一種同步整流實現(xiàn)方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種同步整流實現(xiàn)方法，在整流二極管兩端并聯(lián)一同步整流管，檢測同步整流管和整流二極管的正向導通工作時長t1，減去一個短時間td，得到第二時長t2，并利用t2在至少下一個周期去控制同步整流管導通，如圖中17a所示，在同步整流管截止后，整流二極管完成圖中的17b這段的整流，對整機的效率影響不大。如此周而復始下去，不需要使用體積大的同步變壓器來隔離，且應用簡單：不同的開關電源拓撲，都可以使用，自動適應CCM、DCM下的同步整流，且不存在倒灌。
【專利說明】一種同步整流實現(xiàn)方法
【技術領域】
[0001]本發(fā)明涉及同步整流【技術領域】，特別涉及一種同步整流實現(xiàn)方法。
【背景技術】
[0002]工業(yè)與民用都經(jīng)常需要把各種電網(wǎng)交流電壓變成直流，而且大部份是隔離的直流電，隨著國家標準對各種用電器的工作效率的進一步要求，目前對用電器中的變換器(一般為開關電源)的變換效率要求越來越高。其它國家也非常重視，如美國的能源署就制訂了很多標準來規(guī)范開關電源的效率，其中80PLUS系列標準對電源的效率要求很高，金牌以上的電源必需使用同步整流(Synchronous rectifier)才能滿足效率要求。
[0003]高效率開關電源一般包括功率級、變壓器、同步整流電路以及同步整流控制電路。通常，功率級可以將輸入電壓變成交流電壓，交流電壓經(jīng)過變壓器變成副邊交流電壓，副邊交流電壓經(jīng)過同步整流電路轉換成期待的直流電壓加在負載上，期待的直流電壓一般叫輸出電壓，從而完成從輸入的直流電壓到輸出電壓的轉換，其中同步整流控制電路通過控制同步整流電路中的同步整流開關管的開通和關斷來實現(xiàn)同步整流，代替?zhèn)鹘y(tǒng)的整流二極管來實現(xiàn)整流。
[0004]同步整流技術是高效率開關電源中應用廣泛的技術，采用通態(tài)電阻極低的金屬氧化物半導體場效應晶體管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor,簡稱M0SFET，或MOS管)取代整流二極管，以降低整流損耗、提高開關電源的整機效率。
[0005]同步整流開關管工作在仿二極管模式，但其導通壓降比二極管要低，這樣來提高開關電源的整機效率。同步整流開關管簡稱為同步整流管，根據(jù)同步整流管在關斷前的瞬間，流過同步整流管的電流是否為零，可以將同步整流管所在開關電源的工作模式，分為連續(xù)模式(Continuous Current mode,簡稱 CCM)、斷續(xù)模式(Discontinuous Current mode,簡稱DCM)以及臨界模式(Critical Current mode,CrCM)。在CCM模式下，同步整流開關管關斷時電流不為零，而在DCM/CrCM模式下，同步整流開關管關斷時電感電流為零。在DCM模式下，可以消除輸出濾波環(huán)流，減小磁損和開關損耗，同時防止反灌電流，從而提高可靠性。
[0006]由于現(xiàn)代高速超大規(guī)模集成電路的尺寸不斷減小，功耗不斷降低，供電電源的電壓也隨之要求越來越低。很多領域的直流母線電壓由原來的48V降為24V，甚至降至12V。例如電腦主板中，CPU的工作電壓目前已低至1.0V左右，電流卻是近70A，這個工作電壓就是由12V的母線電壓經(jīng)BUCK電路降壓而來。在這個系統(tǒng)中，電壓要經(jīng)過三級變換，第一級，由輸入的市電經(jīng)過PFC電路(Power Factor Correction)變換為342V至380V左右的直流高壓，其目的提高開關電源的功率因數(shù)，減小輸入電流諧波；第二級，為主功率拓撲，目前常用半橋 LLC 電路(Series-Parallel Resonance Circuit)，實現(xiàn)從 380V 降至 12V 并實現(xiàn)電氣隔離；第三級，再由12V經(jīng)BUCK電路降至IV左右電壓。
[0007]由于是多級變換，為了實現(xiàn)系統(tǒng)的高效率，每一級的變換效率都要高，這就要求主功率級不能使用傳統(tǒng)的肖特基二極管(SBD)、快恢復開關二極管(FPD)等作為輸出整流管，其正向壓降約為0.4V-0.6V，甚至達IV，大電流時的通態(tài)功耗很大，在輸出電壓12V的主功率級變換器的損耗中，將占主要比重，這一級采用同步整流可以提高系統(tǒng)的變換效率?，F(xiàn)代高速集成電路的電源電壓，前文已描述過，已達IV左右，已降低到幾乎可以與SBD或FRD正向壓降可比的程度。所以必需采用三級變換，由第三級BUCK電路把12V降至IV左右的工作電壓。
[0008]綜上，同步整流在上述三級變換中至關重要。
[0009]同步整流的驅動方式有電壓型驅動和電流型驅動兩種。按照同步整流管的門極驅動電壓的來源，又可以分為自驅動(Self driven)和外驅動(Externally driven),外驅動又稱為控制驅動(Control driven)。組合起來就有多種同步整流方案，以下分別敘述:
[0010]1、外驅動同步整流
[0011]外驅動同步整流管的門極電壓需要從附加的外設驅動電路獲得。為了實現(xiàn)同步，驅動電路必需由變換器的主功率開關管的驅動信號來控制。如中國專利號為ZL200810092272.3的發(fā)明，就是通過71、72這兩個電容取代了原同步變壓器獲得驅動信號;
[0012]外驅動同步整流的缺點是驅動電路復雜，需要有檢測控制、定時邏輯、同步變壓器
坐寸ο
[0013]2、電壓型(或電流型)自驅動同步整流
[0014]檢測同步整流管所在的回路的某一電壓或電流，作為同步整流管的門極驅動電壓，稱為電壓型自驅動同步整流或電流型自驅動同步整流。
[0015]如中國專利號為ZL200810004176.9的發(fā)明，就是通過驅動繞組Na檢測同步整流管SR所在的回路電壓獲得驅動信號的；
[0016]如中國專利號為ZL200810131057.X的發(fā)明，就是通過電流互感器CT檢測同步整流管SR所在的回路電流獲得驅動信號的；
[0017]自驅動同步整流的主要缺點是:
[0018](I)不同的開關電源拓撲，需要用不同的驅動方式；
[0019](2)在一定的時間段，變壓器漏感引起的振蕩等，影響驅動電壓，降低效率；
[0020](3)驅動電路都存在延時，同步整流管SR也存在開啟延時，收到關斷信號時，到同步整流管SR關斷時，都存在延時，引起輸出電壓通過仍未及時關斷的同步整流管SR向變壓器繞組或電感反向供電，降低效率，俗稱反灌。特別是輕載時，在較小占空比時很嚴重，效率下降得甚至不如使用肖特基二極管的電路，在日益高頻化的開關電源中尤為明顯。
[0021]綜上，現(xiàn)有同步整流的實現(xiàn)方法在開關電源中的不足主要有:
[0022](I)需要用同步變壓器來隔離，體積大；
[0023](2)應用較復雜:不同的開關電源拓撲，需要用不同的驅動方式；
[0024](3)目前自動適應CCM、DCM下的同步整流的驅動方案難得一見，成本高；
[0025](4)在輕載時，效率下降嚴重，甚至不如使用肖特基二極管的電路。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0026]有鑒如此，本發(fā)明要解決現(xiàn)有同步整流電路存在的上述問題，提供一種同步整流實現(xiàn)方法，不需要體積較大的同步變壓器來隔離，同時應用簡單，不同的開關電源拓撲使用同一套電路，自動適應CCM、DCM工作模式，且在負載輕載時，效率不下降。[0027]本發(fā)明的目的是這樣實現(xiàn)的，一種同步整流實現(xiàn)方法，在整流二極管(Dl)兩端并聯(lián)一同步整流管(Ql)，應用于同步整流電路裝置，其特征是:
[0028]檢測當前周期(nT)中整流二極管(Dl)的正向導通工作時長，并記錄為第一時長(tl)，用第一時長(tl)減去一個短時間(td)，得到第二時長(t2)，在當前周期的下一個周期((n+l)T)中，同步整流管(Ql)開始導通和現(xiàn)有的整流二極管(Dl)的正向導通同步，同步整流管(Ql)的導通時長等于第二時長(t2);并不斷重復上述控制過程。
[0029]優(yōu)選地，短時間(td)大于同步整流管(Ql)的關斷延時時間；
[0030]優(yōu)選地，短時間(td)減去同步整流管(Ql)的關斷延時時間得到的值正比于第一時長(tl)；
[0031]一種同步整流裝置，在整流二極管(Dl)兩端并聯(lián)一同步整流管(Ql)，還包括一集成電路(ICl)，集成電路(ICl)采用上述的技術方案控制同步整流管(Ql)。
[0032]其工作原理在實施例詳述，本發(fā)明的同步整流實現(xiàn)方法的有益效果為:
[0033](I)不需要使用體積大的同步變壓器來隔離；
[0034](2)應用簡單:不同的開關電源拓撲，都可以用本明的方法來實現(xiàn)；
[0035](3)自動適應CCM、DCM下的同步整流；
[0036](4)在輕載時，效率不下降，甚至優(yōu)于使用肖特基二極管的電路。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0037]圖1為第一實施例的原理圖；
[0038]圖2為同步整流管Ql不參與工作，僅整流二極管Dl參與整流的工作波形；
[0039]圖3為采用本發(fā)明的實現(xiàn)方法后，本發(fā)明的工作波形；
[0040]圖4為第二實施例的原理圖；
【具體實施方式】
[0041]第一實施例
[0042]圖1示出了第一實施例的原理圖，在整流二極管Dl兩端并聯(lián)一同步整流管Q1，應用于同步整流電路裝置，還包括一集成電路IC1，集成電路ICl采用
【發(fā)明內(nèi)容】
中的技術方案控制同步整流管Q1。其連接關系為:整流二極管Dl的陽極連接同步整流管Ql的源極S，整流二極管Dl的陰極連接同步整流管Ql的漏極D，Ql為N溝道MOS管，同步整流管Ql的柵極G連接至集成電路ICl的第3腳，集成電路ICl的第3腳為其驅動腳，集成電路ICl的第I腳為ICl供電腳，可以連至同步整流電路的輸出電壓或輔助電源上，集成電路ICl的第2腳為ICl的檢測腳，連接至同步整流管Ql的漏極D ;集成電路ICl的第4腳為ICl的工作地，也是檢測腳的負輸入，連接至同步整流管Ql的源極。集成電路ICl可選用PIC16F675等這類單片機，燒入能實現(xiàn)本發(fā)明控制方法的程序后使用。
[0043]同步整流管Ql內(nèi)部的體二極管和整流二極管Dl是同方向并聯(lián)的，對于P溝道MOS管同樣要保證，內(nèi)部的體二極管和整流二極管Dl是同方向并聯(lián)的，當然，驅動的ICl也要作出調(diào)整。體二極管是MOS內(nèi)部的寄生二極管(Body Diode)，圖1中同步整流管Ql的符號沒有繪出。
[0044]在啟機時，同步整流管Ql由于沒有驅動信號，即集成電路ICl的第3腳輸出低電平，同步整流管Ql處于關閉狀態(tài)，檢測同步整流管Ql和整流二極管Dl的正向導通工作時長，并記錄為第一時長tl，此時記錄的第一時長tl即為當前工作周期中整流二極管Dl的正向導通工作時長。如圖2所示，Ql處于截止狀態(tài)，不影響檢測。圖2示出的是同步整流管Ql不參與工作，僅整流二極管Dl參與整流的工作波形，可見第一時長tl是個變量，在不同的工作周期中，隨著電路的占空比的變化，第一時長11是各不相同的。
[0045]圖2中，如圖中曲箭頭所指，線11、線12、線13、線14組成了整流二極管Dl完整的工作周期，無論開關電源的拓撲是什么，都會由這四個工作階段組成，線11表示整流二極管Dl承受反向電壓，這一段因不同的開關電源的拓撲，其形狀是各不相同，并不一定是直線，還會疊加因漏感、分布電容引起的高頻諧振，這并不影響圖2對原理的分析；線12表示反向電壓向正向導通轉換，對于反激變換器，就是主功率開關管關斷的過程，而對于正激變換器，是主功率開關管開啟并飽和導通的過程；線13表示整流二極管Dl的正向導通，圖2中示出了其正向壓降為0.5V左右，事實上，各種不同的整流二極管，其正向壓降在0.15V至3V之間；線14表示整流二極管Dl從正向導通向反向電壓轉換，對于反激變換器，就是主功率開關管開啟并飽和導通的過程，而對于正激變換器，是主功率開關管關斷的過程；
[0046]其中，整流二極管Dl的正向導通工作時長tl就是對應線13的工作區(qū)間；
[0047]如圖3，利用第一時長tl減去一個短時間td，得到第二時長t2，集成電路ICl記錄并利用第二時長t2在緊接的下一個工作周期(圖3中T至2T之間)去控制同步整流管Ql導通，此時，圖3中T至2T之間變?yōu)榱水斍肮ぷ髦芷?，該工作周期中同步整流管Ql的開始導通和現(xiàn)有的整流二極管Dl同步，導通時長等于第二時長t2，從圖3中線17a就是同步整流管Ql導通產(chǎn)生的極低壓降，其導通時間等于t2= (tl-td)。盡管該工作周期中同步整流管Ql已導通，但由于其存在導通內(nèi)阻Rds(ON)，同步整流管Ql仍產(chǎn)生較小的正向壓降，根據(jù)公知的PN結方程，與同步整流管Ql并聯(lián)的整流二極管Dl仍會工作在正向導通的狀態(tài)，只不過正向導通電流極小。
[0048]在啟機時，同步整流管Ql沒有參加工作時，檢測整流二極管(Dl)的正向導通工作時長，而在正常工作時，檢測同步整流管(Ql)和整流二極管(Dl)的正向導通工作時長，因為此時與同步整流管Ql并聯(lián)的整流二極管Dl仍會工作在正向導通的狀態(tài)，只不過正向導通電流極小。
[0049]為了區(qū)分上一個周期的導通工作時長tl，這里把圖3中當前周期的導通工作時長記作tla，由于第二時長t2小于當前周期的tla，所以在同步整流管Ql截止后，整流工作仍由整流二極管Dl完成，如線17b所指，線17a加上17b就是線17等于tla，該tla此時即為當前工作周期中整流二極管Dl的正向導通工作時長，對應上一周期中的13，圖3中，線15對應上一周期中的11，線16對應上一周期中的12，線17對應上一周期中的13，線18對應上一周期中的14，工作過程類似。
[0050]本發(fā)明是，利用在開關電源中，主功率變換電路的占空比在相鄰的周期中不能突變來實現(xiàn)的，如目前較為流行的筆記本電源適配器，其工作頻率多采用65KHz，公知理論認為，其開關電源的環(huán)路響應一般可以做到其十分之一，即6.5KHz，這部分的原理可以參考張興柱博士的論文《開關電源的動態(tài)小信號分析與設計》，環(huán)路響應想做高，受開關電源中光耦延時等影響，很難提高，即開關電源中，主功率變換電路的占空比在十個工作周期中，第一個周期和第十個周期才會產(chǎn)生明顯的變化，換一種說法，就是主功率變換電路的占空比在相鄰的周期中不能突變，即在圖3中，上一個周期中的tl和當前周期中的tla，變化量是比較微弱的，這是本發(fā)明產(chǎn)生的重要基礎，現(xiàn)有的文獻對這一種理論沒有過明確的論述。
[0051]在完成圖3中T至2T之間當前工作周期控制后，集成電路ICl會再次檢測并更新記錄作為當前工作周期中整流二極管Dl的正向導通工作時長tla，減去一個短時間td，去控制下一個周期(圖中2T至后續(xù)的3T這個周期)中同步整流管Ql導通的時長，并不斷重復。
[0052]在開關電源的輸出整流電路中，較大的工作電流都出現(xiàn)在整流管工作的開始時間，所以盡管本發(fā)明的同步整流管在后期不工作，仍由整流二極管完成，但由于整流二極管承擔的工作小，時間短，所以對效率的影響較弱，由于整流二極管承擔了后期的整流工作，電路不存在常見同步整流方案的倒灌現(xiàn)象，本發(fā)明的電路在工作中穩(wěn)定可靠。
[0053]在研究該電路中，電路的仿真和試驗樣機都證實了本發(fā)明的這種同步整流實現(xiàn)方法可以實現(xiàn)發(fā)明目的。對效率的影響不大，當負載恒定時，與目前業(yè)界最優(yōu)秀的同步整流電路相比，影響不大于0.1 %，當負載跳變時，效率影響為0.3%左右，當優(yōu)化好控制策略后，影響可以進一步降低。
[0054]由于被采樣的時間信號是上一個周期的工作總時長，圖2、3中的線13和17，所以本發(fā)明不需要使用體積大的同步變壓器來隔離(為了獲得原邊的信號)；也正因為此，本發(fā)明的應用簡單:不同的開關電源拓撲，都可以用本發(fā)明的方法來實現(xiàn)；同樣，由于最后一段由整流二極管承擔了后期的整流工作，顯然，本發(fā)明自動適應CCM、DCM下的同步整流；同樣由于本發(fā)明的工作原理，在輕載時，本裝置中的同步整流管Ql可能完全不工作，整流工作仍由整流二極管Dl完成，不存在常見同步整流方案的倒灌現(xiàn)象，反而提高了整機變換效率，實現(xiàn)了效率不下降；在輕載時，同步整流管Ql只要稍微參加一點工作，電路的變換效率則優(yōu)于使用肖特基二極管的電路。
[0055]參見圖3，在同步整流管Ql截止后，整流工作仍由整流二極管Dl完成，如線17b所指，對應的時間為ts，在設計中，要確保主功率變換電路的占空比在快速變化中，時間ts大于同步整流管Ql的的關斷延時時間，以防出現(xiàn)輸出電壓的電流倒灌。顯然，只要保證短時間td大于ts即可，即短時間td大于同步整流管Ql的關斷延時時間。
[0056]顯然在圖3中，若短時間td等于同步整流管Ql的關斷延時時間，那么整流二極管Dl將不參與“產(chǎn)生明顯壓降的整流”，即圖3中的ts的值為零，由于MOS管的特性，也會產(chǎn)生倒灌電流，所以為了防止出現(xiàn)輸出電壓的電流倒灌，末段由整流二極管Dl完成整流的ts的值不能為零較好，ts等于短時間td減去同步整流管Ql的關斷延時時間得到的值，ts正比于第一時長tl顯然有利于控制方法的優(yōu)化。
[0057]另外，當前工作周期中整流二極管Dl的正向導通工作時長tl減去一個短時間td所得到時長t2，不僅僅像上述的那樣，控制下一個周期的同步整流管Q1，也可以在間隔一個周期后的工作周期中去作為控制同步整流管Ql的導通時長；即檢測當前周期(nT)中整流二極管Dl的正向導通工作時長，并記錄為第一時長tl，用第一時長tl減去一個短時間td，得到第二時長t2，在當前周期的下下一個周期((n+2)T)中，同步整流管Ql開始導通和現(xiàn)有的整流二極管Dl的正向導通同步，同步整流管Ql的導通時長等于第二時長t2 ;并不斷重復上述控制過程，即，檢測((n+l)T))中整流二極管Dl的正向導通工作時長，并記錄為第一時長tla,用第一時長tal減去一個短時間td,得到第二時長t2a,對應的下下一個周期((n+3)T)中，同步整流管Ql開始導通和現(xiàn)有的整流二極管Dl的正向導通同步，同步整流管Ql的導通時長等于第二時長t2a;檢測((n+2)T))中整流二極管Dl的正向導通工作時長，并記錄為第一時長tlb，用第一時長tlb減去一個短時間td，得到第二時長t2b，對應的下下一個周期((n+4)T)中，同步整流管Ql開始導通和現(xiàn)有的整流二極管Dl的正向導通同步，同步整流管Ql的導通時長等于第二時長t2a。顯然這種隔著一個周期的控制方法，占空比的變化影響會更大一點，這種方式更適合在低環(huán)路響應的開關電源中。
[0058]間隔周期可以一個到多個，間隔周期越多，開關電源的環(huán)路響應將會越低。
[0059]同步整流管(Ql)開始導通比現(xiàn)有的整流二極管(Dl)的正向導通有一點滯后，顯然也是可以實現(xiàn)發(fā)明目的。
[0060]第二實施例
[0061]圖4示出了第二實施例，圖4示出了第二實施例的原理圖，在整流二極管Dl兩端并聯(lián)一同步整流管Ql，與實施例一不同的地方，是其同步整流管Ql為P溝道MOS管。應用于同步整流電路裝置，還包括一集成電路IC1，集成電路ICl采用
【發(fā)明內(nèi)容】
中的技術方案控制同步整流管Q1。其連接關系為:整流二極管Dl的陽極連接同步整流管Ql的漏極D，整流二極管Dl的陰極連接同步整流管Ql的源極S，Ql為P溝道MOS管，同步整流管Ql的柵極G連接至集成電路ICl的第3腳，集成電路ICl的第3腳為其驅動腳；集成電路ICl的第I腳為ICl供電腳，由于采用負壓供電以便驅動P溝道MOS管，所以連接同步整流管Ql的源極S，也是檢測腳的負輸入；集成電路ICl的第2腳為ICl的檢測腳，連接同步整流管Ql的漏極D ;集成電路ICl的第4腳為ICl的工作地，現(xiàn)成了負的工作電壓輸入腳。
[0062]注:同步整流管Ql內(nèi)部的體二極管和整流二極管Dl是同方向并聯(lián)的，本例就是P溝道MOS管。同樣要保證，內(nèi)部的體二極管和整流二極管Dl是同方向并聯(lián)的。
[0063]采用本發(fā)明的同步整流實現(xiàn)方法，其原理等同于實施例一的原理，這里不再贅述，圖4示出的裝置同樣實現(xiàn)發(fā)明目的。
[0064]以上僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應當指出的是，上述優(yōu)選實施方式不應視為對本發(fā)明的限制，對于本【技術領域】的普通技術人員來說，在本發(fā)明電路的基本拓撲中加入不同采樣、控制策略和電流檢測策略，同樣可以使用；再如省去整流二極管D1，用MOS管的體二極管替代，應用于一些要求不嚴的場合。對于本【技術領域】的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發(fā)明的保護范圍，這里不再用實施例贅述，本發(fā)明的保護范圍應當以權利要求所限定的范圍為準。
【權利要求】
1.一種同步整流實現(xiàn)方法，其特征是:在整流二極管(Dl)兩端并聯(lián)一同步整流管(Q1)，檢測當前周期(nT)中整流二極管(Dl)的正向導通工作時長，并記錄為第一時長(tl)，用第一時長(tl)減去一個短時間(td)，得到第二時長(t2)，在當前周期的下一個周期((n+l)T)中，同步整流管(Ql)開始導通和現(xiàn)有的整流二極管(Dl)的正向導通同步，同步整流管(Ql)的導通時長等于第二時長(t2);并不斷重復上述控制過程。
2.根據(jù)權利要求1所述的一種同步整流實現(xiàn)方法，其特征是:所述短時間(td)大于同步整流管(Ql)的關斷延時時間。
3.根據(jù)權利要求2所述的一種同步整流實現(xiàn)方法，其特征是:所述短時間(td)減去同步整流管(Ql)的關斷延時時間得到的值正比于當前工作周期中整流二極管(Dl)的正向導通工作時長。
4.一種同步整流實現(xiàn)方法，其特征是:在整流二極管(Dl)兩端并聯(lián)一同步整流管(Q1)，檢測當前周期(nT)中整流二極管(Dl)的正向導通工作時長，并記錄為第一時長(tl)，用第一時長(tl)減去一個短時間(td)，得到第二時長(t2)，在當前周期的下下一個周期((n+2)T)中，同步整流管(Ql)開始導通和現(xiàn)有的整流二極管(Dl)的正向導通同步，同步整流管(Ql)的導通時長等于第二時長(t2);并不斷重復上述控制過程。
5.根據(jù)權利要求4所述的一種同步整流實現(xiàn)方法，其特征是:所述短時間(td)大于同步整流管(Ql)的關斷延時時間。
6.根據(jù)權利要求5所述的一種同步整流實現(xiàn)方法，其特征是:所述短時間(td)減去同步整流管(Ql)的關斷延時時間得到的值正比于當前工作周期中整流二極管(Dl)的正向導通工作時長。
【文檔編號】H02M7/217GK103944426SQ201410186940
【公開日】2014年7月23日 申請日期:2014年5月5日 優(yōu)先權日:2014年5月5日
【發(fā)明者】王保均 申請人:廣州金升陽科技有限公司