD穩(wěn)態(tài)電壓基本為主拓撲輸出電壓的2倍。

圖6中吸收電容取電是通過Dc1以及Dc2同時取電，只是通過其中任何一個二極管，來實現(xiàn)輔助電源的取電方式，應用圖2框A所示的輔助電源變換方式，通過圖3所示時序圖完成輔助電源供電的方式，都屬于本發(fā)明保護范圍。

圖6中給出的主拓撲，副邊使用的是全波同步整流的方式，功率管Q2、Q4為功率MOS管，而副邊使用均為二極管(Q2、Q4為二極管)整流的方式，應用圖2框A所示的輔助電源變換方式，通過圖3所示時序圖完成輔助電源供電的方式，都屬于本發(fā)明保護范圍。

圖6中給出的主拓撲，框A所示的輔助電源變換方式，如果VDD僅為主功率拓撲輸出電壓的一半，通過改變圖3中Qf_dr在VDD穩(wěn)態(tài)時只由VDS_Q2或者VDS_Q4的其中一個信號產生即可實現(xiàn)，也就是圖4示意圖中Dq2或者Dq4只使用其中一個，這時圖6中VDD電壓基本與主拓撲輸出電壓相同，這種情況也落入本發(fā)明保護范圍之內。

實施例四：

如圖7所示，副邊為全波整流，二極管Dc1與電容C組成Q2以及Q4的吸收電路，輔助電源開關變換器從吸收電容C處取電。輔助電源開關變換器主功率管的開關信號Qf_dr的驅動時序，在開機時，如圖3所示，具體實現(xiàn)過程見具體實施例一所述；在穩(wěn)態(tài)時，如圖7中虛線框內所示，由VDS_Q2以及VDS_Q4疊加獲得，具體實現(xiàn)過程見具體實施例一所述，此時圖7中VDD穩(wěn)態(tài)電壓基本與主拓撲輸出電壓相同。

圖7中給出的主拓撲，副邊使用的是全波同步整流的方式，功率管Q2、Q4為功率MOS管，而副邊使用均為二極管(Q2、Q4為二極管)整流的方式，應用圖2框A所示的輔助電源變換方式，通過圖3所示時序圖完成輔助電源供電的方式，都屬于本發(fā)明保護范圍。

圖7中給出的主拓撲，框A所示的輔助電源變換方式，如果VDD僅為主功率拓撲輸出電壓的一半，通過改變圖3中Qf_dr在VDD穩(wěn)態(tài)時只由VDS_Q2或者VDS_Q4的其中一個信號產生即可實現(xiàn)，也就是圖4示意圖中Dq2或者Dq4 只使用其中一個，此時圖7中VDD穩(wěn)態(tài)電壓基本為主拓撲輸出電壓的一半，這種情況也落入本發(fā)明保護范圍之內。

實施例五：

如圖8所示，吸收二極管Dc1陽極連接變壓器繞組與電感繞組連接處，且為續(xù)流管Q2的漏極處，吸收二極管Dc1陰極連接吸收電容C，輔助電源開關變換器從吸收電容C處取電，Qf的穩(wěn)態(tài)驅動時序如圖8所示虛線框內，僅有VDS_Q2決定。

圖8所示的VDD開機時序如圖9所示，VDD從0開始建立時，在VDD小于VDD_min時，Qf_dr始終為高；當VDD大于VDD_min時，Qf_dr跟隨VDS_Q2；只要VDD小于VDD_min，則Qf_dr就為高。

圖8中Qf的驅動信號Qf_dr仍然可以使用圖4所示的電路圖來實現(xiàn)，只要去掉VDS_Q4信號就可以實現(xiàn)。

圖8中給出的吸收電容取電以及VDD供電方式，功率管Q1、Q2為功率MOS管，而副邊使用均為二極管(Q1、Q2為二極管)整流的方式，應用圖8所示的輔助電源變換方式，通過圖9所示時序圖完成輔助電源供電的方式，都屬于本發(fā)明保護范圍。圖8中VDD穩(wěn)態(tài)電壓基本為主拓撲輸出電壓。

上述具體實施例一、二、三、四和五中輔助電源開關變換器的主開關管Qf可以是功率MOS管，也可以是本領域通過簡單變換以實現(xiàn)的功率三極管；續(xù)流二極管Df同樣也可以是功率MOS管；只要是利用了本專利所述的Qf_dr驅動時序完成從吸收電容處取電，供電給控制電路部分的簡單變換，都屬于本專利保護范圍。

上述具體實施例一、二、三、四和五中的輔助電源電容Cf可以是一個電容，也可以是幾個電容的串聯(lián)，如圖10所示，經過電容串聯(lián)分壓之后，再在各個合 適的電壓點取電，直接供電給控制電路部分，或者經過重新再精確穩(wěn)壓之后，比如LDO、線性穩(wěn)壓源等，再供電給各控制電路部分。這種方式也落入本發(fā)明保護范圍以內。

上述具體實施例一、二、三、四和五中，在電路應用過程中，除了輔助電源給吸收電容放電之外，視具體應用情況，還可以與放電電阻一起給吸收電容放電，也就是對該發(fā)明的一種簡單變換，也落入本發(fā)明保護范圍以內。

本方案還提供了一種輔助電源的供電方法，包括：輔助電源開關變換器從與變壓器的繞組連接的吸收電路中的吸收電容上獲取能量；所述輔助電源開關變換器將所述能量通過電壓變換穩(wěn)壓后為所述控制電路供電，所述輔助電源開關變換器的驅動信號時序與所述主拓撲變壓器對地時序信號相關聯(lián)。

以上所述，僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并非用于限定本發(fā)明的保護范圍，凡在本發(fā)明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內。