專利名稱：反激拓撲斷續(xù)與臨界模式交錯出現(xiàn)的pwm模塊的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種用于開關電源的PWM控制電路，特別是涉及一種使反激式拓撲電路總是處于軟導通的PWM控制模塊。
背景技術：
反激式電路拓撲結構如圖4所示，Tl為高頻隔離變壓器，Ql為開關管，D2為次級側整流管，在開關管導通期間(以下稱T ο n)，輸入電壓加于初級線圈兩端，此時初級線圈的電壓為上正下負，感應次級線圈的電壓為上負下正，因D2反向截止，無能量向次級傳送，磁場強度開始逐漸增加，電能以磁能的方式存儲于變壓器初級線圈中，此時，勵磁電流的大小等于初級電流大??；在開關管關斷后(以下稱T ο f f)，由于電感電流不能突變的特性，在初級線圈產(chǎn)生上負下正的感應電壓，同時,在次級線圈也感應生成上正下負的感應電壓，整流管D2導通，在初級線圈中儲存的磁能向次級線圈傳送并在輸出回路生成輸出電流，根據(jù)次級線圈輸出電流的情況，可分為連續(xù)模式、斷續(xù)模式和臨界模式。
連續(xù)模式:在T ο η期間儲存于初級線圈中的磁能，在T O f f結束后(即下一個T ο η開始前),仍有部分能量剩余在初級線圈中，S卩在T O f f結束時,所述電流未歸零。
斷續(xù)模式下:在T ο η期間儲存在初級線圈的全部磁能，在T O f f結束前就已將全部能量轉移至次級線圈并已輸出，即所述電流在T ο f f結束前一段時間已歸為零。
臨界模式:在T ο η期間儲存于初級線圈中的磁能，在T O f f結束時全部轉移至次級線圈，并且在此時，所述電流正好歸零。
近年來，在電源開發(fā)中廣泛采用各類諧振技術和同步整流技術，而且準諧振技術亦越來越多地應用在高效率、低成本的電源中，該技術通過將硬開關轉換器和諧振方式相結合，并在功率管MOSFET周圍加上電流或電壓型諧振網(wǎng)絡，使開關電源實現(xiàn)了零電流或零電壓工作方式。
準諧振技術綜合電流調節(jié)模式和去磁檢測功能，使電源在任何輸出負載、任何線性輸入電壓條件下，通過延遲開關關斷時間，使開關管漏一源電壓降至最低，以保證其在臨界導通模式下以最低的漏極電壓進行開關動作，減少尖刺干擾、降低開關導通損耗，最終達到提高效率的目的，由·此可知，電源的諧振工作頻率將隨著負載和輸入電壓條件的變化而變化，以實現(xiàn)零電壓開關導通的工作方式。
目前，開關電源行業(yè)所使用的臨界模式準諧振PWM控制芯片(又稱零電流檢測開啟、峰值電流關斷的PWM控制電路)，多用于不帶隔離的BOOST拓撲作PFC升壓電路，而很少用于帶隔離變壓器的反激式電路拓撲，原因就是在有隔離變壓器的條件下，開關管漏-源極(以下簡稱D-S)兩端的反向電壓會高出輸入電壓的4-5倍，例如輸入電壓264V時，開關管關斷瞬間，在MOS開關管D-S兩端產(chǎn)生的反向電壓可高達1300V以上，這極易導致開關管被擊穿損壞(況且目前市場上的MOS開關管通常所耐反向電壓在1000V以下)，這樣就限制了所述臨界模式準諧振PWM控制芯片的應用范圍。
產(chǎn)生上述現(xiàn)象的原因是:反激電路在Ton期間，變壓器的初級漏感也在儲能，加上受次級側整流二極管的箝位作用，在Toff期間，變壓器初級電感的能量并不能全部釋放完畢，其通過與開關管的漏極節(jié)點電容的諧振產(chǎn)生了振鈴波形，這個振鈴波形產(chǎn)生的實質就是初級電感與初級漏感在釋放能量，而所述臨界模式準諧振PWM控制芯片若輸出的PWM信號始終都是臨界模式的話，那么變壓器初級電感與初級漏感的能量就沒有釋放的時間，經(jīng)過若干個周期的積累后，在開關管關斷的瞬間，就會在D-S兩端產(chǎn)生高出電源電壓4-5倍的反向電壓。發(fā)明內容
本發(fā)明要解決的技術問題是提供一種用于反激式開關電源拓撲能使其D — S兩端反向電壓較低且始終為斷續(xù)與臨界模式交錯出現(xiàn)的PWM控制模塊。
為了解決上述技術問題，本發(fā)明采用的技術方案為:
本發(fā)明的反激拓撲斷續(xù)與臨界模式交錯出現(xiàn)的PWM模塊，包括固定時鐘開啟峰值電流關斷的PWM控制電路和產(chǎn)生鋸齒波的鋸齒波發(fā)生器，其還包括在反激式拓撲電路二次側的電流值為零時，產(chǎn)生與所述鋸齒波同步的相干波信號的零電流檢測開啟同步電路，該相干波與鋸齒波經(jīng)迭加后可使所述PWM控制電路開啟另一個交替的PWM信號輸出，所述相干波為方波、梯形波或三角波，其還包括當反激式拓撲電路工作在電流連續(xù)模式時，所述鋸齒波采用不同頻率工作的負載輕重鋸齒波頻率切換電路，其中，
所述鋸齒波發(fā)生器由第一電阻、第三電阻和第三電容組成，其中，第一電阻的一端接基準電壓端，另一端接于所述PWM控制電路中的脈寬調制芯片的“4”腳并通過第十四電阻與所述頻率切換電路中的第一比較器的輸出端相接、還通過第三電容與所述零電流檢測開啟同步電路中三極管的發(fā)射極和第三電阻的一端相接；第三電阻的另一端接地；
所述零電流檢測開啟同步電路主要由第二比較器和三極管構成，其中，第二比較器的同向輸入端通過第十一電阻接往基準電壓端、還通過第十二電阻與第六電容的并聯(lián)接地；其反向輸入端通過第八電阻、第二二極管外接功率變壓器的反激繞組的ZCD端，還通過第九電阻、第三二極管接所述脈寬調制芯片的“6”腳，又通過第十五電阻接地；其輸出端一路通過第十電阻接往基準電壓端，另一路通過第四電容接于三極管的基極；三極管的集電極接基準電壓端。
所述負載輕重鋸齒波頻率切換電路主要由第一比較器構成，其同向輸入端一路通過第五電阻接于基準電壓端，另一路通過第六電阻接地，還一路通過第七電阻和第一二極管接于其輸出端；其反向輸入端通過第`十三電阻接往所述脈寬調制芯片的“I”腳。
所述負載輕重鋸齒波頻率切換電路根據(jù)負載輕重，可令所述鋸齒波分別工作在80kHZ -1OOkHZ 頻率范圍、40kHZ — 60kHZ 頻率范圍。
所述脈寬調制芯片的型號為UC3842。
所述第一比較器和第二比較器的型號均為LM393。
所述三極管型號為MMBT3904LT1。
與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明在現(xiàn)有PWM控制電路的基礎上，增加了可產(chǎn)生方波的零電流檢測開啟同步電路和根據(jù)負載輕重可變換鋸齒波工作頻率的負載輕重鋸齒波頻率切換電路，并將其用于反激式開關電路。由于所述同步電路的存在，使本發(fā)明輸出的PWM脈沖信號產(chǎn)生于以鋸齒波單獨工作和以方波與鋸齒波迭加工作情況下，前者使電路工作在電流斷續(xù)模式，后者使電路工作在電流臨界模式，而且交替進行，由此使初級線圈的初級電感與初級漏感中所儲存的能量在每兩個PWM周期結束時幾近釋放完畢，從而使開關管D-S兩端產(chǎn)生的反向電壓降至電源電壓的1.2-1.5倍。
當由固定時鐘開啟峰值電流關斷的PWM控制電路控制的反激拓撲工作在電流連續(xù)模式下時，本發(fā)明的同步電路會因無法檢測到零電流信號而不能產(chǎn)生方波，在所述頻率切換電路的工作下，可將鋸齒波頻率按負載輕重分別設置，從而使本發(fā)明控制的反激拓撲在任何情況下均工作在電流斷續(xù)與臨界模式交錯進行的狀態(tài)。本發(fā)明結構簡單、所控制的反激拓撲開關損耗小、使用壽命長且產(chǎn)生的高次諧波少。


圖1是本發(fā)明電路方框圖。
圖2是本發(fā)明電路原理圖。
圖3是本發(fā)明應用于反激式開關電源拓撲中相關信號波形圖。
圖4是反激式開關電源拓撲(加泵式無源PFC)原理圖。
圖5是反激拓撲開關管D-S兩端三種模式的電壓波形圖。
具體實施方式
下面結合附圖和實施方式對本發(fā)明作進一步說明。
附圖標記如下:
固定時鐘開啟峰值電流關斷的PWM控制電路1、鋸齒波發(fā)生器2、零電流檢測開啟同步電路3、負載輕重鋸齒波頻率切換電路4、脈寬調制芯片U1、第一電壓比較器U2、第二電壓比較器U3、三極管Q1、輔助電源VCC、+5v基準電壓VREF、脈沖寬度調制信號PWM、零電流檢測開啟信號ZCD、誤差放大器信號EA、峰值電流檢測關斷信號IS。
如圖1、2所示，本發(fā)明的反激拓撲斷續(xù)與臨界模式交錯出現(xiàn)的PWM模塊，包括現(xiàn)有技術中具有固定時鐘開啟峰值電流關斷的PWM控制電路I和產(chǎn)生鋸齒波的鋸齒波發(fā)生器2，其還包括可檢測反激式拓撲電路次級線圈電流值且在該電流值為零時輸出相干波的零電流檢測開啟同步電路3，該相干波與鋸齒波經(jīng)迭加后可使所述PWM控制電路I開啟另一個交替的PWM信號輸出，所述相干波可為方波、梯形波或三角波，其還包括當反激式拓撲電路工作在電流連續(xù)模式時，所述鋸齒波采用不同頻率工作的負載輕重鋸齒波頻率切換電路4。
所述具有固定時鐘開 啟峰值電流關斷的PWM控制電路I主要是由固定時鐘開啟峰值電流關斷的型號為UC3842的脈寬調制芯片Ul構成，該脈寬調制芯片Ul的“I”腳，一路通過第二電阻R2接于該芯片輸出+5V基準電壓VREF的“8”腳，另一路接反激式電路拓撲中的光電耦合器，其“2”腳和“5”腳接地，其“3”腳外接開關管的源極電阻作為IS端，“4”腳與鋸齒波發(fā)生器中的第一電阻R1、第三電容C3和負載輕重鋸齒波頻率切換電路4第十四電阻R14相接，“6”腳為輸出端，其通過第四電阻R4輸出PWM調制信號，“7”腳接輔助電源VCC，“8”腳為+5V基準電壓VREF輸出端，第一電容Cl、第二電容C2是輔助電源VCC的濾波電容，第五電容C5是+5V基準電壓VREF的濾波電容。
所述鋸齒波發(fā)生器2由第一電阻R1、第三電阻R3和第三電容C3組成，其中，第一電阻Rl的一端接基準電壓VREF端，另一端接于所述PWM控制電路I中的脈寬調制芯片的“4”腳并通過第十四電阻R14與所述頻率切換電路4中的第一比較器U2的輸出端相接、還通過第三電容C3與所述零電流檢測開啟同步電路3中三極管Ql的發(fā)射極和第三電阻R3的一端相接；第三電阻R3的另一端接地。
所述零電流檢測開啟同步電路3主要由型號為LM393的第二比較器U3和型號為MMBT3904LT1的三極管Ql構成，其中，第二比較器U3的同向輸入端通過第i^一電阻Rll接往基準電壓VREF端、還通過第十二電阻R12與第六電容C6的并聯(lián)接地；其反向輸入端通過第八電阻R8、型號為1N4148的第二二極管D2外接功率變壓器的反激繞組的Z⑶端，還通過第九電阻R9、型號為1N4148的第三二極管D3接所述脈寬調制芯片Ul的“6”腳，又通過第十五電阻R15接地；其輸出端一路通過第十電阻RlO接往基準電壓VREF端，另一路通過第四電容C4接于三極管Ql的基極；三極管Ql的集電極接基準電壓VREF端，在三極管Ql的基極與地之間還接有一只型號為1N4148的第四二極管D4。
所述負載輕重鋸齒波頻率切換電路4主要由型號為LM393的第一比較器U2構成，其同向輸入端一路通過第五電阻R5接于基準電壓VREF端，另一路通過第六電阻R6接地，還一路通過第七電阻R7和型號為1N4148的第一二極管Dl接于其輸出端；其反向輸入端通過第十三電阻R13接往所述脈寬調制芯片Ul的“I”腳。所述負載輕重鋸齒波頻率切換電路4根據(jù)負載輕重，可令所述鋸齒波分別工作在80kHZ -1OOkHZ頻率范圍和40kHZ—60KHZ頻率范圍。
名詞解釋:
PWM: (Pulse Width Modulation)脈沖寬度調制；
ZCD: (Zero Current Detection)零電流檢測開啟信號；
EA: (Error Amplifier)誤差放大器信號；
IS:(1-電流S-Switch)峰值電流檢測關斷信號；
VREF: (V-電壓 REF—Reference) +5v 基準電壓；
VCC:輔助電源；
SAW: (Sawtooth)鋸齒波信號；
SY: (Synchro)同步信號。
PFC: (Power Factor Correction)功率因素校正。
本發(fā)明的理論依據(jù)及工作原理
—、依據(jù)波的迭加·原理:如果有幾列波在空間相遇，那么每列波將獨立地保持自己原有的特性(頻率、波長、振動方向及傳播方向)，并不會因其他波的存在而改變，這稱為波傳播的獨立性；而任一點的振動為各列波單獨在該點引起振動的合振動，這一規(guī)律就稱為波的迭加原理。
兩列波在某點相遇的表達式如下:
Ysl=Asl*cos ( ω t+Φ J ;YS2=AS2*cos ( ω +Φ2)
在相遇點弓丨起的分振動:
Y1=A1^cos ( ω +Φ^2 τι γ J λ ^ ；Υ2 =A2^cos ( ω +Φ2~2 τι Y 2/ λ 2)
式中YpY2為兩個波源到干涉點的波程為兩列波的波長；
A1, A2為兩列波的振幅；Φρ Φ2為兩列波的初相位；
在相遇點弓丨起的合振動:
Y=Y^Y2=A=IiCos (ω t+Φ) A= V (A12+A22+2A1A2cos Δ Φ )
Δ Φ = Φ2_Φ1_2 π (Y2-Y1)M
所述兩列波分別是鋸齒波信號SAW和方波同步信號SY，這是兩個PWM的開啟信號；在一個IS峰值電流檢測關斷信號和兩個PWM開啟信號的作用下再加上波的獨立性傳播方式是產(chǎn)生兩個PWM波形的根由，產(chǎn)生相干波的充要條件是△ Φ恒定，而△ Φ恒定的充要條件必須是輸入電壓恒定、負載恒定(即Ton)恒定，為了敘述方便，下面的分析和推導均是假定Λ Φ恒定。
出現(xiàn)兩個PWM信號的根由如下:
第一步，電路啟動脈寬調制芯片Ul輸出第一個PWM,—段時間后第一個IS峰值電流檢測信號會關斷第一個PWM，第一個斷續(xù)模式的D-S波形出現(xiàn)，此時，同步電路捕捉振鈴信號的第一個谷點后產(chǎn)生方波，第二步，該方波與鋸齒波迭加后作用于脈寬調制芯片U1，迫使脈寬調制芯片Ul經(jīng)過死區(qū)時間后輸出第二個PWM信號，同樣也是一段時間后第二個IS峰值電流檢測信號會關斷第二個PWM，第二個臨界模式的D-S波形出現(xiàn)；這里關鍵的一點是第一個同步信號產(chǎn)生后就出現(xiàn)了迭加現(xiàn)象，只有產(chǎn)生了迭加才有相干波的存在，而依據(jù)波的獨立性傳播的特性，它們自此便會開始各走各的路徑。
鋸齒波自已要走 完自已的周期，即它要被充電到2.8V時(當然也還要經(jīng)過死區(qū)時間)就是第三個PWM輸出的開始，由于本實例有負載輕重鋸齒波頻率切換電路的存在，它可保證無論負載在何種狀態(tài)下的每一個由鋸齒波控制的PWM都是斷續(xù)模式的D-S波形(也就是說給它留有足夠的時間讓初級電感和漏感的能量釋放完畢，也正是需要這個斷續(xù)模式的波形才能幫助電路釋放初級電感和漏感儲存的能量，降低D-S兩端的反向電壓)；同樣由同步信號與鋸齒波迭加控制的PWM按自已的路徑也會出現(xiàn)臨界模式的D-S波形，如此周而復始。
二、依據(jù)脈寬調制芯片Ul的手冊資料:其“4”腳外接定時電容上產(chǎn)生的鋸齒波的上、下閥值分別設定為2.8ν和1.2ν ;當鋸齒波充電的幅度大于2.8ν時，脈寬調制芯片Ul內部的放電管導通，為所述定時電容提供放電回路；當其上電壓小于1.2ν時，所述放電管斷開，此時，+5ν基準電壓VREF再為所述定時電容充電，其開關頻率為:FSW=1.44/RTCT。
三、依據(jù)RC 過渡過程原理和公式 I=dq/dt=Ve/R*e-t/KG Vc=q/c=Ve* (l-e^t/EC)變換得:
t充=-RC*ln(l-Vc/Ve)式中Vc—定時電容所充的電壓、Ve—為電源電壓；
t放=RC*lnVc，/Vc”式中Vc，一定時電容放電前的幅值、Vc” 一定時電容放電后的幅值。
四、根據(jù)本發(fā)明電路結構推導對應的開關頻率Fsw:
為防止反激拓撲電路進入電流連續(xù)模式狀態(tài)，本發(fā)明設有負載輕重鋸齒波頻率切換電路4，故將鋸齒波頻率Fsaw和方波同步信號頻率Fsy按以下兩種情況設置，分別為:
負載為輕載時:鋸齒波頻率為Fsawi，方波同步信號頻率為FSY1。
負載為重載時:鋸齒波頻率為Fsaw2,方波同步信號頻率為FSY2。
1、鋸齒波 SAW:
Fsawi=L 44/ “充汴^)
Fsaw2=L 44/ Ct%2+t&2)
如圖2所示，合理選擇第五電阻R5、第六電阻R6和第七電阻R7阻值，可計算出圖中P點、M點和N點的電位值，分別如下:
Vp=L 8V (+5V基準電壓VREF經(jīng)分壓后)
VM=1.8V-DI 的結電壓 0.7v-VE7 ^ 1.1v
Vn 下閥值=1.2vVm < Vn 下閥值 1.2v
I)負載為輕載時，EA端電位小于1.8v,第一比較器U2的輸出端“I”腳輸出高電平，由于第一二極管Dl的隔離，故第十四電阻R14支路屬斷開狀態(tài)。
有:tm=_(R1+R3) *C3*ln(l_2.8v/5v)(I)
tMl=[(R3+Rs)// (R1+R3) ]*C3*ln2.8v/l.2v(2)
Rs為脈寬調制芯片Ul內部放電管的內阻
2)負載為重載時，EA端電位大于1.8v,第一比較器U2的輸出端“I”腳輸出低電平其內部的下拉三極管導通，故第十四電阻R14支路起分流作用。
A:對于 N 點由 T1 點電流定律有:Iki = Iki4+RC-E+I (R3+l/uC3) (3)
(忽略脈寬調制芯片Ul的“4”腳比較器的輸入端)
I (Ε3+1/ω03) = [5v/ (R1+R3) ] *e-t/ τ τ = (R1+R3) *C3
I (E14+EC_E)=VC3/ (R14+Rc_e) *e-t/T 1.2v 彡 Vc3 彡 2.8v τ =(R1+R3)*C3
Rc_e為第一比較器U2內部下拉三極管C-E結的電阻；
B:由于 VC3=Vn=5v*R14/ (R14+R1) 1.2v ^ Vn ^ 2.8v
其中第十四電阻R14的取值需讓Vn的上閥值約大于2.8V,
解上式得:R14≥ 1.27R1(4)
C:為了書寫方便忽略R3、RC_E，同時將(3)式對應改寫為11=12+13則有:11= (5V/Rl)*e-t/T+ (VC3/R14)
解上式可得:tw=-Rl*C3*ln[(Il*Rl*R14)/(5V*R14+VC3*Rl)](5)
D:為了證明> tm對比(I)式和(5)可知只需證明:
I ln[(Il*Rl*R14)/(5V*R14+VC3*Rl)] I > In (1-2.8v/5v) | (6)
現(xiàn)假定電容C3已充電到2.8V即VC3=2.8V時(7)
則有:11=(5V-2.8V)/Rl(8)
將(4)、(7)、(8)式代入(6)可得:
I In (2.2/7.2) | > | In (1-2.8v/5v)
-1.186 > -0.82 即 t^2 > t%1 獲證。
E:tM2={[(R3+Rs)// (R3+R14+RC_E) ]// (R1+R3) }*C3*ln2.8v/l.2v (9)
Rc_e是第一比較器U2內部下拉三極管C-E結的電阻；
2、方波同步信號SY:
在(2)、(9)式中，由于Rl >> R3+Rs ；R14 >> R3+Rs 故可以忽略則有 Aau ^ t放2=(1 3+1^)*〇3*1112.8v/l.2v (10)
(10)式說明脈寬調制芯片Ul的死區(qū)時間在負載輕和重兩種狀態(tài)下基本相等。
Fsy1-1/ (t 充 3+t 放 3+t 放 J)
Fsy2-1/ (1:充3+1:放3+1:放2)
上述兩式中的1^3和1:放3為RC過渡過程,為脈寬調制芯片Ul內部的死區(qū)時間也是方波同步信號SY的穩(wěn)態(tài)時間，即tw、決定了方波同步信號SY的寬度；由于 t放I t放2，所以 Fsyi ^ Fsy2
本實例將方波同步信號SY的電壓幅值Vsy設定在1.5v。
有:t充3=_(R10+R3+Rbel)*C4*ln(l_Vc4/VKEF)(11)
其中(11)中的Vc4=VKEF-VQ1B-E-VSY=5v-0.7ν_1.5ν=2.8ν
(11)式中的Vc4為第四電容C4所充的電壓值、Veef為基準電壓值、VQ1B_E為三極管B-E結電壓、Rbel是三極管Ql的B-E結電阻。
t放3= (Rd4+Ru3//R10) *C4*ln2.8v/lv(12)
(12)式中的Ru3是第二比較器U3內部下拉三極管的C-E結電阻、Rd4為第四二極管D4的電阻。
(12)式中的lv=D4的壓降0.7v+Ql的C-E結電壓0.3v
如圖2所示，第四電容C4的充電路徑:+5V基準電壓VREF—第四電容C4的右端一三極管Ql的B-E結一第三電阻R3的上端一地；第四電容C4的放電路徑:第四電容C4的右端一第二比較器U3內部下拉管的C-E結一地一第四二極管D4的正端一第四電容C4的左端。
通過第四電容C4的放電路徑可看到其放電路徑里有第四二極管D4的PN結電壓0.7V與第二比較器U3下拉管的C-E結電壓0.3V，所以第四電容C4放電完畢其兩端的電壓最小值為IV。
五:工 作原理
如圖2、3和圖5所示，當脈寬調制芯片Ul的“7”腳加上VCC，+5v基準電壓VREF建立后，其“6”腳就會輸出PWM，當開關管的源極電阻產(chǎn)生IS峰值電流檢測關斷信號時，開關管關斷，反激開始輸出功率，初級線圈向次級線圈傳送能量，此時，次級線圈輸出電流，當所述零電流檢測開啟同步電路3檢測出反激電流為零時，即ZCD零電流檢測開啟信號出現(xiàn)時，第二比較器U3的輸出端“7”腳便會輸出一個上升沿信號(即方波同步信號SY的上升沿)，+5v基準電壓VREF通過第十電阻R10、第四電容C4、三極管Ql的B-E結加在第三電阻R3上，(脈寬調制芯片Ul雖然沒有同步端但在電容第三電容C3的下端對地串一個小電阻第三電阻R3就能加入同步信號，當然外加的方波同步信號SY的頻率Fsy需大于Fsaw的10%以上)。
本發(fā)明有個特性那就是反激電路不能進入連續(xù)模式，一旦進入連續(xù)模式就不會存在相干波了，究其原由就是零電流檢測開啟同步電路3里第二比較器U3的反向輸入端“6”腳出現(xiàn)下降沿的時間滯后于脈寬調制芯片Ul的“4”腳的上閥值出現(xiàn)的時間(即鋸齒波SAW充電到2.Sv的時間)，也就是說，脈寬調制芯片Ul內部的放電管搶先導通，經(jīng)過死區(qū)時間后開始輸出PWM，而該PWM的開啟信號是由鋸齒波SAW控制開啟，而不是方波同步信號SY開啟的，如此一來零電流檢測開啟同步電路3里第二比較器U3的反向輸入端“6”腳不再出現(xiàn)下降沿，也就是說第二比較器U3的輸出端“7”腳將不會出現(xiàn)方波同步信號SY的上升沿了，電路將進入由脈寬調制芯片Ul主導的固定時鐘開啟峰值電流關斷的硬開關、連續(xù)模式狀態(tài)。為了克服這一現(xiàn)象，必需讓鋸齒波的頻率Fsaw隨著負載的狀態(tài)而變化。
本發(fā)明是通過檢測EA端電壓的變化來完成Fsaw切換，在負載較輕的時候讓鋸齒波工作在Fs ，負載較重時工作在Fsak,比如:當負載變輕EA端電壓低于1.8v時，第一比較器U2的輸出端“I”腳便會輸出高電平，相干波的工作頻率為FSAW1、Fsyi，可設定在80KHZ—IOOKHZ ;當EA端電壓大于1.Sv后，第一比較器U2的輸出端“I”腳則輸出低電平，相干波的工作頻率為FSAW2、Fsy2，可設定在40KHZ—60KHZ之間；合理選擇的值可在重載時的每個由Fsy2控制的PWM周期內均能捕捉到振鈴信號的第一個谷點。
當輸入電壓最低、負載最重就是我們所說的PWM最大時，一般Ton約為1/3*T,40ΚΗΖ時T=25us，導通時間約為8us，而Toff則還有17us，所以說還有足夠的時間讓初級電感的能量在Toff釋放完畢，電路就不會進入連續(xù)模式，對于本發(fā)明所控電路是不能進入電流連續(xù)模式的，一旦進入電流連續(xù)模式我們就檢測不到同步信號了，也就沒有所述的兩個波形；因此，將鋸齒波按負載輕重分別設置于80KHZ — 100KHZ和40KHZ — 60KHZ的頻率范圍工作，就可使電路由電流連續(xù)模式運行于電流斷續(xù)模式下。
本發(fā)明由于保留了脈寬調制芯片Ul逐周峰值電流檢測及逐周最大PWM關斷這兩個功能，所以它的性能更完善；它除了在交流90v-264v的輸入范圍內能輸出額定功率外，同時在負載輕重鋸齒波頻率切換時也能穩(wěn)定過渡。
本發(fā)明的技術效果:
1、由于它產(chǎn)生的PWM是以相干波的形式出現(xiàn)，受鋸齒波SAW控制的是斷續(xù)模式的波形、受方波同步信號SY控制的則是臨界模式的諧振波形；所以系統(tǒng)始終都是工作在斷續(xù)模式與臨界模式交替出現(xiàn)的狀態(tài)；正因為有斷續(xù)模式的出現(xiàn)才得以讓變壓器初級電感與初級漏感有了釋放能量的時間，使開關管D-S兩端的反向電壓降至電源電壓的1.2-1.5倍，正因為有臨界模式的出現(xiàn)才使得整個電源系統(tǒng)的效率高出由固定時鐘開啟峰值電流關斷的PWM控制模式電源的4-5%。
2、特別適合做泵式無源PFC+PWM拓撲，由單管完成PFC+PWM兩種功能，其PF值在0.94以上，較之有源PFC+PWM拓撲的電源其電路簡單，成本低廉。
3、廣泛用于小于200W的消費類電源中，特別適合PC電源和LED路燈電源。
以上內容是結合具體的優(yōu)選實施方式對本發(fā)明所作的進一步詳細說明，不能認定本發(fā)明的具體實施只局限于這些說明。對于本發(fā)明所屬技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明構思的前提下做出若干等同替代或明顯變型，而且性能或用途相同，都應當視為屬于本發(fā)明由所提交的權利 要求書確定的專利保護范圍。
權利要求
1.一種反激拓撲斷續(xù)與臨界模式交錯出現(xiàn)的PWM模塊，包括固定時鐘開啟峰值電流關斷的PWM控制電路(I)和產(chǎn)生鋸齒波的鋸齒波發(fā)生器(2)，其特征在于:其還包括在反激式拓撲電路二次側的電流值為零時，產(chǎn)生與所述鋸齒波同步的相干波信號的零電流檢測開啟同步電路(3)，該相干波與鋸齒波經(jīng)迭加后可使所述PWM控制電路(I)開啟另一個交替的PWM信號輸出，所述相干波為方波、梯形波或三角波，其還包括當反激式拓撲電路工作在電流連續(xù)模式時，所述鋸齒波采用不同頻率工作的負載輕重鋸齒波頻率切換電路(4)，其中， 所述鋸齒波發(fā)生器(2)由第一電阻(R1)、第三電阻(R3)和第三電容(C3)組成，其中，第一電阻(Rl)的一端接基準電壓(VREF)端，另一端接于所述PWM控制電路(I)中的脈寬調制芯片(Ul)的“4”腳并通過第十四電阻(R14)與所述頻率切換電路(4)中的第一比較器(U2)的輸出端相接、還通過第三電容(C3)與所述零電流檢測開啟同步電路(3)中三極管(Ql)的發(fā)射極和第三電阻(R3)的一端相接；第三電阻(R3)的另一端接地； 所述零電流檢測開啟同步電路(3)主要由第二比較器(U3)和三極管(Ql)構成，其中，第二比較器(U3)的同向輸入端通過第i^一電阻(Rll)接往基準電壓(VREF)端、還通過第十二電阻(R12)與第六電容(C6)的并聯(lián)接地；其反向輸入端通過第八電阻(R8)、第二二極管(D2)外接功率變壓器的反激繞組的Z⑶端，還通過第九電阻(R9)、第三二極管(D3)接所述脈寬調制芯片(Ul)的“6”腳，又通過第十五電阻(R15)接地；其輸出端一路通過第十電阻(RlO)接往基準電壓(VREF)端，另一路通過第四電容(C4)接于三極管(Ql)的基極；三極管(Ql)的集電極接基準電壓(VREF)端。
2.根據(jù)權利要求1所述的反激拓撲斷續(xù)與臨界模式交錯出現(xiàn)的PWM模塊，其特征在于:所述負載輕重鋸齒波頻率切換電路(4)主要由第一比較器(U2)構成，其同向輸入端一路通過第五電阻(R5 )接于基準電壓(VREF)端，另一路通過第六電阻(R6 )接地，還一路通過第七電阻(R7)和第一二極管(Dl)接于其輸出端；其反向輸入端通過第十三電阻(R13)接往所述脈寬調制芯片(Ul)的“I”腳。
3.根據(jù)權利要求2所述的反激拓撲斷續(xù)與臨界模式交錯出現(xiàn)的PWM模塊，其特征在于:所述負載輕重鋸齒波頻率切換電路(4)根據(jù)負載輕重，可令所述鋸齒波分別工作在80kHZ -1OOkHZ 頻率范圍、40kHZ — 60kHZ 頻率范圍。
4.根據(jù)權利要求1一 3中任一項所述的反激拓撲斷續(xù)與臨界模式交錯出現(xiàn)的PWM模塊，其特征在于:所述脈寬調制芯片(Ul)的型號為UC3842。
5.根據(jù)權利要 求1一 3中任一項所述的反激拓撲斷續(xù)與臨界模式交錯出現(xiàn)的PWM模塊，其特征在于:所述第一比較器(U2)和第二比較器(U3)的型號均為LM393。
6.根據(jù)權利要求1一 3中任一項所述的反激拓撲斷續(xù)與臨界模式交錯出現(xiàn)的PWM模塊，其特征在于:所述三極管(Ql)型號為MMBT3904LT1。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種用于反激式開關電源拓撲能使其D－S兩端反向電壓較低且始終為斷續(xù)與臨界模式交錯出現(xiàn)的PWM控制模塊。其包括固定時鐘開啟峰值電流關斷的PWM控制電路和鋸齒波發(fā)生器，還包括可產(chǎn)生相干波的零電流檢測開啟同步電路，該相干波與鋸齒波迭加后可使PWM控制電路開啟另一個交替的PWM信號輸出及當反激電路工作在電流連續(xù)模式時，鋸齒波采用不同頻率工作的負載輕重鋸齒波頻率切換電路。其使反激電路始終工作在電流斷續(xù)模式和臨界模式交替進行的狀態(tài)。其可使開關管D-S兩端產(chǎn)生的反向電壓降至電源電壓的1.2-1.5倍。本發(fā)明結構簡單、所控制的反激拓撲開關損耗小、使用壽命長且產(chǎn)生的高次諧波少。
文檔編號H02M3/335GK103236780SQ201310160499
公開日2013年8月7日 申請日期2013年5月3日 優(yōu)先權日2013年5月3日
發(fā)明者羅曉光 申請人:顧選祥