一種同步整流驅(qū)動電路的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種同步整流驅(qū)動電路，包括并聯(lián)連接在電源端的四個MOS管，MOS管a和b接電源，四個MOS管接變壓器初級，變壓器的次級同名端接一同步整流管a再串接一輸出濾波電感與變壓器次級中心抽頭并聯(lián)一組輸出濾波電容和負(fù)載，或變壓器次級中心抽頭串接一輸出濾波電感后與同步整流管a并聯(lián)輸出濾波電容和負(fù)載；變壓器的次級非同名端與同步整流管a和輸出濾波電感之間的節(jié)點接一同步整流管b；變壓器的次級非同名端與同步整流管a之間并聯(lián)連接有源極電壓調(diào)理電路；所述同步整流管b與有源極電壓調(diào)理電路之間并聯(lián)連接有智能同步整流控制芯片IR1167。該組合電路提高了同步整流驅(qū)動的穩(wěn)定性，避免由于寄生振蕩導(dǎo)致的同步整流管誤動作。
【專利說明】—種同步整流驅(qū)動電路【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明涉及開關(guān)電源領(lǐng)域，特別涉及開關(guān)電源中的同步整流驅(qū)動電路。
【背景技術(shù)】
[0002]在輸入高壓、輸出低壓大電流場合中，普遍采用如圖1所示的全波整流電路，在一個半周內(nèi)電流流過整流二極管120 (或121)，而在另一個半周內(nèi)電流流經(jīng)另一個整流二極管121(或120)。相對于橋式整流電路而言，全波整流電路節(jié)省了一半的整流器件，整流回路也少了一次管壓降，因此廣泛應(yīng)用于輸出低壓的場合，由于單個二極管導(dǎo)流能力有限，輸出整流二極管120和121 —般由多個二極管并聯(lián)。但由于整流二極管的導(dǎo)通壓降較高，快恢復(fù)二極管(FRD)或超快恢復(fù)二極管(SRD)可達(dá)1.0~1.2V，即使是低壓降的肖特基二極管(SBD)，也會產(chǎn)生大約0.6V的壓降，這就使得輸出整流電路損耗增大，電源效率降低，在低壓大電流場合這種損耗體現(xiàn)的尤為明顯。而采用同步整流技術(shù)的變換器，則可極大降低輸出大電流時的整流損耗。
[0003]同步整流技術(shù)是用通態(tài)阻抗極低的電力MOSFET來取代傳統(tǒng)整流二極管以降低整流損耗，采用同 步整流技術(shù)的全波整流如圖2所示，其中122和123是同步整流M0SFET，大電流時其導(dǎo)通壓降與二極管相比要低的多，如型號為FQP140N03L的M0SFET，導(dǎo)通阻抗只有
3.8πιΩ，輸出電流為20Α時的導(dǎo)通壓降為76mV，因此采用低壓電力MOSFET作為整流器件可極大提高低壓大電流變換器的輸出效率。
[0004]同步整流管的驅(qū)動方式大體也分為兩種，一種是使用耦合器件把原邊切換信息傳到副邊來控制同步整流管開關(guān)，通常利用兩個電流傳感器，兩個高速比較器和兩個大電流、低延時的驅(qū)動器，這就增加了變換器的復(fù)雜程度，成本較高，另外耦合器件的延時使得同步整流響應(yīng)慢，且較多的器件降低了控制電路可靠性。
[0005]比較之下，另一種不依賴原邊驅(qū)動信號的副邊同步整流方式更受歡迎。副邊同步整流的基本方法是模擬肖特基二極管的工作方式，即在反向電壓下關(guān)斷，在正向電壓下接通。圖3是移相全橋變換器工作時序波形圖，用以說明圖2中不依賴于原邊驅(qū)動信號的同步整流管al22和123的工作時序。&時刻前MOS管101、102開通，MOS管100和103關(guān)斷，原邊電流由輸入的正端經(jīng)MOS管101、變壓器110、M0S管102流回輸入負(fù)端，變壓器副邊感應(yīng)電壓為下正上負(fù)，同步整流管al22的體二極管反偏截止，漏源電壓Vds為高電平，同步整流管bl23的體二極管正偏導(dǎo)通，電流流過體二極管，同步整流管bl23的源極電壓高于漏極電壓，即Vds成為一個負(fù)值。h時刻MOS管102關(guān)斷100導(dǎo)通，變壓器原邊均為母線電壓，變壓器副邊感應(yīng)電壓消失，同步整流管al22與bl23的體二極管不承受正偏電壓。t2時刻MOS管103開通101關(guān)斷，原邊電流由輸入的正端經(jīng)MOS管100、變壓器110、M0S管103流回輸入負(fù)端，變壓器副邊感應(yīng)電壓為上正下負(fù)，同步整流管bl23的體二極管反偏截止，漏源電壓Vds為高電平，122的體二極管正偏導(dǎo)通。t3時刻100關(guān)斷102導(dǎo)通，變壓器原邊均為零電壓，變壓器副邊感應(yīng)電壓消失，同步整流管al22與bl23的體二極管不承受正偏電壓。后續(xù)工作時序與此類似，這里不再贅述。[0006]ti時刻前MOS管101、102開通，MOS管100和103關(guān)斷，原邊電流由輸入的正端經(jīng)MOS管101、變壓器110、M0S管102流回輸入負(fù)端，變壓器副邊感應(yīng)電壓為下正上負(fù)，同步整流管al22的體二極管反偏截止，漏源電壓Vds為高電平，同步整流管bl23的體二極管正偏導(dǎo)通，電流流過體二極管，同步整流管bl23的源極電壓高于漏極電壓，即Vds成為一個負(fù)值。h時刻MOS管102關(guān)斷100導(dǎo)通，變壓器原邊均為母線電壓，變壓器副邊感應(yīng)電壓消失，同步整流管al22與123的體二極管不承受正偏電壓。t2時刻MOS管103開通101關(guān)斷，原邊電流由輸入的正端經(jīng)MOS管100、變壓器110、M0S管103流回輸入負(fù)端，變壓器副邊感應(yīng)電壓為上正下負(fù)，同步整流管bl23的體二極管反偏截止，漏源電壓Vds為高電平，同步整流管al22的體二極管正偏導(dǎo)通。t3時刻MOS管100關(guān)斷102導(dǎo)通，變壓器原邊均為零電壓，變壓器副邊感應(yīng)電壓消失，同步整流管al22與bl23的體二極管不承受正偏電壓。
[0007]智能同步整流技術(shù)正是基于上述工作原理控制整流開關(guān)管工作的，它通檢測整流開關(guān)管的漏源電壓，與兩個電平閾值(vTH1和vTH2)比較,如圖4,當(dāng)|vDS|>|vTH2|時開通開關(guān)管，當(dāng)lvDS|〈|vTH1|時關(guān)斷開關(guān)管。開關(guān)管導(dǎo)通后源極到漏極電壓會下降到RDSm*iD，而且此時變壓器漏感和初級開關(guān)管輸出電容之間會產(chǎn)生寄生震蕩，導(dǎo)致整流開關(guān)管上有電壓振鈴而會令vDS電平下降到|vTH1|，可能導(dǎo)致誤關(guān)斷。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0008]本發(fā)明的目的在于提供一種用于副邊同步整流管的智能同步整流驅(qū)動電路，所要解決的技術(shù)問題是通過增加簡單模擬電路提高同步整流驅(qū)動的穩(wěn)定性，避免由于寄生振蕩導(dǎo)致的同步整流管誤動作。
[0009]本發(fā)明的目的及解決其技術(shù)問題是采用以下技術(shù)方案來實現(xiàn)的。
[0010]一種同步整流驅(qū)動電路，包括并聯(lián)連接在電源端的四個MOS管a、M0S管b、M0S管c、MOS 管 d,
[0011 ] 所述MOS管a和MOS管b的漏端、MOS管c和MOS管d的源端接電源，所述MOS管a的源端和MOS管c的漏端接變壓器初級的同名端，所述MOS管b的源端和MOS管d的漏端接變壓器初級的非同名端；
[0012]所述變壓器的次級同名端接一同步整流管a，同步整流管a串接一輸出濾波電感后與變壓器次級中心抽頭并聯(lián)一組輸出濾波電容和負(fù)載；或者變壓器次級中心抽頭串接一輸出濾波電感，同步整流管a與輸出濾波電感并聯(lián)一組輸出濾波電容和負(fù)載；
[0013]所述變壓器的次級非同名端與同步整流管a和輸出濾波電感之間的節(jié)點接一同步整流管b ；
[0014]所述變壓器的次級非同名端與同步整流管a之間并聯(lián)連接有源極電壓調(diào)理電路；所述同步整流管b與有源極電壓調(diào)理電路之間并聯(lián)連接有智能同步整流控制芯片IR1167。
[0015]進(jìn)一步地，所述變壓器的次級同名端接一同步整流管a，同步整流管a的源端接變壓器的次級同名端，漏端分別接源極電壓調(diào)理電路、同步整流管b和輸出濾波電感。
[0016]進(jìn)一步地，所述同步整流管b的源端接變壓器的次級非同名端，漏端分別接智能同步整流控制芯片IR1167和同步整流管a與輸出濾波電感之間的節(jié)點；柵端接智能同步整流控制芯片IR1167。
[0017]進(jìn)一步地，所述源極電壓調(diào)理電路由一個RC濾波電路和一個高阻值電壓調(diào)理電阻組成，所述RC濾波電路由電容和電阻并聯(lián)組成。
[0018]進(jìn)一步地，所述并聯(lián)連接的電容和電阻一端與同步整流管b的源端相接，另一端分別接高阻值電壓調(diào)理電阻至同步整流管a的漏端與輸出濾波電感之間的節(jié)點和智能同步整流控制芯片IR1167。
[0019]由上述技術(shù)方案可知，本發(fā)明具有以下有益效果:
[0020]依據(jù)本發(fā)明所采用的全波整流裝置和智能同步整流控制器的檢測原理，為消除開通和關(guān)斷瞬間的誤動作，在MOSFET源極檢測端串接源極濾波電路對采樣電平進(jìn)行濾波，以減小同步整流管導(dǎo)通時寄生振蕩導(dǎo)致的電平波動。
[0021]所述的源極濾波電路為阻容器件，由電容和電阻并聯(lián)組成，所述阻容并聯(lián)電路一端連接所述源極電壓，另一端連接智能同步整流驅(qū)動芯片的源極電平檢測端，通過調(diào)節(jié)電阻和電容值，調(diào)節(jié)對源極電平振蕩的濾波效果。
[0022]為進(jìn)一步消除同步整流管(如al22)開通后，另一側(cè)同步整流管(如bl23)關(guān)斷瞬間產(chǎn)生的電壓振蕩引起的誤關(guān)斷，所述智能同步整流控制器的源極電平檢測端通過一高阻值電阻連接到另一側(cè)同步整流管(如bl23)的漏極，另一側(cè)同步整流管(如bl23)關(guān)斷時Vds可通過高阻值電阻向所述源極濾波電路中的電容器充電，抬高智能同步整流控制器源極檢測端的電平，提高另一側(cè)同步整流管(如bl23)關(guān)斷瞬間智能同步整流控制器抗干擾性。
[0023]本發(fā)明采用在同步整流驅(qū)動控制器IR1167源極電壓檢測端與同步整流管源極之間增加源極電壓調(diào)理電路，當(dāng)另一側(cè)同步整流管關(guān)斷時產(chǎn)生寄生振蕩傳遞到當(dāng)前同步整流管源極時，經(jīng)過源極電壓調(diào)理電路中RC濾波電路可消除整流管源極電平的高頻振蕩，同時連接到另一側(cè)同步整流管漏極的高阻值電阻可抬高智能同步整流控制器源極電平檢測端電壓，增加智能同步整流控制器的抗干擾能力，從而避免由于寄生振蕩導(dǎo)致的誤動作。
[0024]本發(fā)明所采用的IR1167智能驅(qū)動控制方式結(jié)合增加的源極電壓調(diào)理電路，將其可用于移相全橋變換器副邊的低壓大電流全波同步整流電路中，也可以用于其它拓?fù)渥儞Q器的全波同步整流場合，用于提高變換器整流效率。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0025]圖1是非同步整流的全橋變換器全波整流電路示意圖；
[0026]圖2是同步整流的全橋變換器全波整流電路示意圖；
[0027]圖3是全橋變換器同步整流工作時序示意圖；
[0028]圖4是智能同步整流控制器檢測閾值示意圖；
[0029]圖5是移相全橋變換器副邊同步整流驅(qū)動電路不意圖；
[0030]圖6是源極電壓調(diào)理電路在全橋變換器同步整流控制電路中應(yīng)用示意圖；
[0031]圖7是移相全橋變換器副邊同步整流驅(qū)動電路另一種實施方式示意圖；
[0032]圖8是源極電壓調(diào)理電路組成示意圖；
[0033]圖9-A是沒有源極電壓調(diào)理電路的同步整流驅(qū)動信號及對應(yīng)VDS(以同步整流管al22為例)波形圖；
[0034]圖9_B是兩路同步整流管驅(qū)動/[目號波形圖；
[0035]圖1O-A是有源極電壓調(diào)理電路的同步整流驅(qū)動信號及Vds (以同步整流管al22為例)波形圖；[0036]圖1O-B是兩路同步整流管驅(qū)動信號波形圖。
[0037]主要組件符號說明:
[0038]100、MOS 管 a ;101、MOS 管 b ;102、MOS 管 c ;103、MOS 管 d ；110 ?變壓器；120、121?整流二極管；122?同步整流管a、123?同步整流管b ；130?輸出濾波電感；140?輸出濾波電容；150?負(fù)載；160?源極電壓調(diào)理電路；161、163?電阻；162?電容；Vi?輸入電壓；Np?變壓器原邊繞組；Nsl?變壓器副邊繞組I ;Ns2?變壓器副邊繞組2 ；Vo?輸出電壓;VG-100、VG_101、Vg-撤、VG_103?全橋功率MOS管的驅(qū)動信號；VDS_122、VDS_123?同步整流管122、123兩端漏源電壓；Ve_122、VG_123?同步整流管122、123的柵極驅(qū)動信號s ;RDSm?同步整流管的導(dǎo)通阻抗；ID?同步整流管的通流電流；VD?智能同步整流驅(qū)動芯片漏極電平檢測端；VS?智能同步整流驅(qū)動芯片源極電平檢測端；PWM?同步整流管驅(qū)動。
【具體實施方式】
[0039]在以下的【具體實施方式】中，將以本發(fā)明在實際應(yīng)用波形來詳細(xì)說明，為使發(fā)明主題更突出，以下將不再具體描述變壓器(110)前端為技術(shù)人員所熟知的移相全橋電路工作原理。
[0040]圖5所示，本發(fā)明在移相全橋變換器副邊同步整流驅(qū)動電路示意圖。
[0041]該同步整流驅(qū)動電路，包括并聯(lián)連接在電源端的四個全橋功率MOS管，包括MOS管al00、M0S 管 b 101、MOS 管 c 102、MOS 管 dl03，其中，MOS 管 alOO 和 MOS 管 blOl 的漏端、MOS管c 102和MOS管dl03的源端接電源，MOS管alOO的源端和MOS管cl02的漏端接變壓器初級的同名端，MOS管blOl的源端和MOS管dl03的漏端接變壓器初級的非同名端；所述變壓器的次級同名端接一同步整流管al22，同步整流管al22串接一輸出濾波電感130后與變壓器次級中心抽頭并聯(lián)一組輸出濾波電容140和負(fù)載150 ;變壓器的次級同名端接一同步整流管al22，同步整流管al22串接一輸出濾波電感130后與變壓器次級中心抽頭并聯(lián)一組輸出濾波電容140和負(fù)載150 ;變壓器的次級非同名端與同步整流管al22和輸出濾波電感130之間的節(jié)點接一同步整流管bl23 ;變壓器的次級非同名端與同步整流管al22之間并聯(lián)連接有源極電壓調(diào)理電路160 ;所述同步整流管bl23與有源極電壓調(diào)理電路160之間并聯(lián)連接有智能同步整流控制芯片IR1167170。
[0042]如圖6所示，同步整流管al22的源端接變壓器的次級同名端，漏端分別接源極電壓調(diào)理電路160、同步整流管bl23和輸出濾波電感130。同步整流管bl23的源端接變壓器的次級非同名端，漏端分別接智能同步整流控制芯片IR1167170和同步整流管al22與輸出濾波電感130之間的節(jié)點；柵端接智能同步整流控制芯片IR1167170。
[0043]如圖7所示，該電路的另外一種接法是，變壓器的次級同名端接一同步整流管al22，變壓器次級中心抽頭串接一輸出濾波電感130，同步整流管al22與輸出濾波電感130并聯(lián)一組輸出濾波電容140和負(fù)載150。
[0044]如圖8所示，源極電壓調(diào)理電路160由一個RC濾波電路和一個高阻值電壓調(diào)理電阻161組成，所述RC濾波電路由電容162和電阻163并聯(lián)組成。見圖6、圖7所示，并聯(lián)連接的電容162和電阻163—端與同步整流管bl23的源端相接，另一端分別接高阻值電壓調(diào)理電阻161至同步整流管al22的漏端與輸出濾波電感130之間的節(jié)點，和智能同步整流控制芯片 IR1167170。[0045]本發(fā)明的同步整流管的漏極電壓直接連至智能驅(qū)動控制芯片的漏極電壓檢測端，同步整流管源極電壓及另一側(cè)同步整流管漏極電壓經(jīng)源極電壓調(diào)理電路后輸出至智能驅(qū)動控制芯片的源極電壓檢測端。智能同步整流驅(qū)動芯片根據(jù)同步整流管漏極和源極檢測端電壓來控制副邊同步整流管的關(guān)斷和開通，下面將詳細(xì)介紹其工作原理。
[0046]智能同步整流驅(qū)動芯片170選用IR1167，芯片通過檢測整流開關(guān)管的漏源電壓，與3個內(nèi)部閾值電平VTH1、VTH2和Vth3比較，選擇合適時機，讓同步整流管開通和關(guān)斷，如圖4所示，當(dāng)|VDS|>|VTH2|時開通開關(guān)管，當(dāng)|VDS|〈|VTH1|時關(guān)斷開關(guān)管，當(dāng)|VDS|>|VTH3|時復(fù)位。由于智能整流技術(shù)檢測的是次級開關(guān)管兩端電壓，完全不依賴初級控制信號，可工作于定頻和變頻兩種模式，應(yīng)用靈活。
[0047]開關(guān)管導(dǎo)通后源極到漏極電壓下降到Rlism.ID，此時變壓器漏感和開關(guān)管寄生電容之間會產(chǎn)生寄生震蕩，導(dǎo)致整流開關(guān)管上有電壓振鈴而會令Vds電平下降到Vthi導(dǎo)致誤關(guān)斷，因此芯片內(nèi)部采用專用邏輯電路(MOI^Ptblank)防止抖動引起的誤動作。MOT用于設(shè)定最小導(dǎo)通時間，防止導(dǎo)通時的寄生震蕩導(dǎo)致的誤關(guān)斷，而消隱時間tblank用于防止整流管關(guān)斷后振蕩導(dǎo)致的誤開通。MOT和tblank在一個開關(guān)周期內(nèi)都只出現(xiàn)一次，當(dāng)Vds達(dá)到VTH3(tblank結(jié)束)后芯片復(fù)位，為下一個開關(guān)周期做好準(zhǔn)備。
[0048]由于諧振全橋拓?fù)浯嬖谥C振過程和占空比丟失，而在此過程中次級同步整流管處于同時導(dǎo)通狀態(tài),如圖3中，t3時刻同步整流管bl23已經(jīng)開通，而另一側(cè)同步整流管al22在t4時刻才關(guān)斷，即在t3~t4時段諧振全橋次級同步整流管al22與bl23同時導(dǎo)通續(xù)流。 [0049]在t3時刻，同步整流管bl23的Vds由一個很高的正電平變?yōu)樨?fù)電平，體二極管由反向截止變?yōu)檎驅(qū)ǎ糠掷m(xù)流電流由經(jīng)變壓器Nsl繞組流過同步整流管al22的體二極管，由于電路寄生參數(shù)產(chǎn)生在同步整流管al22上的電壓振鈴會導(dǎo)致智能同步整流驅(qū)動芯片誤動作而提前關(guān)斷同步整流管al22，而h時刻同步整流管al22導(dǎo)通時IR1167內(nèi)部可編程的MOT (Minimum on time)時間最大僅為3us,在IOOkHz的開關(guān)頻率應(yīng)用場合，t3時刻均在4us以上，也就是說該款智能同步整流驅(qū)動芯片內(nèi)置的MOT保護(hù)邏輯對于t3時刻同步整流管al22的誤關(guān)斷已無能為力。
[0050]由此便有了圖5中所示的源極電壓調(diào)理電路160，該電路由一個RC濾波電路(由電容162和電阻163并聯(lián)組成)和一個高阻值電壓調(diào)理電阻161組成，如圖6所示。電容162和電阻163并聯(lián)組成RC濾波電路，一端連到同步整流管的源極，另一端連到智能同步整流驅(qū)動芯片的源極電平檢測端，用來減小同步整流管源極電平振蕩對智能同步整流驅(qū)動芯片的影響。另外，為避免另一側(cè)同步整流管在t3時刻開通時產(chǎn)生的振蕩導(dǎo)致智能同步整流驅(qū)動芯片誤關(guān)斷同步整流管，在智能同步整流驅(qū)動芯片源極電平檢測端與另一側(cè)同步整流管的漏極之間接一個高阻值的源極電平調(diào)理電阻161，該電阻與電阻163又組成分壓網(wǎng)絡(luò)，該分壓網(wǎng)絡(luò)使得另一側(cè)同步整流管的Vds在本側(cè)智能同步整流驅(qū)動芯片的源極電平檢測端產(chǎn)生一個電壓分量，該電壓分量與本側(cè)同步整流管的Vds疊加，使得t3時刻智能同步整流驅(qū)動芯片所檢測到的Vds要遠(yuǎn)大于它的關(guān)斷閾值Vthi，調(diào)節(jié)電阻161與電阻163的阻值可調(diào)節(jié)該疊加分量。電容162在這里分另與電阻161和163構(gòu)成低通濾波器的作用，同時它還有一定的儲能作用。由于電容162的存在，使得t3時刻另一側(cè)同步整流管兩側(cè)Vds消失時該疊加分量不會馬上消失，確保t3時刻另一側(cè)同步整流管開通瞬間，本側(cè)智能同步整流驅(qū)動芯片不會受到干擾而誤動作。[0051]本發(fā)明的設(shè)計思路是:智能同步整流驅(qū)動芯片通過檢測同步整流管的Vds控制其導(dǎo)通與關(guān)斷，同步整流管bl23開通后，只需保持-Vds大于Vthi就可維持同步整流管bl23的開通狀態(tài)，即保持同步整流管bl23源極⑶電壓與漏極⑶電壓之差大于VTH1?？紤]到同步整流管al22的Vds與t3時刻同步整流管bl23驅(qū)動的時序位關(guān)系，將同步整流管al22的Vds經(jīng)電阻161、電容162及電阻163組成的分壓低通濾波網(wǎng)絡(luò)連至智能同步整流驅(qū)動芯片的源極電平檢測端，同步整流管bl23的源極(S)也經(jīng)電容162、電阻163組成的濾波網(wǎng)絡(luò)連到智能同步整流控制芯片的源極電平檢測端，如圖8所示(以同步整流管bl23為例)。
[0052]本發(fā)明應(yīng)用在一臺輸出電壓為13.6V，輸出功率2kW的電源模塊輸出側(cè)同步整流電路中，圖9-A是未加源極電壓調(diào)理電路的同步整流驅(qū)動信號及VDS(以同步整流管al22為例)，圖9-B是兩路同步整流管驅(qū)動信號，可見兩路同步整流管(122和123)的導(dǎo)通時間沒有重疊，本案中輸出滿載電流達(dá)到147A，實測滿載效率為88%，損耗達(dá)到240W。圖1O-A是有源極電壓調(diào)理電路的同步整流驅(qū)動信號及VDS(以同步整流管al22為例)，圖1O-B是兩路同步整流管驅(qū)動信號，此時兩路同步整流管(同步整流管al22和同步整流管bl23)的導(dǎo)通時間是有重疊的，同樣的負(fù)載條件下測得滿載效率達(dá)到93%以上，損耗減小了 100W以上，具有很好的經(jīng)濟效益。
[0053]本方案是通過檢測整流開關(guān)管的漏源電壓，選擇合適時機，讓同步整流開關(guān)管開通和關(guān)斷，簡化了它激式同步整流電路，提高了同步整流的整流效率，可以方便地應(yīng)用在正激變換器、反激變換器、半橋變換器、全橋變換器和諧振變換器中代替二極管整流，具有很好的推廣性。
[0054]以上所述僅為本發(fā)明的一種實施方式，不是全部或唯一的實施方式，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員通過閱讀本發(fā)明說明書而對本發(fā)明技術(shù)方案采取的任何等效的變換，均為本發(fā)明的權(quán)利要求所涵蓋。
【權(quán)利要求】
1.一種同步整流驅(qū)動電路，包括并聯(lián)連接在電源端的四個MOS管a(100)、MOS管b (101)、MOS 管 c (102)、MOS 管 d (103)，其特征在于， 所述MOS管a (100)和MOS管b (101)的漏端、MOS管c (102)和MOS管d (103)的源端接電源，所述MOS管a(100)的源端和MOS管c(102)的漏端接變壓器初級的同名端，所述MOS管b(101)的源端和MOS管d(103)的漏端接變壓器初級的非同名端； 所述變壓器的次級同名端接一同步整流管a(122)，同步整流管a(122)串接一輸出濾波電感(130)后與變壓器次級中心抽頭并聯(lián)一組輸出濾波電容(140)和負(fù)載(150);或者變壓器次級中心抽頭串接一輸出濾波電感(130)，同步整流管a(122)與輸出濾波電感(130)并聯(lián)一組輸出濾波電容(140)和負(fù)載(150)； 所述變壓器的次級非同名端與同步整流管a(122)和輸出濾波電感(130)之間的節(jié)點接一同步整流管b (123)； 所述變壓器的次級非同名端與同步整流管a(122)之間并聯(lián)連接有源極電壓調(diào)理電路(160);所述同步整流管b (123)與有源極電壓調(diào)理電路(160)之間并聯(lián)連接有智能同步整流控制芯片IR1167(170)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種同步整流驅(qū)動電路，其特征在于，所述變壓器的次級同名端接一同步整流管a(122)，同步整流管a(122)的源端接變壓器的次級同名端，漏端分別接源極電壓調(diào)理電路(160)、同步整流管b (123)和輸出濾波電感(130)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種同步整流驅(qū)動電路，其特征在于，所述同步整流管b(123)的源端接變壓器的次級非同名端，漏端分別接智能同步整流控制芯片IR1167(170)和同步整流管a(122)與輸出濾波電感(130)之間的節(jié)點；柵端接智能同步整流控制芯片IR1167(170)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種同步整流驅(qū)動電路，其特征在于，所述源極電壓調(diào)理電路(160)由一個RC濾波電路和一個高阻值電壓調(diào)理電阻(161)組成，所述RC濾波電路由電容(162)和電阻(163)并聯(lián)組成。
5.根據(jù)權(quán)利要求1或4所述的一種同步整流驅(qū)動電路，其特征在于，所述并聯(lián)連接的電容(162)和電阻(163) —端與同步整流管b(123)的源端相接，另一端分別接高阻值電壓調(diào)理電阻(161)至同步整流管a(122)的漏端與輸出濾波電感(130)之間的節(jié)點和智能同步整流控制芯片IR1167(170)。
【文檔編號】H02M1/08GK103997223SQ201410209133
【公開日】2014年8月20日 申請日期:2014年5月16日 優(yōu)先權(quán)日:2014年5月16日
【發(fā)明者】呂劍, 代杰仕 申請人:西安唯電電氣技術(shù)有限公司