恒流控制電路的制作方法
【專利摘要】恒流控制電路，包括全橋整流電路，變壓器、續(xù)流二極管和功率開關管，所述全橋整流電路的直流正向輸出端連接變壓器的原邊正向端，所述變壓器的原邊反向端連接功率開關管的漏極，所述全橋整流電路的交流正向輸入端連接高壓供電支路的高壓電源端；所述高壓供電支路包括串聯(lián)的高壓NMOS管和中壓NMOS管，所述高壓NMOS管和中壓NMOS管分別連接在高壓電源端和次級高壓端、次級高壓端和低壓電源端之間；所述高壓供電支路還包括電荷泵、啟動充電電路、低壓比較器、次高壓比較器、充電邏輯電路。本發(fā)明電路實現(xiàn)了僅通過對單個高壓NM1管的分時復用即可實現(xiàn)對VDD的充電管理，其他控制電路均為低中壓器件，大大降低了芯片的版圖面積。
【專利說明】恒流控制電路
【技術領域】
[0001]本發(fā)明屬于集成電路領域，涉及一種恒流控制電路。
【背景技術】
[0002]隨著電源管理芯片的效率的提高，體積的減小以及成本的降低，電源管理芯片也越來越廣泛的應用于AC-DC(交流轉直流)的電源管理模塊中。日常中接觸到各種白家電，充電器，LED (Light Emitting Diode)照明設備中都需要AC-DC電源管理模塊來實現(xiàn)交直流轉換。
[0003]在AC-DC電源管理模塊中，通常采用反激，非隔離降壓或者諧振控制等芯片實現(xiàn)交直流的轉換。這些芯片傳統(tǒng)的供電方式如圖1所示(以反激控制芯片為例)。應用電路中包含二極管整流器D(TD3，輸入電容Cin，VDD的旁路電容Cl，變壓器T(其中Np為變壓器初級繞組，Ns為次級繞組，Na為輔助繞組)，控制器芯片20。VDD為控制芯片提供工作電源，工作的電流通常在200uA?2mA之間。對于220VAC交流輸入，Vin上的電壓為31IV直流高壓。
[0004]為了降低VDD工作電流造成的系統(tǒng)損耗，提高效率，目前常用的結構如圖1所示。Rst為大電阻，提供30uA的啟動電流，VDD充電至工作閾值，反激開始工作，Vo上升，此時輔助繞組將會提供芯片的工作電流。也有為了完全去掉Rst帶來的啟動損耗和啟動速度，芯片還集成高壓啟動，在VDD升至工作閾值就關斷高壓電流源，VDD的電源由輔助繞組供電。采用輔助繞組供電的方式可以低的系統(tǒng)損耗，對于ImA芯片工作電流，輔助繞組電壓為15V，其損耗為15V*lmA=15mW。但是該方法增加了輔助繞組，增加變壓器的設計復雜度以及增加系統(tǒng)成本。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005]針對現(xiàn)有的芯片工作電源技術存在的由高壓Vin直接供電會造成大的損耗僅適用于低芯片工作電流的應用，而由輔助繞組供電造成系統(tǒng)設計復雜和成本的增加的不足，本發(fā)明提供一種恒流控制電路。
[0006]本發(fā)明所述的恒流控制電路，包括全橋整流電路，變壓器、續(xù)流二極管和功率開關管，所述全橋整流電路的直流正向輸出端連接變壓器的原邊正向端，所述變壓器的原邊反向端連接功率開關管的漏極，所述全橋整流電路的交流正向輸入端連接高壓供電支路的高壓電源端；
所述高壓供電支路包括串聯(lián)的高壓NMOS管和中壓NMOS管，所述高壓NMOS管和中壓NMOS管分別連接在高壓電源端和次級高壓端、次級高壓端和低壓電源端之間；
所述高壓供電支路還包括電荷泵、啟動充電電路、低壓比較器、次高壓比較器、充電邏輯電路；所述電荷泵的電源輸入端和電源輸出端分別連接低壓電源端和高壓MOS管的柵極，所述啟動充電電路連接在次級高壓端和低壓電源端之間，所述低壓比較器檢測低壓電源端電壓是否高于預先設定的第一基準電壓并輸出低壓檢測信號，所述次高壓比較器檢測預先設定的第二基準電壓并輸出次高壓檢測信號，所述充電邏輯電路具備如下功能: VDD充電至低壓比較器輸出低壓檢測信號后，控制電荷泵開始工作；次高壓比較器檢測到次級高壓端電壓低于第二基準電壓時，開啟中壓NMOS管。
[0007]優(yōu)選的，還包括欠壓比較器，所述欠壓比較器檢測低壓電源端電壓是否高于預先設定的第三基準電壓并輸出欠壓檢測信號到充電邏輯電路，所述充電邏輯電路還具備如下功能:當欠壓檢測信號有效時，開啟所述啟動充電電路，從次級高壓端向低壓電源端充電。
[0008]進一步的，所述充電邏輯電路由第一或非門、第二或非門、第一 RS觸發(fā)器、第二 RS觸發(fā)器、與非門、第一反向器組成；
所述第一或非門的兩個輸入端分別連接低壓比較器、次高壓比較器的輸出端，所述第一 RS觸發(fā)器R端和S端分別連接低壓比較器、第一或非門輸出端，所述第二 RS觸發(fā)器R端和S端分別連接低壓比較器、欠壓比較器輸出端，所述第一 RS觸發(fā)器的輸出端通過第一反向器連接與非門一輸入端，與非門另一輸入端連接第二 RS觸發(fā)器的輸出端，所述第二或非門的兩輸入端分別連接第二 RS觸發(fā)器輸出端和啟動信號端；
所述第二 RS觸發(fā)器輸出端輸出電荷泵使能信號，與非門輸出端通過第二反向器連接所述中壓NMOS管柵極，所述第二或非門輸出啟動充電電路使能信號。
[0009]優(yōu)選的，所述低壓比較器和/或次高壓比較器為遲滯比較器。
[0010]本發(fā)明具有以下有益效果:
采用本發(fā)明所述的恒流控制電路，與現(xiàn)有技術相比，在無需增加外圍變壓器復雜度和成本的情況下，僅需要單個高壓功率管，版圖占用面積大幅減低；能兼容不同高低工作電流芯片的高效率供電，無需根據(jù)芯片工作電流而轉換各種類型供電技術。同時導通角數(shù)外圍可調(diào)節(jié)，客戶根據(jù)需求進一步優(yōu)化效率和系統(tǒng)成本。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0011]圖1為現(xiàn)有技術降低VDD功耗的一種應用電路示意圖；
圖2為本發(fā)明的一種具體應用方式示意圖；
圖3為本發(fā)明的一種【具體實施方式】示意圖；
圖4為圖2和圖3中【具體實施方式】的各個節(jié)點的時序示意圖。
【具體實施方式】
[0012]下面結合附圖，對本發(fā)明的【具體實施方式】作進一步的詳細說明。
[0013]恒流控制電路，包括全橋整流電路，變壓器、續(xù)流
二極管和功率開關管，所述全橋整流電路的直流正向輸出端連接變壓器的原邊正向端，所述變壓器的原邊反向端連接功率開關管的漏極，所述全橋整流電路的交流正向輸入端連接高壓供電支路的高壓電源端；
所述高壓供電支路包括串聯(lián)的高壓NMOS管和中壓NMOS管，所述高壓NMOS管和中壓NMOS管分別連接在高壓電源端和次級高壓端、次級高壓端和低壓電源端之間；
所述高壓供電支路還包括電荷泵、啟動充電電路、低壓比較器、次高壓比較器、充電邏輯電路；所述電荷泵的電源輸入端和電源輸出端分別連接低壓電源端和高壓MOS管的柵極，所述啟動充電電路連接在次級高壓端和低壓電源端之間，所述低壓比較器檢測低壓電源端電壓是否高于預先設定的第一基準電壓并輸出低壓檢測信號，所述次高壓比較器檢測預先設定的第二基準電壓并輸出次高壓檢測信號，所述充電邏輯電路具備如下功能:
VDD充電至低壓比較器輸出低壓檢測信號后，控制電荷泵開始工作；次高壓比較器檢測到次級高壓端電壓低于第二基準電壓時，開啟中壓NMOS管。
[0014]對本領域技術人員，實現(xiàn)上述邏輯運算功能容易實現(xiàn)，對復雜邏輯，可以利用硬件編程語言例如VHDL或VERIL0G編程生成門級邏輯電路，本發(fā)明中上述邏輯功能相當簡單，本領域技術人員可以直接根據(jù)邏輯關系，利用與門、或門、傳輸門、觸發(fā)器等門級電路組合實現(xiàn)。
[0015]如圖2所示為本發(fā)明的典型外圍應用電路圖。圖4為該應用圖對應引腳的典型波形。Din可實現(xiàn)對VAC的半橋半波整流，使得HV引腳得到圖6所示的半橋正弦半波該發(fā)明電路要實現(xiàn)的供電工作原理如下:
VDD的啟動。啟動時候當HV上有正玄半波時候，控制內(nèi)部恒流源(如1.5mA)對VDD進行充電。當VDD的電壓達到VDD_0N時候，GATE開始輸出PWM波形驅(qū)動功率管Q1，系統(tǒng)進入正常工作狀態(tài)。
[0016]正常工作時HV對VDD充電。在正常工作的時候，HV對VDD的充電只在圖4中a和b所指的HV為較低電壓時候進行。在b所指的充電是指芯片檢測HV低于某值(如25V)，開啟充電，由于此時HV在降低，HV對VDD可充電的導通角較小，VDD可能無法充滿至VDD_ON。在a所指的充電狀態(tài)為，檢測HV為低時，一直開啟HV充電直至VDD上電壓充滿至VDD_ON。當導通角b提供的能量較小時，導通角a為芯片的所需能量的主要來源。
[0017]通過本發(fā)明電路的合理設計，可以使得芯片所損耗的能量由HV在較低電壓時候所提供，從而實現(xiàn)了低損耗。以本發(fā)明所應用的實際芯片設計為例，內(nèi)部集成單個圓環(huán)型700V耗盡型MOS管提供充電電流，可提供最大50mA充電電流。對于VAC=220VAC輸入，忽略b導通角的補償能量，在只考慮a導通角的最差情況下，該方法的帶來的系統(tǒng)損耗如下:
單個700V圓環(huán)MOS功率管在HV大于35V會達到50mA最大飽和充電電流。在芯片工作電流損耗為ImA時候，對應50mA電流充電所需時間為:
lmA*20ms=50mA*tchrg ---- (I)
由公式(I)，可得出tchrg=400us。
[0018]HV從35V經(jīng)過400us充電時間，HV的上電壓會升至~70V。
[0019]于是該充電方法所帶來的系統(tǒng)損耗約為:(35V+70V)/2*lmA=52.5mW。
[0020]考慮HV在低于35V之前就有較長時間的大電流對VDD充電以及b導通角對芯片的能量補充，實際的損耗會遠小于52.5mW。對應于用高壓Vin直接供電ImA芯片電流造成的310mW損耗，本方法僅僅為不到1/6，有效的提高系統(tǒng)的工作效率。
[0021]為了實現(xiàn)上述的供電方法，本發(fā)明提出了一種基于700V高壓B⑶或CDMOS工藝的新穎電路。該電路僅采用一個圓環(huán)型700V耗盡型MOS器件即可實現(xiàn)上述工作原理所需的VDD啟動，HV低電壓檢測，以及大電流充電的功能。
[0022]如圖3所示給出了本發(fā)明的電路框架。匪I為高壓NMOS管，此處采用單個700V源極隔離型耗盡型NMOS管(這里以-5V閾值為例)，匪2為中壓NMOS管，21為2倍VDD電荷泵電路，22為1.5mA啟動充電電流源，23為正常工作時候的大電流充電控制開關，CMPl為低壓比較器，CMP2為次高壓比較器，充電邏輯電路產(chǎn)生21，22，23的開關控制信號Al，A2，A3。
[0023]其電路工作方法如下: VDD的啟動。啟動時候模塊21的使能控制信號A3為低電平，關斷電荷泵的工作，Al始終控制模塊22開啟，A2控制匪2始終關斷。那么匪I的柵電壓將會保持等于接近VDD電壓，當HV上有電壓時候，NMl的源極HV_SENSE電壓將等于VDD+5V，HV_SENSE為模塊22提供電源，PM2產(chǎn)生1.5mA恒流對VDD進行充電。當VDD充至13V，啟動完成，CMPl產(chǎn)生比較信號至充電邏輯電路模塊，充電邏輯電路控制Al關斷1.5mA恒流充電，A3變?yōu)楦唠娖?，電荷?1開始工作，匪I的柵極電壓被設置成2*VDD。
[0024]如圖4所示，正常工作時HV對VDD的充電。由于2倍VDD電荷泵會維持匪I的柵電壓始終為2*VDD電壓，所以在NM2關斷時候，HV_SENSE上的電壓在HV低于2*VDD+5V時，HV_SENSE的電壓會跟隨HV的電壓。此時通過CMP2檢測到HV_SENSE低于2*VDD，則可認為檢測到HV處于低電壓導通角狀態(tài)。通過充電邏輯電路產(chǎn)生A2控制信號開啟匪2開關管，對VDD進行大電流充電直至達到13V關斷匪2充電。所以本方法實現(xiàn)了在匪2關斷時候?qū)V的低電壓導通角檢測，同時也實現(xiàn)了復用匪I管對VDD進行大電流充電。
[0025]一種優(yōu)選實施方式還包括欠壓比較器CMP3，所述欠壓比較器檢測低壓電源端電壓是否高于預先設定的第三基準電壓并輸出欠壓檢測信號到充電邏輯電路，所述充電邏輯電路還具備如下功能:當欠壓檢測信號有效時，開啟所述啟動充電電路，從次級高壓端向低壓電源端充電。
[0026]所以本發(fā)明電路基于電荷泵的電路，實現(xiàn)了僅通過對單個高壓匪I管的分時復用即可實現(xiàn)對VDD的充電管理，其他控制電路均為低中壓器件，大大降低了芯片的版圖面積。
[0027]前文所述的為本發(fā)明的各個優(yōu)選實施例，各個優(yōu)選實施例中的優(yōu)選實施方式如果不是明顯自相矛盾或以某一優(yōu)選實施方式為前提，各個優(yōu)選實施方式都可以任意疊加組合使用，所述實施例以及實施例中的具體參數(shù)僅是為了清楚表述發(fā)明人的發(fā)明驗證過程，并非用以限制本發(fā)明的專利保護范圍，本發(fā)明的專利保護范圍仍然以其權利要求書為準，凡是運用本發(fā)明的說明書及附圖內(nèi)容所作的等同結構變化，同理均應包含在本發(fā)明的保護范圍內(nèi)。
【權利要求】
1.恒流控制電路，包括全橋整流電路，變壓器、續(xù)流二極管和功率開關管，所述全橋整流電路的直流正向輸出端連接變壓器的原邊正向端，所述變壓器的原邊反向端連接功率開關管的漏極，所述全橋整流電路的交流正向輸入端連接高壓供電支路的高壓電源端；其特征在于，所述高壓供電支路包括串聯(lián)的高壓NMOS管和中壓NMOS管，所述高壓NMOS管和中壓NMOS管分別連接在高壓電源端和次級高壓端、次級高壓端和低壓電源端之間；所述高壓供電支路還包括電荷泵、啟動充電電路、低壓比較器、次高壓比較器、充電邏輯電路；所述電荷泵的電源輸入端和電源輸出端分別連接低壓電源端和高壓MOS管的柵極，所述啟動充電電路連接在次級高壓端和低壓電源端之間，所述低壓比較器檢測低壓電源端電壓是否高于預先設定的第一基準電壓并輸出低壓檢測信號，所述次高壓比較器檢測預先設定的第二基準電壓并輸出次高壓檢測信號，所述充電邏輯電路具備如下功能=VDD充電至低壓比較器輸出低壓檢測信號后，控制電荷泵開始工作；次高壓比較器檢測到次級高壓端電壓低于第二基準電壓時，開啟中壓NMOS管。
2.如權利要求1所述的恒流控制電路，其特征在于，還包括欠壓比較器，所述欠壓比較器檢測低壓電源端電壓是否高于預先設定的第三基準電壓并輸出欠壓檢測信號到充電邏輯電路，所述充電邏輯電路還具備如下功能:當欠壓檢測信號有效時，開啟所述啟動充電電路，從次級高壓端向低壓電源端充電。
3.如權利要求2所述的恒流控制電路，其特征在于，所述充電邏輯電路由第一或非門、第二或非門、第一 RS觸發(fā)器、第二 RS觸發(fā)器、與非門、第一反向器組成；所述第一或非門的兩個輸入端分別連接低壓比較器、次高壓比較器的輸出端，所述第一 RS觸發(fā)器R端和S端分別連接低壓比較器、第一或非門輸出端，所述第二 RS觸發(fā)器R端和S端分別連接低壓比較器、欠壓比較器輸出端，所述第一 RS觸發(fā)器的輸出端通過第一反向器連接與非門一輸入端，與非門另一輸入端連接第二 RS觸發(fā)器的輸出端，所述第二或非門的兩輸入端分別連接第二 RS觸發(fā)器輸出端和啟動信號端；所述第二RS觸發(fā)器輸出端輸出電荷泵使能信號,與非門輸出端通過第二反向器連接所述中壓NMOS管柵極，所述第二或非門輸出啟動充電電路使能信號。
4.如權利要求1所述的恒流控制電路，其特征在于，所述低壓比較器和/或次高壓比較器為遲滯比較器。
【文檔編號】H02M7/217GK103840687SQ201310621622
【公開日】2014年6月4日 申請日期:2013年11月30日 優(yōu)先權日:2013年11月30日
【發(fā)明者】陳雪松, 易坤, 高繼, 趙方麟 申請人:成都岷創(chuàng)科技有限公司