電源裝置以及電弧加工用電源裝置制造方法
【專利摘要】本發(fā)明提供一種電源裝置(電弧焊接用電源裝置)，在相移控制(PSM控制)中，尤其能夠?qū)崿F(xiàn)在成對的控制脈沖信號的相位差變大、成對的開關(guān)元件的接通期間的偏離變大的低輸出要求時的動作改善。電源裝置(11)的控制電路(20)，在與規(guī)定輸出要求相比位于高輸出側(cè)時，進(jìn)行PSM控制，對在電力傳遞中成對的開關(guān)元件TR1、TR2的控制脈沖信號S1、S2之間、以及開關(guān)元件TR3、TR4的控制脈沖信號S3、S4之間的相位差α進(jìn)行調(diào)整，若與規(guī)定輸出要求相比位于低輸出側(cè)，則切換至PDM控制，對控制脈沖信號S1～S4的導(dǎo)通脈沖的密度進(jìn)行調(diào)整。
【專利說明】電源裝置以及電弧加工用電源裝置
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種具備逆變器電路的電源裝置以及電弧加工用電源裝置，該逆變器 電路在電源裝置的輸出電力的生成過程中，進(jìn)行從直流電力向高頻交流電力的電力變換。
【背景技術(shù)】
[0002] 作為具備逆變器電路的電源裝置，公知有例如專利文獻(xiàn)1公開的電弧加工用電源 裝置。專利文獻(xiàn)1的電源裝置，其構(gòu)成如下：將被輸入的商用交流電力通過整流電路變換 成直流電力，并將變換后的直流電力通過半橋式逆變器電路的開關(guān)動作變換成高頻交流電 力，并將變換后的高頻交流電力經(jīng)由變壓器提供給二次側(cè)，在該二次側(cè)變換為適于電弧焊 接等的電弧加工的直流輸出電力。調(diào)整輸出電力是通過控制逆變器電路的開關(guān)動作來進(jìn)行 的。
[0003] 作為逆變器電路的一種開關(guān)控制，有例如專利文獻(xiàn)2公開的相移控制（PSM控制）。 另外，專利文獻(xiàn)2的逆變器電路，采用全橋式逆變器電路。并且，在隨時將輸出電力變大的 情況下，延長逆變器電路的成對的開關(guān)元件的同時接通期間，并將對開關(guān)元件輸出的控制 脈沖信號的相位差（相移角）設(shè)定得小。相對地，在減少輸出電力的情況下，縮短逆變器電 路的成對的開關(guān)元件的同時接通期間，并將對開關(guān)元件輸出的控制脈沖信號的相位差（相 移角）設(shè)定得大。在PSM控制中，由于能夠?qū)δ孀兤麟娐返拈_關(guān)元件輸出的控制脈沖信 號的導(dǎo)通脈寬設(shè)定為足夠大的寬度（例如最大寬度），因此能夠防止開關(guān)元件無法接通，能 夠?qū)崿F(xiàn)防止輸出不穩(wěn)定、變壓器磁場偏移等的發(fā)生。
[0004] 然而，在專利文獻(xiàn)1的半橋式逆變器電路中，具備與上橋臂以及下橋臂的各開關(guān) 元件（第1、第2開關(guān)元件）分別串聯(lián)連接且在電力傳遞中成對工作的開關(guān)元件（第1、第 2電力開關(guān)用開關(guān)元件）。因此，如果對在電力傳遞中成對工作的開關(guān)元件進(jìn)行專利文獻(xiàn)2 這樣的PSM控制，則即使是采用半橋式逆變器電路的電源裝置，也可進(jìn)行基于PSM控制的輸 出調(diào)整。
[0005] 在先技術(shù)文獻(xiàn)
[0006] 專利文獻(xiàn)
[0007] 專利文獻(xiàn)1 :日本特開2005-279774號公報
[0008] 專利文獻(xiàn)2 :日本特開2006-280120號公報
【發(fā)明內(nèi)容】
[0009] 發(fā)明要解決的技術(shù)課題
[0010] 然而，在低輸出要求時成對的控制脈沖信號的相位差變得更大、且成對的開關(guān)元 件的接通期間的偏離變得更大的條件下，對電力傳遞不產(chǎn)生作用的循環(huán)電流變大，其損失 也變大。另外，PSM控制，由于是使成對的開關(guān)元件的接通期間錯開的控制，因此在將相位 差變大時，由于中性點(diǎn)電位變得不穩(wěn)定，因此有些情況下變壓器電流偏向于一方的極性從 而變壓器引起磁場偏移。尤其是相位差越大，則變壓器的磁場偏移、循環(huán)電流的增大之類的 問題就越顯著。
[0011] 本發(fā)明為解決上述課題而作出，其目的在于提供一種電源裝置以及電弧加工用電 源裝置，其在相移控制（PSM控制）中，尤其能夠?qū)崿F(xiàn)成對的控制脈沖信號的相位差變大、成 對的開關(guān)元件的接通期問的偏離變大的低輸出要求時的動作改善。
[0012] 用于解決課題的技術(shù)手段
[0013] 解決上述課題的電源裝置，具備逆變器電路，該逆變器電路在電源裝置的輸出電 力的生成過程中進(jìn)行從直流電力向高頻交流電力的電力變換，該電源裝置具備：半橋式逆 變器電路，其在上橋臂以及下橋臂具備開關(guān)元件，并且還具備與各橋臂的開關(guān)元件分別串 聯(lián)連接、且在電力傳遞中成對地執(zhí)行動作的開關(guān)元件；和控制電路，其對所述逆變器電路的 各開關(guān)元件輸出控制脈沖信號來對各開關(guān)元件的接通斷開（0N/0FF)動作進(jìn)行控制，并對 電源裝置的輸出電力進(jìn)行控制，所述控制電路被構(gòu)成為能實(shí)施PSM控制和PDM控制，該P(yáng)SM 控制為對在電力傳遞中成對的所述開關(guān)元件的控制脈沖信號的相位差進(jìn)行調(diào)整，該P(yáng)DM控 制為對所述控制脈沖信號的導(dǎo)通脈沖（ON pulse)的密度進(jìn)行調(diào)整，所述控制電路具備控制 切換部，該控制切換部在所述控制電路的控制中，在與規(guī)定輸出要求相比位于高輸出側(cè)時 進(jìn)行所述PSM控制，在與規(guī)定輸出要求相比位于低輸出側(cè)時切換至所述PDM控制。
[0014] 根據(jù)該構(gòu)成，在與規(guī)定輸出要求相比位于高輸出側(cè)時，進(jìn)行PSM控制，對在電力傳 遞中成對的開關(guān)元件的控制脈沖信號的相位差進(jìn)行調(diào)整；在與規(guī)定輸出要求相比變成低 輸出側(cè)時，切換至PDM控制，對控制脈沖信號的導(dǎo)通脈沖的密度進(jìn)行調(diào)整。即，若在低輸出 要求時實(shí)施PSM控制，則成對的控制脈沖信號的相位差變大、成對的開關(guān)元件的接通期間 的偏離變大，擔(dān)心在電路內(nèi)產(chǎn)生的循環(huán)電流增大之類的問題；在逆變器電路的后級具備變 壓器的構(gòu)成的情況下，擔(dān)心變壓器的磁場偏移的問題發(fā)生，因此在該低輸出要求時，切換至 PDM控制，對控制脈沖信號的導(dǎo)通脈沖適當(dāng)進(jìn)行間隔剔除來停止開關(guān)元件（逆變器電路）的 動作，從而能夠既消除先前的問題，又滿足低輸出要求。
[0015] 另外，在上述電源裝置中，優(yōu)選所述控制切換部，在所述控制脈沖信號的相位差從 零變成規(guī)定值為止進(jìn)行所述PSM控制，在規(guī)定輸出要求以下的低輸出要求時，切換至將所 述控制脈沖信號的相位差固定在所述規(guī)定值、同時對導(dǎo)通脈沖的密度進(jìn)行調(diào)整的所述PDM 控制。
[0016] 根據(jù)該構(gòu)成，在PSM控制與PDM控制之問的切換時，控制脈沖信號的相位差作為規(guī) 定值而被繼承，能夠使控制的切換時的輸出過渡變化變小，能夠?qū)敵龇€(wěn)定化作出貢獻(xiàn)。
[0017] 另外，在上述電源裝置中，優(yōu)選所述PDM控制，將所述控制脈沖信號的一定周期量 作為PDM控制周期，對該P(yáng)DM控制周期中的任意導(dǎo)通脈沖進(jìn)行間隔剔除來對導(dǎo)通脈沖的密 度進(jìn)行調(diào)整。
[0018] 根據(jù)該構(gòu)成，在PDM控制中，將控制脈沖信號的一定周期量設(shè)為PDM控制周期，對 該P(yáng)DM控制周期中的任意導(dǎo)通脈沖進(jìn)行間隔剔除來進(jìn)行導(dǎo)通脈沖的密度的調(diào)整。即，該P(yáng)DM 控制，由于是將PDM控制周期始終設(shè)為控制脈沖信號的一定周期量而進(jìn)行的，因此能夠?qū)?控制的簡約化作出貢獻(xiàn)。
[0019] 另外，在上述電源裝置中，優(yōu)選上述PDM控制，從所述PDM控制周期的后端側(cè)起對 導(dǎo)通脈沖進(jìn)行依次間隔剔除來對導(dǎo)通脈沖的密度進(jìn)行調(diào)整。
[0020] 根據(jù)該構(gòu)成，在PDM控制中，從PDM控制周期的后端側(cè)起導(dǎo)通脈沖被依次間隔剔除 來調(diào)整導(dǎo)通脈沖的密度。即，由于從PDM控制周期的后端側(cè)起單純地對導(dǎo)通脈沖進(jìn)行間隔 剔除，故而由此也能夠?qū)刂频暮喖s化作出貢獻(xiàn)。
[0021] 另外，優(yōu)選將上述電源裝置適用于生成電弧加工用的直流輸出電力的電弧加工用 電源裝置。
[0022] 根據(jù)該構(gòu)成，在電弧加工用電源裝置中，在PSM控制的實(shí)施時，尤其能夠?qū)崿F(xiàn)成對 的控制脈沖信號的相位差變大、成對的開關(guān)元件的接通期間的偏離變大的低輸出要求時的 動作改善。
[0023] 發(fā)明效果
[0024] 根據(jù)本發(fā)明的電源裝置以及電弧加工用電源裝置，在相移控制（PSM控制）中，尤 其能夠?qū)崿F(xiàn)成對的控制脈沖信號的相位差變大、成對的開關(guān)元件的接通期問的偏離變大的 低輸出要求時的動作改善。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0025] 圖1是表示一實(shí)施方式中的電弧焊接用電源裝置的電路圖。
[0026] 圖2是與高輸出要求時的PSM控制相關(guān)的電源裝置各處的波形圖。
[0027] 圖3是在中輸出要求時的PSM-PDM臨界時的電源裝置各處的波形圖。
[0028] 圖4是與低輸出要求時的PDM控制相關(guān)的電源裝置各處的波形圖。
【具體實(shí)施方式】
[0029] 以下，針對作為電源裝置的電弧焊接用電源裝置的一實(shí)施方式進(jìn)行說明。
[0030] 如圖1所示，電弧焊機(jī)10,在其中使用的電弧焊接用電源裝置11的正極側(cè)的輸出 端子〇1連接焊炬TH的電極WE，在負(fù)極側(cè)的輸出端子〇2連接焊接對象（母材）M，基于由電 源裝置11生成的直流輸出電力使電極WE的頂端產(chǎn)生電弧，進(jìn)行焊接對象Μ的電弧焊接。電 弧焊機(jī)10是例如消耗電極式的電弧焊機(jī)，由于作為電極WE使用的電極絲被電弧消耗，因此 采用根據(jù)其消耗對該電極WE進(jìn)行進(jìn)給的進(jìn)給裝置（省略圖示）。
[0031] 電弧焊接用電源裝置11具備：輸入變換電路12、逆變器電路13、變壓器ΙΝΤ、以及 輸出變換電路14,由被輸入的商用交流電力生成適于電弧焊接的直流輸出電力。
[0032] 輸入變換電路12具備：由二極管橋電路組成的一次側(cè)整流電路DRa ;和串聯(lián)連接 在該整流電路DRa的輸出端子之間的平滑電容器C1、C2,輸入變換電路12將三相的商用交 流電力變換為直流電力。直流輸入電力被提供給后級的逆變器電路13。
[0033] 逆變器電路13具備：由IGBT等半導(dǎo)體開關(guān)元件組成的第1?第4開關(guān)元件TR1? TR4 ;各開關(guān)元件TR1?TR4所附帶的二極管DR1?DR4 ;與這些分別設(shè)置的鉗位二極管 Dcl、Dc2以及緩沖電容器Csl、Cs2。
[0034] 逆變器電路13,由半橋式逆變器構(gòu)成，在一方的上橋臂具備第2開關(guān)元件TR2,在 下橋臂具備第3開關(guān)元件TR3。在第2以及第3開關(guān)元件TR2、TR3分別反向連接二極管 DR2、DR3。另外，與第2以及第3開關(guān)元件TR2、TR3并聯(lián)的另一方的上橋臂具備二極管Del， 在下橋臂具備二極管Dc2。在該串聯(lián)連接的二極管Dcl、Dc2(開關(guān)元件TR2、TR3))進(jìn)一步 分別并聯(lián)連接電容器Csl、Cs2。
[0035] 在第2開關(guān)元件TR2與整流電路Dra的正極側(cè)輸出端子之間具備第1開關(guān)元件 TR1，該開關(guān)元件TR1與第2開關(guān)元件TR2成對進(jìn)行工作。另外，在第3開關(guān)元件TR3與整 流電路Dra的負(fù)極側(cè)輸出端子之間具備第4開關(guān)元件TR4,該開關(guān)元件TR4與第3開關(guān)元件 TR3成對進(jìn)行工作。在第1以及第4開關(guān)元件TR1、TR4分別反向連接二極管DR1、DR4。順 便提及的是，電容器Csl、Cs2是為了執(zhí)行所謂的軟開關(guān)動作而設(shè)置的，該軟開關(guān)動作是指 為了消除開關(guān)元件TR1、TR4的接通斷開時的電位差而執(zhí)行充放電動作，且使開關(guān)元件TR1、 TR4在零電壓下進(jìn)行開關(guān)動作。
[0036] 第2以及第3開關(guān)元件TR2、TR3之間是逆變器電路13的輸出端子a，二極管Del、 Dc2之間是逆變器電路13的輸出端子b。輸出端子a與變壓器INT的一次側(cè)線圈L1的一 端側(cè)連接，輸出端子b與變壓器INT的一次側(cè)線圈L1的一端側(cè)連接，并且還被連接在平滑 電容器C1、C2之間。
[0037] 并且，逆變器電路13,通過第1以及第2開關(guān)元件TR1、TR2、和第3以及第4開關(guān) 元件TR3、TR4交替進(jìn)行開關(guān)動作，來交替使用平滑電容器Cl、C2的充電電力生成高頻交流 電力，并向變壓器INT的一次側(cè)線圈L1供給。這些開關(guān)元件TR1?TR4的開關(guān)動作，基于 從控制電路20被輸入的控制脈沖信號S1?S4而進(jìn)行。
[0038] 在變壓器INT的二次側(cè)，由逆變器電路13生成的高頻交流電力被變換為規(guī)定電 壓，并從二次側(cè)線圈L2輸出。在二次側(cè)線圈L2連接輸出變換電路14。
[0039] 輸出變換電路14具備：二次側(cè)整流電路DRb、和直流電抗器DCL。二次側(cè)整流電路 DRb，由采用了一對二極管DS1、DS2的全波整流電路組成，各二極管DS1、DS2的陽極分別與 二次側(cè)線圈L2的兩側(cè)端子連接，各二極管DS1、DS2的陰極均與直流電抗器DCL的一端連 接。直流電抗器DCL的另一端，與電源裝置11的正極側(cè)的輸出端子〇1連接。電源裝置11 的負(fù)極側(cè)的輸出端子〇2,與二次側(cè)線圈L2的中間端子連接。這樣的輸出變換電路14,將來 自變壓器INT的二次側(cè)線圈L2的高頻交流電力變換為電弧焊接用的直流輸出電力，從輸出 端子〇1、〇2輸出。
[0040] 在電源裝置11具備包含CPU等在內(nèi)的控制電路20。從在電源裝置11的輸出側(cè)電 源線上設(shè)置的電流檢測器21對控制電路20輸入與輸出電流Ιο對應(yīng)的檢測信號Id，從使 用者等可操作的輸出電流設(shè)定器22對控制電路20輸入與輸出電流目標(biāo)值對應(yīng)的設(shè)定信號 Ir?？刂齐娐?0,基于由被輸入的檢測信號Id以及設(shè)定信號Ir得到的包含輸出電流1〇的 實(shí)際值以及其目標(biāo)值等在內(nèi)的各種參數(shù)，進(jìn)行用于隨時進(jìn)行適當(dāng)?shù)妮敵龅膬?nèi)部演算。并且， 控制電路20,基于該內(nèi)部演算對逆變器電路13的開關(guān)元件TR1?TR4實(shí)施開關(guān)控制。
[0041] 作為本實(shí)施方式的開關(guān)控制，在高?中輸出要求時采用相移控制（PSM控制），在 低輸出要求時采用脈沖密度調(diào)制控制（PDM控制），PSM控制和PDM控制被適當(dāng)切換。關(guān)于 控制的切換，在本實(shí)施方式中，首先由控制電路20的相位差設(shè)定部20a，基于輸出電流1〇的 實(shí)際值以及目標(biāo)值等隨時計(jì)算適當(dāng)?shù)目刂泼}沖信號SI、S2之間（控制脈沖信號S3、S4之 間）的相位差α (參照圖3等），接著，基于該相位差α的計(jì)算值，由控制切換部20b進(jìn)行 是PSM控制還是PDM控制的切換。
[0042] 接著，采用圖2?圖4對本實(shí)施方式的動作（作用）進(jìn)行說明。
[0043] [高?中輸出要求時：PSM控制]
[0044] 基于對逆變器電路13(開關(guān)元件TR1?TR4)輸出的控制脈沖信號S1、S2之間（控 制脈沖信號S3、S4之間）的相位差α的計(jì)算，在該計(jì)算值位于圖2所示的零至圖3所示的 本實(shí)施方式中的最大值（臨界值）之間的情況下，直接將計(jì)算值設(shè)定為相位差α。即，在該 高?中輸出要求時，通過在從圖2的零至圖3的臨界值之間調(diào)整相位差α的PSM控制從而 電源裝置11的輸出被調(diào)整。
[0045] 即，第1以及第2開關(guān)元件TR1、TR2,將電容器C1的充電電力向變壓器ΙΝΤ側(cè)傳 遞，如果控制脈沖信號S1、S2的相位差α越小、開關(guān)元件TR1、TR2的接通期間的偏離越小， 則同時接通期間（電力傳遞期間）越大、向變壓器ΙΝΤ側(cè)的電力傳遞越大。另一方面，如果 控制脈沖信號S1、S2的相位差α越大、開關(guān)元件TR1、TR2的接通期間的偏離變得越大，則 同時接通期問（電力傳遞期間）變得越小、向變壓器ΙΝΤ側(cè)的電力傳遞變得越小。
[0046] 關(guān)于第3以及第4開關(guān)元件TR3、TR4,也與第1以及第2開關(guān)元件TR1、TR2同樣。 第3以及第4開關(guān)元件TR3、TR4,將電容器C2的充電電力向變壓器INT側(cè)傳遞，如果控制 脈沖信號S3、S4的相位差α越小、開關(guān)元件TR3、TR4的接通期間的偏離越小，則同時接通 期問越大、向變壓器INT側(cè)的電力傳遞越大。另一方面，如果控制脈沖信號S3、S4的相位 差α越大、開關(guān)元件TR3、TR4的接通期間的偏離越大，則同時接通期間變得越小、向變壓器 INT側(cè)的電力傳遞變得越小。
[0047] 在本實(shí)施方式中，第1以及第4開關(guān)元件TR1、TR4的控制脈沖信號S1、S4成為基 準(zhǔn)相（固定相），具有比180°小一些的導(dǎo)通脈寬，并且彼此具有180°的相位差。與此相 對地，第2以及第3開關(guān)元件TR2、TR3的控制脈沖信號S2、S3為控制相，但被設(shè)定為與第1 以及第4開關(guān)元件TR1、TR4的控制脈沖信號S1、S4同寬的導(dǎo)通脈寬。并且，若相位差α被 設(shè)定，則作為控制相的控制脈沖信號S2、S3,與控制脈沖信號S1、S4相比向延遲側(cè)相移該相 位差α的量，第2以及第3開關(guān)元件TR2、TR3的接通期間，與第1以及第4開關(guān)元件TR1、 TR4的接通期間相比向延遲側(cè)移動。
[0048] 在圖2以及圖3(后述的圖4也同樣）中，將逆變器電路13的輸出端子a、b之間 的電壓設(shè)為Vab，將開關(guān)元件TR1?TR4中流動的電流設(shè)為I m?ITK4,將對開關(guān)元件TR1? TR4施加的電壓設(shè)為VTK1?VTK4。因逆變器電路13的輸出電壓Vab根據(jù)控制脈沖信號S1、 S2之間以及控制脈沖信號S3、S4之間的相位差α而進(jìn)行變化，故而在變壓器INT的二次 側(cè)生成的電源裝置11的輸出電力被進(jìn)行調(diào)整。
[0049] 然而，控制脈沖信號SI、S2以及控制脈沖信號S3、S4的相位差α的臨界值，如圖 3所示，在本實(shí)施方式中被設(shè)定為例如90° (導(dǎo)通脈寬的大約一半）。即，使得隨著第2開 關(guān)元件TR2相對于第1開關(guān)元件TR1的接通期問偏離、第3開關(guān)元件TR3相對于第4開關(guān)元 件TR4的接通期間的偏離，在變壓器ΙΝΤ的一次側(cè)電路產(chǎn)生的循環(huán)電流不會再繼續(xù)增大。因 此，在與輸出要求相應(yīng)的相位差α的計(jì)算值比臨界值更大的情況下，過渡至在將相位差α 固定在臨界值的狀態(tài)下對導(dǎo)通脈沖的密度進(jìn)行調(diào)整（對導(dǎo)通脈沖進(jìn)行問隔剔除）的PDM控 制。換言之，在上述的PSM控制中，按每個周期被提供導(dǎo)通機(jī)會，作為導(dǎo)通脈沖的密度（PDM 占空因數(shù)），為最大值100%。
[0050] [低輸出要求時：PDM控制]
[0051] 在相位差α的計(jì)算值成為比臨界值大的值的情況下，相位差α固定在臨界值，其 導(dǎo)通脈沖的密度被設(shè)定得小。即，在該低輸出要求時，通過調(diào)整導(dǎo)通脈沖數(shù)的PDM控制，從 而電源裝置11的輸出被調(diào)整。
[0052] 具體而言，在本實(shí)施方式中，如圖4所示，控制脈沖信號S1?S4的導(dǎo)通脈沖被設(shè) 為例如10個，即上述的PSM控制時的控制周期的10個周期被設(shè)為PDM控制周期TD的1個 周期，按每個控制周期TD，根據(jù)相位差α的計(jì)算值來決定間隔剔除數(shù)。相位差α的計(jì)算值 越大，則間隔剔除數(shù)越多。另外，無用的導(dǎo)通脈沖，從PDM控制周期TD的后端起依次被間隔 剔除，導(dǎo)通脈沖的密度變小。進(jìn)而，控制脈沖信號S1、S4以及其所附帶的控制脈沖信號S2、 S3也同樣地被間隔剔除。順便提及的是，該圖4中，PDM占空因數(shù)為50%，PDM控制的1周 期內(nèi)前半周期的5個導(dǎo)通脈沖照原樣被設(shè)定（相位差α固定），后半周期的5個導(dǎo)通脈沖 被間隔剔除而消失。
[0053] 在此，在本實(shí)施方式的PDM控制中，由于控制脈沖信號S1?S4的導(dǎo)通脈沖的間隔 剔除是由控制電路20進(jìn)行的，因此有意使開關(guān)元件TR1?TR4不接通。即，上橋臂側(cè)的開 關(guān)元件TR1、TR2和下橋臂側(cè)的開關(guān)元件TR3、TR4之間的開關(guān)動作（接通斷開）的平衡，是 考慮對由變壓器INT可能產(chǎn)生的磁場偏移的抑制等而進(jìn)行的。
[0054] 如此一來，在進(jìn)行控制脈沖信號SI、S2之間以及控制脈沖信號S3、S4之間的相位 差α的計(jì)算值成為比PSM-PDM控制的臨界值更大的值的低輸出要求的情況下，通過適當(dāng)?shù)?間隔剔除導(dǎo)通脈沖自身來減少導(dǎo)通脈沖的密度，從而作為電源裝置11能夠滿足甚至最低 輸出的輸出要求。
[0055] 順便提及的是，如圖4所示，雖然控制脈沖信號S1?S4的各個導(dǎo)通脈沖對應(yīng)的逆 變器電路13的輸出電壓Vab，與PSM-PDM控制臨界時的圖3同樣，但由于從中間隔剔除了導(dǎo) 通脈沖，故而輸出電壓Vab的平均電壓相應(yīng)地降低。因此，在變壓器INT的二次側(cè)生成的電 源裝置11的輸出電力也成為低輸出。
[0056] 接著，對本實(shí)施方式的特征性的效果進(jìn)行描述。
[0057] (1)與規(guī)定輸出要求相比在高輸出側(cè)，進(jìn)行PSM控制，即對在電力傳遞中成對的開 關(guān)元件TR1、TR2的控制脈沖信號S1、S2之間、以及開關(guān)元件TR3、TR4的控制脈沖信號S3、S4 之間的相位差α進(jìn)行調(diào)整；若與規(guī)定輸出要求相比成為低輸出側(cè)，則被切換至PDM控制，即 對控制脈沖信號S1?S4的導(dǎo)通脈沖的密度進(jìn)行調(diào)整。即，若在低輸出要求時，實(shí)施PSM控 制，則成對的控制脈沖信號S1、S2之間以及控制脈沖信號S3、S4之間的相位差α變大，成 對的開關(guān)元件TR1、TR2之間以及開關(guān)元件TR3、TR4之間的接通期間的偏離變大，擔(dān)心在變 壓器ΙΝΤ的一次側(cè)電路內(nèi)產(chǎn)生的循環(huán)電流增大之類的問題；在逆變器電路13的后級具備變 壓器ΙΝΤ的本實(shí)施方式的情況下，擔(dān)心變壓器ΙΝΤ的磁場偏移問題的發(fā)生，因此在該低輸出 要求時，在本實(shí)施方式中，通過切換為適當(dāng)間隔剔除控制脈沖信號S1?S4的導(dǎo)通脈沖來停 止開關(guān)元件TR1?TR4(逆變器電路13)的動作的PDM控制，從而能夠既消除先前的問題， 又能滿足低輸出要求。
[0058] (2)在PSM控制與PDM控制之間的切換時，使控制脈沖信號SI、S2以及控制脈沖 信號S3、S4的相位差α作為臨界值（本實(shí)施方式的最大值）而被繼承，從而控制切換時的 輸出過渡變化小，能夠?qū)敵龇€(wěn)定化作出貢獻(xiàn)。
[0059] (3)在PDM控制中，控制脈沖信號S1?S4的一定周期量（例如10個周期）被設(shè) 為PDM控制周期TD，該P(yáng)DM控制周期TD中的任意的導(dǎo)通脈沖被間隔剔除來進(jìn)行導(dǎo)通脈沖的 密度調(diào)整。即，該P(yáng)DM控制，由于是將PDM控制周期TD始終設(shè)為控制脈沖信號S1?S4的 一定周期量來進(jìn)行的，因此能夠?qū)刂频暮喖s化作出貢獻(xiàn)。
[0060] (4)在PDM控制中，從PDM控制周期TD的后端側(cè)依次間隔剔除導(dǎo)通脈沖來調(diào)整導(dǎo) 通脈沖的密度。即，由于從PDM控制周期TD的后端側(cè)單純地問隔剔除導(dǎo)通脈沖，因此這也 能夠?qū)刂频暮喖s化作出貢獻(xiàn)。
[0061] 另外，上述實(shí)施方式也可以按照以下方式進(jìn)行變更。
[0062] ?雖然將PDM控制周期TD固定地設(shè)定為控制脈沖信號S1?S4的10個周期，但 周期數(shù)并非限定于此，也可以適當(dāng)變更。另外，PDM控制周期TD也可以不固定，而是隨時變 更。
[0063] ?雖然從PDM控制周期TD的后端起依次問隔剔除導(dǎo)通脈沖，但也可以從前端起依 次進(jìn)行間隔剔除，還可以從適當(dāng)?shù)牡胤狡疬M(jìn)行問隔剔除。這種情況下，也可以進(jìn)行間隔剔除 使得導(dǎo)通脈沖之問的間隔相同（導(dǎo)通脈沖之間的間隔差變小）。
[0064] ?將控制脈沖信號S1?S4的相位差α的臨界值設(shè)為導(dǎo)通脈沖的大約一半，但并 不限定于此，也可以適當(dāng)進(jìn)行變更。另外，在該情況下，優(yōu)選在開關(guān)元件TR1?TR4可進(jìn)行 軟開關(guān)動作的范圍內(nèi)設(shè)定相位差α。另外，可以通過PSM控制和PDM控制來繼承相位差α， 也可以在PDM控制中包含相位差零在內(nèi)地單獨(dú)設(shè)定相位差α。
[0065] ?也可以不是基于作為輸出要求的控制脈沖信號S1?S4的相位差α的計(jì)算值的 大小來對控制進(jìn)行切換，而是基于由電流檢測器21檢測的輸出電流Ιο等的實(shí)際輸出值的 大小、輸出電流設(shè)定器22的輸出電流目標(biāo)值等的輸出目標(biāo)值的大小，來對控制進(jìn)行切換。
[0066] ?圖1所示的上述實(shí)施方式的電源裝置11是一例，也可以對其構(gòu)成進(jìn)行適當(dāng)變更。 例如，半橋式逆變器電路13的構(gòu)成并非限定于此，也可以適當(dāng)變更。
[0067] ?雖然電源裝置11列舉了電弧焊接用電源裝置，但也可以是電弧焊接以外的電弧 加工用電源裝置、以及此外的其他電源裝置。
[0068] 接著，以下補(bǔ)充根據(jù)上述實(shí)施方式以及其他示例能夠掌握的技術(shù)思想。
[0069] 一種電源裝置的控制方法，在電源裝置的輸出電力的生成過程中，針對半橋式逆 變器電路，對各開關(guān)元件輸出控制脈沖信號來控制各開關(guān)元件的接通斷開動作，并對電源 裝置的輸出電力進(jìn)行控制，該半橋式逆變器電路，在上橋臂以及下橋臂具備開關(guān)元件，并且 還具備與各橋臂的開關(guān)元件分別串聯(lián)連接、在電力傳遞中成對地執(zhí)行動作的開關(guān)元件，該 半橋式逆變器電路進(jìn)行從直流電力向高頻交流電力的電力變換，
[0070] 該電源裝置的控制方法可實(shí)施PSM控制和PDM控制，該P(yáng)SM控制為對在電力傳遞 中成對的上述開關(guān)元件的控制脈沖信號的相位差進(jìn)行調(diào)整，該P(yáng)DM控制為對上述控制脈沖 信號的導(dǎo)通脈沖的密度進(jìn)行調(diào)整，在與規(guī)定輸出要求相比位于高輸出側(cè)時，實(shí)施PSM控制， 在與規(guī)定輸出要求相比位于低輸出側(cè)時，切換為PDM控制進(jìn)行實(shí)施。
[0071] 符號說明
[0072] 11 電弧焊接用電源裝置（電源裝置、電弧加工用電源裝置）
[0073] 13 逆變器電路
[0074] 20 控制電路
[0075] 20b 控制切換部
[0076] S1?S4 控制脈沖信號
[0077] TD PDM控制周期
[0078] TR1?TR4開關(guān)元件
[0079] α 相位差
【權(quán)利要求】
1. 一種電源裝置，具備逆變器電路，該逆變器電路在電源裝置的輸出電力的生成過程 中進(jìn)行從直流電力向高頻交流電力的電力變換，所述電源裝置的特征在于，具備： 半橋式逆變器電路，其在上橋臂以及下橋臂具備開關(guān)元件，并且還具備與各橋臂的開 關(guān)元件分別串聯(lián)連接、且在電力傳遞中成對地執(zhí)行動作的開關(guān)元件；和 控制電路，其對所述逆變器電路的各開關(guān)元件輸出控制脈沖信號來對各開關(guān)元件的接 通斷開動作進(jìn)行控制，并對電源裝置的輸出電力進(jìn)行控制， 所述控制電路被構(gòu)成為能實(shí)施PSM控制和PDM控制，該P(yáng)SM控制對在電力傳遞中成對 的所述開關(guān)元件的控制脈沖信號的相位差進(jìn)行調(diào)整，該P(yáng)DM控制對所述控制脈沖信號的導(dǎo) 通脈沖的密度進(jìn)行調(diào)整， 所述控制電路具備控制切換部，該控制切換部在所述控制電路的控制中，在1?于規(guī)定 輸出要求的高輸出側(cè)時進(jìn)行所述PSM控制，在低于規(guī)定輸出要求的低輸出側(cè)時切換至所述 roM控制。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的電源裝置，其特征在于， 所述控制切換部，在所述控制脈沖信號的相位差從零變成規(guī)定值為止進(jìn)行所述PSM控 制，在所述規(guī)定輸出要求以下的低輸出要求時，切換至將所述控制脈沖信號的相位差固定 在所述規(guī)定值、同時對導(dǎo)通脈沖的密度進(jìn)行調(diào)整的所述PDM控制。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的電源裝置，其特征在于， 所述PDM控制，將所述控制脈沖信號的一定周期量作為PDM控制周期，對該P(yáng)DM控制周 期中的任意導(dǎo)通脈沖進(jìn)行間隔剔除來對導(dǎo)通脈沖的密度進(jìn)行調(diào)整。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的電源裝置，其特征在于， 所述PDM控制，從所述PDM控制周期的后端側(cè)起對導(dǎo)通脈沖依次進(jìn)行間隔剔除來對導(dǎo) 通脈沖的密度進(jìn)行調(diào)整。
5. -種電弧加工用電源裝置，其特征在于， 所述電弧加工用電源裝置被構(gòu)成為使權(quán)利要求1-4中任一項(xiàng)所述的電源裝置生成電 弧加工用的直流輸出電力。
【文檔編號】H02M3/28GK104065270SQ201410102385
【公開日】2014年9月24日 申請日期:2014年3月19日 優(yōu)先權(quán)日:2013年3月21日
【發(fā)明者】杦村央生 申請人:株式會社大亨