本發(fā)明涉及一種電路設(shè)計(jì)方法和對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器電路，用于構(gòu)成適當(dāng)?shù)念l率補(bǔ)償響應(yīng)線(xiàn)性電路。更具體地說(shuō)，本發(fā)明直接涉及使用電壓模式的雙信號(hào)頻率補(bǔ)償方法構(gòu)建脈沖寬度調(diào)制(PulseWidthModulation)比較器和一個(gè)內(nèi)置PWM比較器求和功能的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器。
背景技術(shù)：
：開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器由于高的功率轉(zhuǎn)換效率被廣泛應(yīng)用于現(xiàn)代便攜式電子設(shè)備。在開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器中，固定開(kāi)關(guān)頻率的PWM電壓模控制和電流?？刂剖莾蓚€(gè)通常使用的主要控制方案。相比于電流?？刂?，電壓?？刂频膬?yōu)點(diǎn)是不太復(fù)雜的控制線(xiàn)路，降低噪音的敏感性，和更高的功效潛力。因此，在單輸出開(kāi)關(guān)電源中它是一種更流行的選擇。此外，在有大負(fù)載的電流瞬變發(fā)生和快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)要求的電路設(shè)計(jì)應(yīng)用中，頻率補(bǔ)償方式具有寬的帶寬首選，這意味著II型或III型頻率補(bǔ)償方法通常用于擴(kuò)展環(huán)路增益的交叉頻率。小型化便攜式設(shè)備的電源設(shè)計(jì)必須適應(yīng)有限的物理空間是另一個(gè)趨勢(shì)。因此，小型陶瓷電容器日益普及使用，以取代笨重的電解電容的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的輸出濾波器。相對(duì)于對(duì)應(yīng)的電解電容器，一個(gè)陶瓷電容器具有小得多的等效串聯(lián)電阻(ESR)。結(jié)果，在增益環(huán)路中引入的近似零ESR被推到較高的工作頻率，以致II型補(bǔ)償可能不足以保持足夠穩(wěn)定的控制環(huán)。因?yàn)樾枰叩男?，快速的帶寬和緊湊的外形，從而III型補(bǔ)償在很多系統(tǒng)被選擇。盡管如此，III型補(bǔ)償器的無(wú)源器件如電阻和電容器都經(jīng)常在芯片外加入。雖然這可能給一些客戶(hù)提供更多的設(shè)計(jì)靈活性，但它也是另一個(gè)問(wèn)題：進(jìn)一步增加了電力轉(zhuǎn)換器的空間大小，因?yàn)橐褂贸^(guò)半打的無(wú)源元件。另一方面，芯上集成無(wú)源器件是昂貴的，因?yàn)樗鼈兊拇竺娣e需要在低頻率處產(chǎn)生零點(diǎn)。此外，一般并不使用高增益帶寬誤差放大器來(lái)驅(qū)動(dòng)補(bǔ)償器，因?yàn)樗目刂齐娐飞系暮艽蠊β省Ｒ虼?，需要一種新的頻率補(bǔ)償方法，可以產(chǎn)生所需的零點(diǎn)補(bǔ)償并允許片上集成但同時(shí)使用較小的面積和功耗。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：根據(jù)本發(fā)明的內(nèi)容，這里提出的頻率補(bǔ)償型開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)方法的關(guān)鍵是基于III型補(bǔ)償器的頻率響應(yīng)結(jié)構(gòu)包含一個(gè)低頻部分和一個(gè)高頻部分。前者像一個(gè)低通濾波器，具有類(lèi)似一個(gè)積分器的頻率響應(yīng)；而后者則像一個(gè)帶或不帶低頻增益的帶通濾波器。由于高低頻增益和低交叉頻率是低通濾波器工作情形，而相反的是帶通濾波器工作情形，這就將整個(gè)III型補(bǔ)償器的頻率響應(yīng)分成兩部分，它們分別執(zhí)行并組合在一起可以獲得電路設(shè)計(jì)的一定優(yōu)勢(shì)。提出的設(shè)計(jì)方法的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)來(lái)自頻率響應(yīng)兩個(gè)部分相結(jié)合的工作模式。一般最直接的方法是在單信號(hào)路徑中級(jí)聯(lián)兩個(gè)過(guò)濾器，如果假設(shè)從下一級(jí)過(guò)來(lái)的負(fù)載效應(yīng)可以忽略，這個(gè)方法將導(dǎo)致零點(diǎn)和極點(diǎn)位置的不變性。較好的一個(gè)方法是平行連接兩個(gè)過(guò)濾器，并利用PWM比較器本身存在的雙信號(hào)通路(PWM比較器的兩個(gè)輸入)來(lái)增加它們的相互作用。該P(yáng)WM比較器可以比較兩個(gè)輸入端的兩路信號(hào)，并為它們自動(dòng)提供求和功能(有一個(gè)輸入反相)。這種將兩路信號(hào)的傳遞函數(shù)求和導(dǎo)致零點(diǎn)移位的方法，在電路設(shè)計(jì)使用將帶來(lái)一些有益的結(jié)果，比如減少必需的無(wú)源元件總面積和減小有源電路的帶寬。因此，補(bǔ)償器性能的改進(jìn)依賴(lài)于低通濾波器和帶通濾波器的有效結(jié)合。并聯(lián)兩個(gè)濾波器的另一個(gè)潛在好處是，可以在其中一個(gè)過(guò)濾器幅度圖的負(fù)斜率漸近線(xiàn)相交其它濾波器零斜率漸近線(xiàn)的位置產(chǎn)生一個(gè)零點(diǎn)。由于是由兩個(gè)濾波器頻率響應(yīng)的相互作用產(chǎn)生這樣的零點(diǎn)，它并不需要通過(guò)使用無(wú)源元件的方法來(lái)生成，從而使用無(wú)源元件的芯片面積可進(jìn)一步減小。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，轉(zhuǎn)換器由一個(gè)功率級(jí)結(jié)構(gòu)(包括兩個(gè)或更多個(gè)功率半導(dǎo)體器件)，一個(gè)或多個(gè)電感器和一個(gè)或多個(gè)電容器組成，所述功率級(jí)提供的轉(zhuǎn)換器輸出決定于穩(wěn)壓電壓。一個(gè)或多個(gè)功率晶體管數(shù)字驅(qū)動(dòng)器通過(guò)開(kāi)啟和關(guān)閉功率半導(dǎo)體器件來(lái)控制功率級(jí)的占空比(D)。在電壓控制模式中，一個(gè)邏輯時(shí)鐘產(chǎn)生占空比信號(hào)來(lái)響應(yīng)從時(shí)鐘發(fā)生器產(chǎn)生的周期性時(shí)鐘信號(hào)，并復(fù)位從PWM比較器來(lái)的信號(hào)。在一個(gè)實(shí)施方案中，PWM比較器具有兩個(gè)輸入，一個(gè)是低通濾波器的輸出，而另一個(gè)是帶通濾波器輸出的求和與一個(gè)來(lái)自斜波發(fā)生器的斜坡信號(hào)，這后者往往是在相同的模塊上作為時(shí)鐘發(fā)生器實(shí)現(xiàn)的。PWM比較器可以比較它的兩個(gè)輸入并產(chǎn)生所述的復(fù)位信號(hào)。所述帶通濾波器的輸入是轉(zhuǎn)換器輸出電壓的一定比值(即功率級(jí)的輸出端)，而低通濾波器的輸入是轉(zhuǎn)換器輸出電壓和參考電壓的一定比值。在這種方式中，反饋環(huán)路是閉合的，而轉(zhuǎn)換器的輸出電壓是參考電壓的一個(gè)預(yù)定義比值。在上述的一個(gè)實(shí)施方案中，低通濾波器由一個(gè)跨導(dǎo)放大器驅(qū)動(dòng)芯片上的MOS電容器構(gòu)成。因此，低通濾波器也被稱(chēng)為經(jīng)典電力電子系統(tǒng)中的誤差放大器。所述帶通濾波器包括一個(gè)放大器，一個(gè)緩沖晶體管，PMOS電流鏡，第一電阻器，第二電阻器，第三電阻器和電容器。放大器的非反相輸入端接收轉(zhuǎn)換器一定比值的輸出電壓并驅(qū)動(dòng)緩沖晶體管的柵極。緩沖晶體管的漏極端耦合到PMOS電流鏡的輸入端，并且其源極端被耦合到第一電阻器。所述第一電阻器的另一個(gè)端耦合到地面。第二電阻器被耦合到緩沖晶體管的源極端和放大器的反相輸入端之間。第三電阻連接在放大器的反相輸入端和所述電容器的一個(gè)端之間，而電容器的另一端耦合到地面。PMOS電流鏡的輸出是帶通濾波器的輸出端并給出對(duì)應(yīng)的電流輸出，而不是輸出電壓。在上述的另一實(shí)施方案中，采用相同的電路拓?fù)洌说谒碾娮杵鬟B接在放大器的反相輸入端和地面之間。這個(gè)電阻與所述的第二電阻器，當(dāng)需要時(shí)可以提供帶通濾波器一定比值的直流增益。在具體的轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中，如果考慮下面的具體實(shí)施方式和附圖說(shuō)明后，本
發(fā)明內(nèi)容會(huì)得到更好的理解。附圖說(shuō)明為了更清楚地說(shuō)明本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案，下面將對(duì)實(shí)施例中所需要使用的附圖作簡(jiǎn)單地介紹，顯而易見(jiàn)地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實(shí)施例，對(duì)于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來(lái)講，在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。圖1III型補(bǔ)償型電壓模降壓式轉(zhuǎn)換器示意圖圖2圖1的III型補(bǔ)償型轉(zhuǎn)換器的波特圖圖3圖1的III型補(bǔ)償型開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的放大器與負(fù)載的模型圖以及其開(kāi)環(huán)增益與頻率的關(guān)系曲線(xiàn)圖4根據(jù)本發(fā)明實(shí)例的一個(gè)準(zhǔn)III型補(bǔ)償電壓模式降壓轉(zhuǎn)換器示意圖圖5根據(jù)發(fā)明實(shí)例的一個(gè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的關(guān)鍵穩(wěn)態(tài)波形圖圖6根據(jù)本發(fā)明實(shí)例的一個(gè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的小信號(hào)模型框圖圖7根據(jù)本發(fā)明實(shí)例的一個(gè)模擬和解析表達(dá)式頻率響應(yīng)對(duì)比圖圖8根據(jù)本發(fā)明實(shí)例的一個(gè)補(bǔ)償器的波特圖圖9一個(gè)常規(guī)III型補(bǔ)償型轉(zhuǎn)換器和根據(jù)本發(fā)明實(shí)例的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)化器模擬負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)對(duì)比圖圖10根據(jù)本發(fā)明實(shí)例的一個(gè)低通濾波器示意圖圖11根據(jù)本發(fā)明實(shí)例的一個(gè)帶通濾波器示意圖圖12根據(jù)本發(fā)明實(shí)例的另一個(gè)帶通濾波器示意圖具體實(shí)施方式為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，以下結(jié)合附圖及實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實(shí)施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。下面的實(shí)例進(jìn)一步說(shuō)明本發(fā)明如何實(shí)現(xiàn)。圖1使用降壓轉(zhuǎn)換器作為例子示出III型補(bǔ)償型轉(zhuǎn)換器的簡(jiǎn)單理論。由于降壓轉(zhuǎn)換器的L-C輸出濾波器出現(xiàn)一個(gè)復(fù)極點(diǎn)，導(dǎo)致復(fù)極點(diǎn)頻率fLCo的相位滯后急劇增大。如果積分型補(bǔ)償器(I型)被使用，環(huán)路增益交叉頻率必須限制在fLCo的十分之一以確保有足夠的相位容限。III型補(bǔ)償器常被用來(lái)延長(zhǎng)交叉頻率和提高環(huán)路增益的相位容限，這產(chǎn)生了兩個(gè)零點(diǎn)以保證相位提升和抵消復(fù)極點(diǎn)的相位滯后。通過(guò)這種方式，交叉頻率可以延長(zhǎng)超出fLCo(但仍限于開(kāi)關(guān)頻率在大約20％的魯棒性系統(tǒng))。圖2表示III型補(bǔ)償器的頻率響應(yīng)，從中可以看出兩個(gè)零點(diǎn)和兩個(gè)高頻極點(diǎn)由三對(duì)電阻和一個(gè)電容來(lái)產(chǎn)生。它們這些點(diǎn)的位置由下式給出：ωz1=1R2C2---(1(a))]]>ωz2=1(R1+R3)C3---(1(b))]]>ωp1=1R2(C1||C2)---(1(c))]]>ωp2=1R3C3---(1(d))]]>這里f和ω分別是頻率Hz和角頻率。前者采用的是波特圖，便于參考開(kāi)關(guān)頻率，而后者則是用方程式直接表達(dá)成s域傳遞函數(shù)。除了式1(c)與1(d)所示的兩極點(diǎn)，實(shí)際上有一個(gè)非常低的頻率主導(dǎo)極點(diǎn)ωp0，其位置的高度依賴(lài)于誤差放大器的直流增益。接下來(lái)討論集成整個(gè)補(bǔ)償器到芯片上應(yīng)該考慮的幾個(gè)方面。首先，可以估計(jì)一下無(wú)源元件的尺寸。應(yīng)當(dāng)注意的是：R3遠(yuǎn)小于R1，C1遠(yuǎn)小于C2，因?yàn)镽3和C1被用于產(chǎn)生高頻極點(diǎn)。對(duì)于功率級(jí)具有4.7pH電感和4.7uF輸出電容，運(yùn)行在lMHz的開(kāi)關(guān)頻率(fs)時(shí)ESR為40mΩ，那么fLCo和fesr應(yīng)該分別在設(shè)置在大約34kHz和850kHz處。在不同的參考文獻(xiàn)中有不同的方法放置這兩個(gè)零點(diǎn)，但實(shí)際上可以作一個(gè)粗略的估算，就像Intersil公司在線(xiàn)文檔所建議的：如果fz1被放置在0.5*fLCo,而fz2被放置在fLCo，那么R1，R2，C3，C2就可以以被分別設(shè)置為100千歐，100千歐，48PF，和96pF，這些信息可以在http://www.intersil.com/data/tb/tb417.pdf上找到。這些設(shè)計(jì)的元件數(shù)值可以在芯片上實(shí)施，然而占用的面積將很大。同時(shí)，這兩個(gè)極點(diǎn)通常放在fesr處和0.5fs處，以抵消ESR為零導(dǎo)致的增益幅度減少效應(yīng)，并進(jìn)一步衰減了為了降低系統(tǒng)噪聲靈敏度而來(lái)的在開(kāi)關(guān)頻率處的補(bǔ)償增益。在小ESR電容器設(shè)計(jì)中，ESR為零點(diǎn)的狀況是處在高頻的。結(jié)果的R3(或Cl)非常小，在大的器件數(shù)值(R1，R2，C2，C3)和小的器件數(shù)值(R3和Cl)之間的比值也是小的。如果對(duì)小的器件數(shù)值存在一個(gè)最小尺寸約束條件(假設(shè)不受片上寄生效應(yīng)的顯著影響)，那就可能需要將大數(shù)值器件進(jìn)一步增加以保持和小數(shù)值器件的最大比率。將無(wú)源器件集成到芯片上的另一個(gè)問(wèn)題是工藝偏差。因?yàn)殡娮栌孟嗤牟牧现瞥梢岳诟玫男阅芷ヅ?電容器也同類(lèi))，那么根據(jù)工藝角的原因零點(diǎn)和極點(diǎn)也將在出現(xiàn)工藝偏差的時(shí)候向相同的方向移動(dòng)。結(jié)果出現(xiàn)的最壞情況就是所有的零點(diǎn)和極點(diǎn)均將移動(dòng)到更高的頻率。這可能會(huì)大大降低III型補(bǔ)償?shù)玫降南辔惶嵘?。這樣一來(lái)，設(shè)計(jì)者只得使用比標(biāo)稱(chēng)值更大的無(wú)源元件以應(yīng)付最壞的情況出現(xiàn)。誤差放大器的增益帶寬要求是另一個(gè)問(wèn)題。補(bǔ)償器的增益在高頻率(即在fp2和fc_UGF之間)不能大于在同一頻率的誤差放大器的增益。否則，誤差放大器將通過(guò)將極點(diǎn)設(shè)置在較低頻率以限制補(bǔ)償器的高頻增益。fc_UGF取決于極點(diǎn)的實(shí)際放置位置和在高頻工作的補(bǔ)償器增益，它通常可以延伸到幾個(gè)兆赫茲。這意味著誤差放大器需要具有高增益頻帶寬度約為10兆赫，以避免推高補(bǔ)償器的極點(diǎn)。誤差放大器模型表示在圖3中，這個(gè)可以用來(lái)估算要達(dá)到這樣的增益帶寬所需功耗。這里，假定跨導(dǎo)放大器的輸出阻抗為Ro_ea。它表明：C1+C2形成的有效負(fù)載放到放大器上，導(dǎo)致在Gm/(C1+C2)上形成有效的單位增益頻率。要達(dá)到上面的帶寬要求和電容值，需要的Gm大約為2mS。假設(shè)在CMOS技術(shù)中有0.2V的過(guò)驅(qū)電壓，放大器輸入晶體管的偏置電流就大約是200微安。這個(gè)放大器模型也放入圖1的補(bǔ)償器結(jié)構(gòu)中。電路仿真工具Hspice仿真做的零點(diǎn)-極點(diǎn)模擬也證實(shí)：大約200微安的偏置電流是需要用來(lái)保持所需的極點(diǎn)位置的。因此，低負(fù)載電流條件下的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的功率效率可以由誤差放大器的偏置電流來(lái)限制。在本發(fā)明的實(shí)施例中，一種基于雙信號(hào)路徑到PWM比較器的改進(jìn)型頻率補(bǔ)償方法演示在圖4中，這個(gè)例子就是一個(gè)準(zhǔn)III型的補(bǔ)償電壓模降壓變換器。還有許多有意義的新可能性可以通過(guò)這種補(bǔ)償方法得到開(kāi)發(fā)。在討論它們之前，提出的補(bǔ)償方法的有效性還需要有一個(gè)等效的III型頻率響應(yīng)來(lái)證明。它的框圖如圖4所示，這里PWM比較器相當(dāng)于對(duì)兩個(gè)不同濾波器的一個(gè)求和電路，兩個(gè)不同濾波器如圖中的A(s)和B(s)所示。圖5示出一個(gè)轉(zhuǎn)換器的關(guān)鍵穩(wěn)態(tài)波形圖。A(s)是一個(gè)具有低交叉頻率的低通濾波器，Ac是一個(gè)很平的參考信號(hào)。另一方面，B(s)為一個(gè)帶通濾波器，在整個(gè)開(kāi)關(guān)頻率內(nèi)有很平坦的增益范圍。它的輸出就象是有適度擴(kuò)增紋波的開(kāi)關(guān)調(diào)節(jié)器的輸出(V0)。在圖5中，D和Ts分別是占空比和開(kāi)關(guān)周期。比例系數(shù)b由Rfb2/(Rfb1+Rfb2)給出。應(yīng)當(dāng)指出：一個(gè)反置的Vart_rmp在參考的Vc示出。否則，從圖5中可以發(fā)現(xiàn)：bB(s)V0的小波動(dòng)幅度將因?yàn)閂art_rmp的加入形成Vart_rmp后而覆蓋，對(duì)應(yīng)的控制方程可以為：vc＝bvoB(s)+maDTs(2)對(duì)方程(2)做擾動(dòng)的數(shù)學(xué)處理，并使用maTs＝Vm(其中：Vm是斜坡信號(hào)的幅度，如圖中4所示)條件，我們得當(dāng)下面的擾動(dòng)量：d^=1Vm(-bB(s)v^o+v^c)---(3)]]>方程(3)表明：圖6所示的一個(gè)小信號(hào)模型可以得到，呈負(fù)號(hào)的A(s)是由于縮小的V0被翻轉(zhuǎn)到A(s)上而產(chǎn)生的。圖6表明：PWM比較器實(shí)際上接受了控制電壓，并且電壓值是A(s)和B(s)的輸出總和。通過(guò)打破V0的回路而得到的新回路被稱(chēng)作TVO(s)，它可以表示為：Tvo(s)=bVmGvd(s)[A(s)+B(s)]---(4)]]>根據(jù)方程(4)：如果[A(s)+B(s)]有兩個(gè)零點(diǎn)和三個(gè)極點(diǎn)作為常規(guī)的III型補(bǔ)償器，那么提出的結(jié)構(gòu)應(yīng)可以證明含有III型補(bǔ)償器的頻率反應(yīng)。為了得到它們的低通特性及帶通特性，A(s)和B(s)可分別表示為：A(s)=Gea1+sωpoB(s)=Gbpf(1+sωzbpf)(1+sωp1)(1+sωp2)---(5(a)-(b))]]>因此，可以推斷新型的“補(bǔ)償器”C(s)-[A(s)+B(s)]會(huì)與III型補(bǔ)償器的頻率響應(yīng)相同。圖7的結(jié)果證實(shí)：除了在極高頻率所產(chǎn)生的相位反應(yīng)外，上述的解析表達(dá)式與模擬仿真兩者得到的頻率響應(yīng)非常匹配。所以，以上提出的模型非常符合設(shè)計(jì)目的。此時(shí)，提出的補(bǔ)償器頻率反應(yīng)C(s)可以被進(jìn)一步分析以方便設(shè)計(jì)應(yīng)用。帶通過(guò)濾器Gbpf的DC增益可以作為一個(gè)設(shè)計(jì)變量，在具體實(shí)施中，將它設(shè)置為一個(gè)單位，那么C(s)可以表示為：C(s)=Gea1+sωpo+1+sωzbpf(1+sωp1)(1+sωp2)---(6)]]>由此可看出：極點(diǎn)可以保持在Wp0，Wp1和Wp2。但零點(diǎn)卻隨著C(s)分子的變化而變化，Num[C(s)]可以寫(xiě)為：Num[C(s)]=Gea(1+sωp1)(1+sωp2)+(1+sωpo)(1+sωzbpf)≈Gea{1+s[(1ωp1+1ωp2)+1Gea(1ωp0+1ωzbpf)]+s2[1ωp1ωp2+1Gea1ωp0ωzbpf]}---(7)]]>假設(shè)Gea>>1，再進(jìn)一步假設(shè)GeaWp0<Wzbpf<Wp1<<Wp2，那么(7)可以簡(jiǎn)化為：Num[C(s)]≈Gea{1+s[1Geaωp0]+s2[1Geaωp0ωzbpf]}---(8)]]>結(jié)果，C(s)的零點(diǎn)可以表示為：ωzc(s)≈-121Geaωp0ωzbpf{-1Geaωp0±(1Geaωp0)2-41Geaωp0ωzbpf}=ωzbpf2(1±α)---(9)]]>這里的a可以看作是兩個(gè)零點(diǎn)的分隔，從而：α=1-4Geaωp0ωzbpf---(10)]]>咋一看上去方程(10)好象并不能很直觀的找到C(s)的零點(diǎn)所在，那可以先看一下a是0和a是1的極端情況：當(dāng)a＝0(例如4GeaΩp0＝Wzbpf)時(shí)，C(s)的兩個(gè)零點(diǎn)都處于Wzbpf/2.當(dāng)a＝1(例如4GeaΩp0<<Wzbpf)時(shí)，一個(gè)零點(diǎn)(Wz2_c(s))處于Wzbpf，而另一個(gè)零點(diǎn)(Wz1_c(s))處于：ωz1_c(s)=limωzbpf→∞ωzbpf2(1-1-4Geaωp0ωzbpf)=Geaωp0---(11)]]>這樣兩個(gè)零點(diǎn)構(gòu)成了一個(gè)有趣的現(xiàn)象：當(dāng)帶通濾波器距離誤差放大器的增益帶寬較遠(yuǎn)時(shí)，C(s)的兩個(gè)零點(diǎn)便位于帶通過(guò)濾器和誤差放大器的增益帶寬上。而當(dāng)這兩個(gè)參數(shù)距離越近時(shí)，C(s)的兩個(gè)零點(diǎn)便相互吸引；當(dāng)兩個(gè)參數(shù)十分接近到4GeaWp0＝Wzbpf時(shí)，C(s)的兩個(gè)零點(diǎn)在Wzbpf/2處重合。這種“零點(diǎn)之間的相互吸引”在圖8中有所說(shuō)明。另一項(xiàng)關(guān)于C(s)零點(diǎn)的觀察即是：如果誤差放大器的增益帶寬高于帶通過(guò)濾器零點(diǎn)的四分之一，零點(diǎn)群便會(huì)產(chǎn)生。但是，這在設(shè)計(jì)中是不太提倡的。因此，需要對(duì)誤差放大器的增益帶寬設(shè)置上限。根據(jù)以上對(duì)C(s)零點(diǎn)的分析，一個(gè)有趣的結(jié)果可以應(yīng)用于提出的補(bǔ)償器設(shè)計(jì)中。首先，第一個(gè)零點(diǎn)是通過(guò)增加兩個(gè)信號(hào)路徑而產(chǎn)生的，而不是通過(guò)一對(duì)電阻器和電容器保持時(shí)間常量而產(chǎn)生的。如果我們運(yùn)用一個(gè)只靠電容負(fù)載的互導(dǎo)放大器，它的增益帶寬(Gm/C)將大致決定C(s)的第一個(gè)零點(diǎn)。因此，靠一個(gè)很大的單片電阻器來(lái)產(chǎn)生第一個(gè)零點(diǎn)是不可能的。并且提出的補(bǔ)償器中的誤差放大器所要求的增益帶寬只是L-C極點(diǎn)頻率的一個(gè)很小部分，大約比常規(guī)第三型補(bǔ)償器的增益帶寬小兩個(gè)數(shù)量級(jí)，結(jié)果會(huì)將大量的能量保持在同一個(gè)電容負(fù)載中導(dǎo)致很大功耗。第二，如果第二個(gè)零點(diǎn)被吸引到比Wzbpf還低的頻率，所以那些用來(lái)產(chǎn)生Wzbpf的無(wú)源元件的尺寸可以縮小。如果設(shè)定C(s)的第二個(gè)零點(diǎn)比第一個(gè)零點(diǎn)高出K2倍，那么：ωz2_c(s)Kzωz1_c(s)(12)把(12)和(10)代入(9)，經(jīng)運(yùn)算將得到：ωzbpf=ωz2_c(s)(1+1/Kz)andGeaωp0=ωz1_c(s)[1-1/(Kz+1)]---(13(a)-(b))]]>因此，用以激發(fā)第二個(gè)零點(diǎn)的時(shí)間常量(例如無(wú)源器件的尺寸)減少了1/(Kz+1)*100％。同時(shí)，盡管(13(b))顯示出第一個(gè)零點(diǎn)移動(dòng)到了頻率高于GeaWp0的位置，但這對(duì)于功率消耗是非常有利的，因?yàn)镚eaWp0是由Gm/C產(chǎn)生的而不是1/(RC)。第三，在具體設(shè)計(jì)中，如果通過(guò)Gm/C產(chǎn)生第一個(gè)零點(diǎn)，通過(guò)1/(RC)產(chǎn)生第二個(gè)零點(diǎn)。Gm/C進(jìn)一步采用一些設(shè)計(jì)技術(shù)而固定于一些精確的數(shù)值比如Gm/C常量偏置，這樣較高的1/(RC)會(huì)將第二個(gè)極點(diǎn)移動(dòng)到較高頻率，但同時(shí)會(huì)將第一個(gè)零點(diǎn)移動(dòng)到較低的頻率，那么由1/(RC)工藝偏差而導(dǎo)致的相位容差將會(huì)減少。這樣工藝偏差的效應(yīng)將被減小，從而導(dǎo)致更魯棒性的設(shè)計(jì)。這種零點(diǎn)的運(yùn)動(dòng)不同于常規(guī)第三型補(bǔ)償器(假設(shè)所有的電阻器和電容器都是單片的)，并且是可能被進(jìn)一步開(kāi)發(fā)利用的。最后，除了對(duì)比頻率響應(yīng)外，我們也使用Matlab模仿器對(duì)發(fā)明的補(bǔ)償器與常規(guī)第三型補(bǔ)償器的瞬態(tài)響應(yīng)進(jìn)行了仿真，結(jié)果之比較放在圖9中。圖中的結(jié)果表明：兩種補(bǔ)償器具有相似的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。圖10表示了一個(gè)負(fù)載為電容量(Cc)的電流反射鏡誤差放大器設(shè)計(jì)。該結(jié)構(gòu)的最終增益帶寬是gm1/Cc，其中g(shù)m1是不同輸入對(duì)的互導(dǎo)。正如前面已經(jīng)提到的，提出的補(bǔ)償器中的誤差放大器所要求的增益帶寬比常規(guī)第三型補(bǔ)償器的增益帶寬小了2-3個(gè)數(shù)量級(jí)。在相同的電容負(fù)載條件下，功率消耗(Gm)也能減少同樣多的數(shù)量級(jí)。正如前面提到的，C2是常規(guī)第三型補(bǔ)償器的主要負(fù)載量。通過(guò)簡(jiǎn)單比較便可得知：Cc大約是100pF。Gm1是常規(guī)第三型放大器的2.9Ua/V倍到1/690之間，并且所需要的偏置電流僅有200nA。因此，提出的誤差放大器的增益帶寬大約為4.6kHz。要保持Cc達(dá)到100pF仍是很大的芯片面積消耗。所以，它是以MOS電容形式設(shè)計(jì)的，在強(qiáng)反型狀態(tài)連接NMOS電容器的源極，漏極和體終端。在某些設(shè)計(jì)中，MOS電容單元電容比聚合物電容器要大5倍。所以，Cc只占常規(guī)第三型補(bǔ)償器電容C2面積的20％。這個(gè)方法在提出的補(bǔ)償器設(shè)計(jì)中是很靈活的，因?yàn)檎`差放大器的輸出很穩(wěn)定并且它的DC值是由Vart_rmp和縮小的Vo的加和決定的，這在圖表5有所展示。因此，斜坡信號(hào)的最小電壓就能確保應(yīng)用于MOS電容的觸發(fā)電壓高于臨界電壓。相反地，在常規(guī)第三型補(bǔ)償器中，由于誤差放大器寬的動(dòng)態(tài)范圍和輸出的快速移動(dòng)特性，線(xiàn)性的聚合物電容器必須使用以保證C2的數(shù)值。與L-C極點(diǎn)頻率相比，因?yàn)榈谝粋€(gè)零點(diǎn)所處的頻率很低，所以第二個(gè)零點(diǎn)所處的位置可以遠(yuǎn)高于L_C極點(diǎn)頻率以減少帶通濾器無(wú)源器件的尺寸而同時(shí)保持環(huán)路增益的相位容限。另外，提出的準(zhǔn)第三型結(jié)構(gòu)的采用也將fzbpf推到了更高的頻率，最終，fzbpf將被選定在132kHz，環(huán)路增益的波特圖已經(jīng)在圖7中表示。fp1接近fesr以保證高于環(huán)路增益交叉頻率的優(yōu)質(zhì)增益容限，fp2的位置倒可以非常任意地放置。圖11顯示：提出的帶通過(guò)濾器和加法器(如圖4所示)是以電壓-電流變換器形式存在的。放大器M1，Rbpf1，Rbpf2和Cbpf構(gòu)成了帶通濾波器，而放大器M1和Rv2i組成了電壓-電流變換器。在具體實(shí)施中，放大器和M1可以進(jìn)行再利用，而濾波器和加法器聯(lián)合在一起來(lái)可以節(jié)省功耗。這樣，在整個(gè)結(jié)果中僅僅使用了26uA的電流。濾波器接受來(lái)自Vfb的輸入，它的輸出是Vbpo；而PMOS電流反射鏡復(fù)制了濾波器的輸出信號(hào)并添加了另外的斜坡電流。M1就像是一個(gè)跟隨濾波環(huán)路的單一增益源，在Vbpo上產(chǎn)生一個(gè)低阻抗。因此，過(guò)濾器的轉(zhuǎn)移函數(shù)可以表示為：B(s)=VbpoVfb=1+s(Rbpf1+Rbpf2)Cbpf(1+1GbpA)s(Rbpf2Cbpf+1GbpAωobpA+(Rbpf1+Rbpf2)CbpfGbpA)+s2(Rbpf1+Rbpf2)CbpfGbpAωobpA---(14)]]>放大器(GbpA和WvbpA)的DC增益和3-dB帶寬的算法為：GbpA＝GmampRoampandωbpA＝RoampCcbpf(15(a)-(b))可以證明：如果GbpARbpf2/(Rbpf1+Rbpf2)>>1，那么方程(14)可以近似為：B(s)≈1+s(Rbpf1+Rbqf2)Cbpf(1+sRbpf2Cbpf)(1+s1GbpAωbpARbpf1+Rbpf2Rbpf2)---(16)]]>因此，對(duì)于整個(gè)系統(tǒng)而言，Wzbpf，Wp1，Wp2可以表示為：ωbpf=1(Rbpf1+Rbpf2)Cbpf,ωp1=1Rbpf2Cbpf,andωp2=GbpAωobpARbpf2Rbpf1+Rbpf2---(17)]]>(17)式說(shuō)明：在提出的帶通濾波器中，無(wú)源元件設(shè)置零點(diǎn)和第一極點(diǎn)頻率，而第二極點(diǎn)由放大器的增益帶寬和電阻比值(也是零點(diǎn)和第一極點(diǎn)頻率的比例)所決定。既然放大器只能驅(qū)動(dòng)小型源極跟隨器M1的觸發(fā)，甚至只要4uA的偏置電流fp2就能高達(dá)數(shù)十兆赫茲。如此高的fp2在典型的第三型補(bǔ)償器的設(shè)計(jì)中是很少能實(shí)現(xiàn)的，但這個(gè)設(shè)計(jì)并不太多地影響其噪音靈敏性，因?yàn)橥ㄟ^(guò)fzbpf和fp1的選擇，提出的帶通濾波器的通帶增益被設(shè)置在15dB的中間值。另一方面，一個(gè)高的fp2有助于高頻信號(hào)的快速設(shè)定。具體的實(shí)施例子中最終選擇的Rbpf1，Rbpf2，Cbpf和Ccbpf分別是100千歐，20千歐，10pF和70fF。與常規(guī)第三型補(bǔ)償器的R1和C3值相比較，這個(gè)設(shè)計(jì)大致節(jié)約了大約75％的電容面積。圖12展示了帶通濾波器的又一個(gè)具體實(shí)施例子，當(dāng)DC增益大于一個(gè)單位時(shí)，將會(huì)是非常有好處的，因?yàn)镽bpf1和Rbpf3的比例構(gòu)成了帶通濾波器的DC增益。以上提到的發(fā)明具體實(shí)施方式給出許多具體的理論推導(dǎo)和解釋?zhuān)顷P(guān)于這個(gè)發(fā)明應(yīng)提出一些說(shuō)明和修正。比如，雖然上文所提到的低通過(guò)濾器只有一個(gè)極點(diǎn)，但零點(diǎn)和/或極點(diǎn)的合并是有可能的。類(lèi)似的修正還有帶通濾器的零點(diǎn)和極點(diǎn)的數(shù)量和位置也有可能給出所需要的頻率反應(yīng)。另外，PWM比較器的雙信號(hào)路徑是比較典型的情況，PWM比較器也是有可能兼容更多輸入端的。當(dāng)前第1頁(yè)1 2 3