全橋模塊化多電平變換器子模塊電壓控制方法
【專利摘要】一種全橋MMC子模塊電壓控制方法，包括步驟：A.預(yù)設(shè)全橋MMC直流電壓給定值和無功功率給定值；B.測量直流電壓udc和各相交流電壓ua和電流ia，從所述ua中獲取電壓幅值us和相位；對ia和相位進(jìn)行派克變換得到idg和iqg；C.設(shè)置權(quán)重系數(shù)aij，將Σaij(udci-udcj)值與相加后減去udc，然后經(jīng)過外環(huán)比例積分環(huán)節(jié)后的輸出減去idg，其差值經(jīng)內(nèi)環(huán)比例積分環(huán)節(jié)后與us/n相加，得到udgi，其中udci和udcj分別為n個(gè)子模塊中第i和第j子模塊的直流電容電壓；D.測量的無功功率，與無功功率之差經(jīng)過外環(huán)比例積分環(huán)節(jié)后的輸出減去iqg，其差值經(jīng)內(nèi)環(huán)比例積分環(huán)節(jié)，得到uqgi；E.對udgi和uqgi進(jìn)行派克反變換獲得第i子模塊的控制量uagi，并依此控制該子模塊的四個(gè)開關(guān)。
【專利說明】全橋模塊化多電平變換器子模塊電壓控制方法

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及電力電子設(shè)備領(lǐng)域，特別涉及一種電力電子設(shè)備中各功率開關(guān)器件的 控制技術(shù)。

【背景技術(shù)】
[0002] 隨著電力電子技術(shù)的迅速發(fā)展，單個(gè)功率開關(guān)器件的耐壓和功率等級都得到了大 幅提高，各種大功率開關(guān)器件的應(yīng)用也日益廣泛。但在許多高壓大功率應(yīng)用領(lǐng)域，傳統(tǒng)的兩 電平、三電平電壓源型變換器拓?fù)湟褵o法滿足更高電壓和功率等級的要求。在功率開關(guān)器 件沒有本質(zhì)突破的前提下，多電平變換器無疑是解決高壓大功率變換的最好選擇。為了在 提升電力電子裝置容量的同時(shí)改善其性能，人們對大功率多電平變換器的電路拓?fù)浜涂刂?技術(shù)進(jìn)行了研究。
[0003] 模塊化多電平變換器（Modular Multilevel Converter, MMC)，由于具有公共的直 流母線，MMC可實(shí)現(xiàn)在逆變或整流工況下運(yùn)行，應(yīng)用領(lǐng)域很廣。MMC子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有多種， 其中最常見的為全橋單元和全橋單元并聯(lián)直流電容結(jié)構(gòu)。當(dāng)子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為全橋單元并 聯(lián)直流電容結(jié)構(gòu)時(shí)，每個(gè)子模塊輸出為〇和正電平。全橋MMC每相由上、下2個(gè)橋臂構(gòu)成， 每橋臂含η個(gè)子模塊，即每相由η個(gè)子模塊構(gòu)成，MMC輸出相電壓為4n-l個(gè)電平，且可以實(shí) 現(xiàn)四象限運(yùn)行。每個(gè)橋臂的子模塊可以進(jìn)行獨(dú)立的有選擇的控制，從而每個(gè)橋臂可以等效 為一個(gè)可控電壓源，通過調(diào)節(jié)每個(gè)橋臂電壓的變化率，就可以在輸出端得到所需正弦電壓， 波形較好，子模塊數(shù)量越多，輸出電壓波形越好，但成本也增加。
[0004] 由于全橋MMC中每相的每個(gè)橋臂子模塊眾多，而各子模塊開關(guān)動作可能不一致， 導(dǎo)致子模塊直流電容電壓不均衡，這樣致使全橋MMC輸出電壓波形畸變量增大，影響全橋 MMC輸出電壓波形的質(zhì)量，偏差嚴(yán)重的話將損壞子模塊。
[0005] 此外，電網(wǎng)發(fā)生不對稱故障時(shí)，更加引起直流電容電壓畸變，影響整個(gè)裝置的安全 運(yùn)行水平。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0006] 鑒于此，本發(fā)明的目的在于避免全橋MMC中各子模塊開關(guān)動作不一致時(shí)引發(fā)的全 橋MMC輸出電壓波形畸變量增大的問題，提高全橋MMC輸出電壓波形的質(zhì)量。
[0007] 為了實(shí)現(xiàn)此目的，本發(fā)明采取的技術(shù)方案為如下。
[0008] -種全橋模塊化多電平變換器子模塊電壓控制方法，包括以下步驟：A.預(yù)設(shè)直流 電壓給定值〃1和無功功率給定值g ; B.測量直流電壓Ud。和每相交流電壓Ua和電流ia，從 所述U a中獲取電壓幅值\和相位；對ia和相位進(jìn)行派克變換得到&和iqg ;C.設(shè)置權(quán)重系 數(shù)aij，將Saij(Udcd-U tkj)值與?4相加后減去Ud。，然后經(jīng)過外環(huán)比例積分環(huán)節(jié)后的輸出減去 idg，其差值經(jīng)內(nèi)環(huán)比例積分環(huán)節(jié)后與us/n相加得到Udgi，其中u dc;i和分別為η個(gè)子模塊 中第i和第j子模塊的直流電容電壓；D.測量的無功功率，與(?與無功功率之差經(jīng)過外環(huán) 比例積分環(huán)節(jié)后的輸出減去iqg，其差值經(jīng)內(nèi)環(huán)比例積分環(huán)節(jié)，得到Uqgi ;E.對Udgi和Uqgi進(jìn) 行派克反變換獲得第i子模塊的控制量Uagi，以控制量Uagi控制所述子模塊四個(gè)開關(guān)，所述 四個(gè)開關(guān)組成兩個(gè)橋臂，各橋臂的兩個(gè)開關(guān)互相反鎖，2組橋臂之間的信號相反。
[0009]其中，所述權(quán)重系數(shù) au = (Udci-Udcj) / Σ (Udci-Udcj)。
[0010] 或者以各子模塊直流電容電壓能量差異之和最小為目標(biāo)：
[0011] Σ ^aij (Udei-Udcj)，
[0012] 約束條件為：- w,,.r/) S 0_ U/:;,.，
[0013] ua+ub+uc = 0,
[0014] 確定最優(yōu)值對應(yīng)的ay為權(quán)重系數(shù)。
[0015] 其中，所述內(nèi)環(huán)比例積分環(huán)節(jié)的參數(shù)為：1〈比例系數(shù)<10,0. 1〈積分系數(shù)〈1。所述 外環(huán)比例積分環(huán)節(jié)的參數(shù)為：〇. 2〈比例系數(shù)〈1,0. Ol〈積分系數(shù)〈0. 1。
[0016] 另一方面，當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生不對稱故障時(shí)，進(jìn)一步包括：
[0017] 對每相的交流電壓進(jìn)行α β坐標(biāo)變換，得到對應(yīng)的α β分量，通過比例積分反饋 控制及雙重積分的反饋控制，得到第一組分量；同時(shí)將該分量與系數(shù)q相乘，得到第二組分 量；由這2組分量計(jì)算出α β的正負(fù)序分量，對子模塊進(jìn)行正負(fù)序分量分別控制；
[0018] 其中q表達(dá)式如下：
[0019] q = Q〇+Qc2cos (2 ω t) +Qs2Sin (2 ω t)
[0020] Qtl為電網(wǎng)的基波無功分量，〇。2、Qs2為無功的二次分量，ω為角頻率。
[0021] 通過采用本發(fā)明的全橋MMC子模塊電壓控制方法，能夠使得各子模塊開關(guān)動作一 致，由此提高了全橋MMC輸出電壓波形的質(zhì)量。同時(shí)，全橋MMC子模塊直流電容電壓的平衡， 延長了子模塊的使用壽命。因此，不僅提高了整體全橋MMC裝置的性能，而且提高了整體全 橋MMC裝置的安全運(yùn)行水平。
[0022] 另一方面，通過采用本發(fā)明的全橋MMC子模塊電壓控制方法，能夠在電網(wǎng)發(fā)生不 對稱故障時(shí)，避免引起直流電容電壓的畸變，進(jìn)而提高整個(gè)裝置的安全運(yùn)行水平。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0023] 圖1是本發(fā)明實(shí)施方式全橋MMC裝置的電路示意圖。
[0024] 圖2是本發(fā)明實(shí)施方式全橋MMC子模塊電壓控制的示意圖。
[0025] 圖3是本發(fā)明另一實(shí)施方式全橋MMC子模塊電壓控制的示意圖。
[0026] 圖4是本發(fā)明實(shí)施方式的全橋MMC裝置的輸出電壓波形圖。

【具體實(shí)施方式】
[0027] 下面結(jié)合附圖，對本發(fā)明作詳細(xì)說明。
[0028] 以下公開詳細(xì)的示范實(shí)施例。然而，此處公開的具體結(jié)構(gòu)和功能細(xì)節(jié)僅僅是出于 描述示范實(shí)施例的目的。
[0029] 然而，應(yīng)該理解，本發(fā)明不局限于公開的具體示范實(shí)施例，而是覆蓋落入本公開范 圍內(nèi)的所有修改、等同物和替換物。在對全部附圖的描述中，相同的附圖標(biāo)記表示相同的元 件。
[0030] 同時(shí)應(yīng)該理解，如在此所用的術(shù)語"和/或"包括一個(gè)或多個(gè)相關(guān)的列出項(xiàng)的任意 和所有組合。另外應(yīng)該理解，當(dāng)部件或單元被稱為"連接"或"耦接"到另一部件或單元時(shí)， 它可以直接連接或耦接到其他部件或單元，或者也可以存在中間部件或單元。此外，用來描 述部件或單元之間關(guān)系的其他詞語應(yīng)該按照相同的方式理解（例如，"之間"對"直接之間"、 "相鄰"對"直接相鄰"等）。
[0031] 如圖1所示，本發(fā)明所述的全橋MMC由3相組成，每相包含上下2個(gè)橋臂，每個(gè)橋臂 由η個(gè)子模塊和一個(gè)控制器組成，每個(gè)子模塊由4個(gè)全控開關(guān)器件及反并聯(lián)二極管構(gòu)成的H 橋組成；所述子模塊的直流母線正極與對應(yīng)的子模塊直流電容的正極相連，所述子模塊的 直流母線負(fù)極與對應(yīng)的子模塊直流電容的負(fù)極相連，所述子模塊的輸出端兩兩相串連，MMC 上橋臂的最上層子模塊的上面一端與MMC直流母線相連，MMC上橋臂的最下層子模塊的下 面一端與濾波電感相連，濾波電感的另一端與MMC該相交流輸出端相連；所述子模塊的控 制端與控制器對應(yīng)的信號控制端相連，所述MMC的交流輸出端與所述的控制器對應(yīng)的交流 電壓信號輸入端相連。
[0032] 因此，本發(fā)明的全橋MMC子模塊電壓控制方法包括以下步驟：
[0033] Α.預(yù)設(shè)直流電壓給定值4和無功功率給定值ρ;，所述給定值根據(jù)系統(tǒng)要求確 定；
[0034] Β.測量直流電壓ud。和每相交流電壓113和電流ia，從所述U a中獲取電壓幅值113和 相位；對ia和相位進(jìn)行派克變換得到i dg和iqg ;
[0035] C.設(shè)置權(quán)重系數(shù)Bij,所述權(quán)重系數(shù)(KaJl,將Saij(Udei-U dej)值與（相加后減去 Ud。，然后經(jīng)過外環(huán)比例積分環(huán)節(jié)后的輸出減去idg，其差值經(jīng)內(nèi)環(huán)比例積分環(huán)節(jié)后與u s/n相 加得到Udgi，其中Utki和Udcu.分別為η個(gè)子模塊中第i和第j子模塊的直流電容電壓；
[0036] D.測量的無功功率，與(?、,之差經(jīng)過外環(huán)比例積分環(huán)節(jié)后的輸出與iqg做比較，其差 值經(jīng)內(nèi)環(huán)比例積分環(huán)節(jié)，得到U qgi ;
[0037] E.對Udgi和Uqgi進(jìn)行派克反變換獲得第i子模塊的控制量Uagi，并依此控制該子模 塊的四個(gè)開關(guān)。具體而言，全橋子模塊由4個(gè)開關(guān)T n、Ti2、Ti3、Ti4分成2組橋臂組成，每組 橋臂包含上下2個(gè)開關(guān)，即T n、Ti3組成一組橋臂，Ti2、Ti4組成一組橋臂；同組的2個(gè)開關(guān)的 控制信號互相反鎖，即T n、Ti3互鎖，Ti2、Ti4互鎖，上橋臂開關(guān)開通時(shí)下橋臂開關(guān)閉鎖，下橋 臂開關(guān)開通時(shí)上橋臂開關(guān)閉鎖；2組橋臂之間的信號互相相反，即T il和Ti4信號相同，Ti3和 Ti2信號相同；因此，1個(gè)子模塊控制量Uagi可以控制全橋4開關(guān)，Til和Ti4導(dǎo)通時(shí)，子模塊 輸出正電平，T i3和Ti2導(dǎo)通時(shí)，輸出負(fù)電平。
[0038] 通過對各子模塊直流電容電壓差進(jìn)行動態(tài)感知，有效抑制了子模塊直流電容電壓 的動態(tài)差異。因此使得各子模塊開關(guān)動作一致，由此提高了全橋MMC輸出電壓波形的質(zhì)量。
[0039] 作為本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，確定權(quán)重系數(shù)為Bij = (Udcd-Utkj) / Σ (Utki-Utkj)，這樣能 夠具體化各個(gè)子模塊的差異，因此進(jìn)一步提高了輸出電壓波形的質(zhì)量。
[0040] 作為本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施例，確定權(quán)重系數(shù)的方法為：
[0041] 以各子模塊直流電容電壓能量差異之和最小為目標(biāo)：
[0042] Σ ^aij (Udci-Udcj)，
[0043] 約束條件為：一?）5Ξ 0.1"；；.，
[0044] ua+ub+uc = 0,
[0045] 確定最優(yōu)值對應(yīng)的Bij為權(quán)重系數(shù)。
[0046] 確定最優(yōu)值的方法可以是常用的各種優(yōu)化方法，本領(lǐng)域內(nèi)技術(shù)人員一般都能熟知 目標(biāo)確定后的優(yōu)化途徑。
[0047] 該實(shí)施方式中，采取子模塊直流電容電壓能量差異之和最小為目標(biāo)，能夠使開關(guān) 器件運(yùn)行在最佳狀態(tài)。
[0048] 作為本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式，所述內(nèi)環(huán)比例積分環(huán)節(jié)的參數(shù)為：1〈比例系數(shù)〈10， 〇. 1〈積分系數(shù)〈1 ;而所述外環(huán)比例積分環(huán)節(jié)的參數(shù)為：〇. 2〈比例系數(shù)<1，0. 01〈積分系數(shù) 〈0· 1。
[0049] 另外，為了在電網(wǎng)發(fā)生不對稱故障時(shí)，避免引起直流電容電壓的畸變，進(jìn)而提高整 個(gè)裝置的安全運(yùn)行水平，本發(fā)明的另一實(shí)施方式中，當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生不對稱故障時(shí)，進(jìn)一步包 括：
[0050] 對每相的交流電壓進(jìn)行α β坐標(biāo)變換，得到對應(yīng)的α β分量，通過比例積分反饋 控制及雙重積分的反饋控制，得到第一組分量；同時(shí)將該分量與系數(shù)q相乘，得到第二組分 量；由這2組分量計(jì)算出α β的正負(fù)序分量，對子模塊進(jìn)行正負(fù)序分量分別控制；
[0051] 其中q表達(dá)式如下：
[0052] q = Q〇+Qc2cos (2 ω t) +Qs2Sin (2 ω t)
[0053] Pp Qtl為分別為電網(wǎng)的基波有功、無功分量，Qe2、Qs2為無功的二次分量。具體表示 為：

【權(quán)利要求】
1. 一種全橋模塊化多電平變換器子模塊電壓控制方法，包括以下步驟： A. 預(yù)設(shè)直流電壓給定值和無功功率給定值(? ; B. 測量直流電壓ud。和每相交流電壓Ua和電流ia，從所述Ua中獲取電壓幅值U s和相 位；對ia和相位進(jìn)行派克變換得到idg和iqg; C. 設(shè)置權(quán)重系數(shù)Bij,將Saij(Udei-Udej)值與乂相加后減去u d。,然后經(jīng)過外環(huán)比例積分 環(huán)節(jié)后的輸出減去idg，其差值經(jīng)內(nèi)環(huán)比例積分環(huán)節(jié)后與us/n相加得到Udgi，其中U tki和Utkj 分別為η個(gè)子模塊中第i和第j子模塊的直流電容電壓； D. 測量的無功功率，與g與無功功率之差經(jīng)過外環(huán)比例積分環(huán)節(jié)后的輸出減去iqg，其 差值經(jīng)內(nèi)環(huán)比例積分環(huán)節(jié)，得到U qgi ; E. 對Udgi和Uqgi進(jìn)行派克反變換獲得第i子模塊的控制量Uagi，以控制量U agi控制所述 子模塊四個(gè)開關(guān)，所述四個(gè)開關(guān)組成兩個(gè)橋臂，各橋臂的兩個(gè)開關(guān)互相反鎖，2組橋臂之間 的信號相反。
2. 權(quán)利要求1中所述的全橋模塊化多電平變換器子模塊電壓控制方法，其特征在于， 所述權(quán)重系數(shù) a。= (Utki-Udej) / Σ (Udcd-Udcj)。
3. 權(quán)利要求1中所述的全橋模塊化多電平變換器子模塊電壓控制方法，其特征在于， 以各子模塊直流電容電壓能量差異之和最小為目標(biāo)： Zminaij(Udci_Udcj)， 約束條件為：（",Λ, - 1"二， Ua+Ufa+Uc = 〇, 確定最優(yōu)值對應(yīng)的為權(quán)重系數(shù)。
4. 權(quán)利要求1中所述的全橋模塊化多電平變換器子模塊電壓控制方法，其特征在于， 所述內(nèi)環(huán)比例積分環(huán)節(jié)的參數(shù)為：1〈比例系數(shù)〈1〇,〇. 1〈積分系數(shù)〈1。
5. 權(quán)利要求1中所述的全橋模塊化多電平變換器子模塊電壓控制方法，其特征在于， 所述外環(huán)比例積分環(huán)節(jié)的參數(shù)為：〇. 2〈比例系數(shù)<1，0. 01〈積分系數(shù)〈0. 1。
6. 權(quán)利要求1中所述的全橋模塊化多電平變換器子模塊電壓控制方法，其特征在于， 當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生不對稱故障時(shí)，進(jìn)一步包括： 對每相的交流電壓進(jìn)行α β坐標(biāo)變換，得到對應(yīng)的α β分量，通過比例積分反饋控制 及雙重積分的反饋控制，得到第一組分量；同時(shí)將該分量與系數(shù)q相乘，得到第二組分量； 由這2組分量計(jì)算出α β的正負(fù)序分量，對子模塊進(jìn)行正負(fù)序分量分別控制； 其中q表達(dá)式如下： q = Q〇+Qc2cos (2 ω t) +Qs2Sin (2 ω t)， Qtl為電網(wǎng)的基波無功分量，QmQs2為無功的二次分量，ω為角頻率。
【文檔編號】H02M7/49GK104393780SQ201410696316
【公開日】2015年3月4日 申請日期:2014年11月26日 優(yōu)先權(quán)日:2014年11月26日
【發(fā)明者】李云昭, 徐永海 申請人:華北電力大學(xué)