專利名稱：一種磁隔離驅動電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種應用于開關電源功率開關管的磁隔離驅動電路，尤其涉及一種應用于碳化娃功率MOS管的磁隔離驅動電路,屬于電氣技術學科中的驅動電路技術領域。
背景技術：
磁隔離驅動電路廣泛應用于工作電壓較高的電源內部，用來驅動電源中功率開關管的開通與關斷。隨著對開關電源功率密度和效率的要求的不斷提高，高壓高頻化是目前廣泛應用的開關電源的發(fā)展趨勢之一。而基于硅半導體材料的功率開關管經過幾十年的飛速發(fā)展，性能接近其材料的理論極限，成為限制開關電源性能進一步優(yōu)化發(fā)展的瓶頸。為解決這一問題，基于碳化硅半導體材料的功率開關管應運而生。碳化硅功率MOS管具有耐壓高、導通電阻小，開關損耗小和工作頻率高等優(yōu)勢，為開關電源的高頻化小型化發(fā)展注入了新的動力。但碳化硅功率MOS管由于材料的差異和應用要求也導致其對驅動電路的要求與傳統(tǒng)硅功率MOS管存在一些不同之處，具體包括需要更高驅動電壓獲得較低的導通電阻，關斷時需要加入一定的負壓以防止極易發(fā)生的誤導通，減小驅動回路寄生參數和增大驅動電流能力以獲得功率開關管高頻開關動作等。圖1是一種常見的磁隔離驅動電路，包括原邊隔直電容C1，隔離驅動變壓器T1，副邊自舉電容C2和自舉二極管Dp圖1所示驅動電路穩(wěn)態(tài)工作時各點的電壓波形如圖2所示(忽略隔離驅動變壓器T1的漏感影響)。其中Vin是控制電路輸出的驅動脈沖電壓波形，幅值為M1 ；VC1是電容C1兩端電壓波形，Vp和Vs分別是隔離驅動變壓器原邊和副邊電壓波形，Vc2是自舉電容C2兩端電壓波形，Vd是磁隔離驅動電路輸出端的電壓波形，η是隔離驅動變壓器T1的原邊與副邊繞組匝比。此磁隔離驅動電路的優(yōu)點是輸出電平不隨驅動脈沖的占空比D的變化而變化，只與輸入驅動脈沖電平信號的幅值M1和隔離驅動變壓器T1的繞組匝比η有關。一般情況下，M1和η恒定，所以此驅動電路輸出電平穩(wěn)定。但此磁隔離驅動電路也具有很明顯的缺點。隔離驅動變壓器T1由于繞制工藝的影響會產生一定的漏感，該漏感會與隔直電容在開通和關斷瞬間產生諧振，最終導致驅動電路的輸出電平上疊加一定的電壓尖峰，如圖3所示，而MOS管的開通閾值通常為2 5V(碳化硅MOS管的閾值尤其較低)，電壓尖峰可能引起功率開關管的誤動作，使電源失效。另外，變壓器副邊、自舉電容C2、驅動電阻&和被驅動MOS管柵源極電容Cgs構成的等效驅動回路如圖4所示，其中，Lr為隔離驅動變壓器的副邊漏感值與線路中寄生電感值之和，在相同幅值M1情況下，L值越大，開通(或關斷)瞬間被驅動MOS管的柵極電容充電(或放電)電流上升(或下降)速率變慢，限制了驅動電路的驅動電流能力，被驅動開關管的開通和關斷速度越慢。由于隔離驅動變壓器副邊的漏感的存在，且通常遠大于線路中的寄生電感，使得L較大，大大降低了被驅動MOS管的開通和關斷速度，增大了被驅動MOS管高頻應用時的開關損耗，尤其是對于碳化硅MOS管，其開關損耗小，適于高頻應用的優(yōu)勢難以充分發(fā)揮。不僅如此，漏感引起的諧振電壓尖峰過大還會導致MOS管的柵極被擊穿，這一點對于碳化硅MOS管尤為突出，因為碳化硅MOS管的柵極擊穿電壓(-5V +25V)相對于硅MOS管(通常為-20V +30V)更低，更容易被柵極尖峰電壓擊穿。

發(fā)明內容
本發(fā)明要解決的技術問題是針對現(xiàn)有磁隔離驅動電路方案中存在的隔離變壓器漏感引起功率開關管誤動作和限制驅動電流能力、制約功率開關管開通和關斷速度問題提供一種改進的磁隔離驅動電路，可以有效防止開關管誤動作引起的電源失效，同時減小開關損耗，滿足功率開關管的高頻應用。本發(fā)明解決其技術問題所采用的技術方案是:在一些可選的實施例中，所述磁隔離驅動電路包括:產生驅動脈沖的控制電路，所述控制電路由第一直流電源VCCl供電，與所述控制電路連接的隔離驅動變壓器T1，所述隔離驅動變壓器T1的輸入側與輸出側同名端為同相；連接于控制電路與所述隔離驅動變壓器T1輸入側同名端之間的第一電容C1，與所述隔離驅動變壓器T1輸出側同名端串聯(lián)的第二電容C2,連接于所述第二電容C2另一端子與所述隔離驅動變壓器T1輸出側異名端之間的二極管D1 ;還包括:與所述二極管D1并聯(lián)的驅動脈沖放大電路，所述驅動脈沖放大電路由第二直流電源VCC2供電，其中，所述二極管D1的陽極與所述第二直流電源VCC2的地端子GND2相連，與所述驅動脈沖放大電路輸出端串聯(lián)的驅動電阻Rg，驅動電阻Rg的另一端與被驅動MOS管Qsw的柵極相連，與所述第二直流電源VCC2正端子串聯(lián)的電阻R1，與所述電阻R1的另一端串聯(lián)的穩(wěn)壓管ZD1，其中，所述電阻R1與穩(wěn)壓管ZD1的連接點與所述被驅動MOS管Qsw的源極相連，與所述穩(wěn)壓管ZD1并聯(lián)的電容C3，所述穩(wěn)壓管ZD1的陽極與所述第二直流電源VCC2的地端子相連，其中，所述驅動脈沖放大電路、驅動電阻Rg、被驅動MOS管Qsw與穩(wěn)壓管ZD1構成一個串聯(lián)回路。所述驅動脈沖放大電路是專用的驅動脈沖放大電路集成芯片。所述驅動脈沖放大電路可以是由N型三極管與P型三極管構成的圖騰柱電路；N型三極管發(fā)射極與P型三極管的發(fā)射極相連作為所述驅動脈沖放大電路的輸出端子，N型三極管基極與P型三極管的基極相連作為所述驅動脈沖放大電路的輸入端子，N型三極管的集電極連接所述第二直流電源VCC2正端子，P型三極管的集電極連接所述第二直流電源VCC2的地端子。所述驅動脈沖放大電路可以是由N型MOS管與P型MOS管構成的圖騰柱電路#型MOS管源極與P型MOS管的源極相連作為所述驅動脈沖放大電路的輸出端子，N型MOS管柵極與P型MOS管的柵極相連作為所述驅動脈沖放大電路的輸入端子，N型MOS管的漏極連接所述第二直流電源VCC2正端子，P型MOS管的漏極連接所述第二直流電源VCC2的地端子。本發(fā)明的有益效果是:有效避免了隔離驅動變壓器T1副邊漏感對被驅動MOS管的開通和關斷速度的影響，同時，驅動脈沖放大電路進一步增強了驅動電路的驅動電流能力，減小了 MOS管的開關損耗，提高了 MOS管的開關頻率；由于穩(wěn)壓管ZD1的作用，在驅動脈沖關斷時，所述磁隔離驅動電路的輸出端驅動電壓為一定幅值的負電壓(幅值由穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值決定，通常為-2V -5V)，對于驅動回路中寄生電感和電容諧振引起的電壓尖峰，所述負電壓能夠有效防止被驅動MOS管的誤導通，有效提高了電源穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)工作過程中的穩(wěn)定性，同時減小了圖4所示等效驅動回路中的等效寄生參數Lp因而減小諧振電壓尖峰值，大大降低了被驅動MOS管被擊穿的可能性，提高了電源工作的可靠性；輸出驅動電壓可以通過VCC2進行調節(jié)，且不隨輸入驅動脈沖信號占空比的變化而變化，適用于各種占空比信號的應用；所述磁隔離驅動電路結構簡單，成本低廉；上述有益效果尤其能夠充分發(fā)揮碳化硅MOS管的性能優(yōu)勢，使其工作在更高開關頻率狀態(tài)(相對傳統(tǒng)硅MOS管)，同時又具有較高的可靠性。


圖1是一種常見的磁隔離驅動電路。圖2是圖1電路穩(wěn)態(tài)工作時的電路各點理想電壓波形圖。圖3是圖1電路穩(wěn)態(tài)工作時的電路各點實際電壓波形圖。圖4是MOS管驅動電路的實際等效驅動回路。圖5是本發(fā)明的電路結構示意圖。圖6是圖5所示電路虛線框300部分的關鍵點電壓波形圖。圖7是本發(fā)明的驅動脈沖放大電路為專用集成驅動放大芯片實例圖。圖8是本發(fā)明的驅動脈沖放大電路為三極管圖騰柱實例圖。圖9是本發(fā)明的驅動脈沖放大電路為MOS管圖騰柱實例圖。圖中的主要符號名稱:Vin控制電路輸出驅動脈沖，Vci第一電容C1兩端電壓，Vp---變壓器T1原邊側電壓，Vs---變壓器T1副邊側電壓，Vc2---第二電容C2兩端電壓，Vd---二極管兩端電壓，D---驅動脈沖的占空比，T---驅動脈沖的周期，η---變壓器T1的原邊與副邊繞組匝比，M1- -驅動脈沖電壓Vin的高電平幅值，N--Vs實際電壓波形的低電平幅值，Vdr-等效驅動脈沖信號，Lr-等效驅動回路中的等效寄生電感值，Rr-等效驅動回路中的等效電阻值，CgsMOS管Qsw柵源極電容，VgsMOS管Qsw柵源極電壓，VCCUVCC2分別為第一直流電源、第二直流電源，GNDU GND2分別為第一直流電源的地端子、第二直流電源的地端子，Vtv-驅動脈沖放大電路的輸出驅動脈沖，Vzd-穩(wěn)壓管ZD1兩端電壓，M2驅動脈沖Vfcv的高電平幅值，M3電壓Vzd的幅值。
具體實施例方式為了清楚說明本發(fā)明中的技術方案，下面結合附圖對技術方案的實施作進一步的詳細描述:圖5示出了本發(fā)明提供的一種磁隔離驅動電路結構示意圖，該磁隔離驅動電路包括:產生驅動脈沖的控制電路，所述控制電路由第一直流電源VCCl供電，與所述控制電路連接的隔離驅動變壓器T1，所述隔離驅動變壓器T1的輸入側與輸出側同名端為同相；連接于控制電路與所述隔離驅動變壓器T1輸入側同名端之間的第一電容C1,與所述隔離驅動變壓器T1輸出側同名端串聯(lián)的第二電容(:2，連接于所述第二電容(:2另一端子與所述隔離驅動變壓器T1輸出側異名端之間的二極管D1 ;還包括:與所述二極管D1并聯(lián)的驅動脈沖放大電路，所述驅動脈沖放大電路由第二直流電源VCC2供電，其中，所述二極管D1的陽極與所述第二直流電源VCC2的地端子GND2相連，與所述驅動脈沖放大電路輸出端串聯(lián)的驅動電阻Rg,驅動電阻Rg的另一端與被驅動MOS管Qsw的柵極相連，與所述第二直流電源VCC2正端子串聯(lián)的電阻R1,與所述電阻R1的另一端串聯(lián)的穩(wěn)壓管ZD1，其中，所述電阻R1與穩(wěn)壓管ZD1的連接點與所述被驅動MOS管Qsw的源極相連，與所述穩(wěn)壓管ZD1并聯(lián)的電容C3，所述穩(wěn)壓管ZD1的陽極與所述第二直流電源VCC2的地端子相連，其中，所述驅動脈沖放大電路、驅動電阻Rg、被驅動MOS管Qsw與穩(wěn)壓管ZD1構成一個串聯(lián)回路。圖5所示的磁隔離驅動電路中的虛線框200部分電路與圖1所示傳統(tǒng)磁隔離驅動電路中的虛線框100部分電路一致。虛線框200部分電路穩(wěn)態(tài)工作時各點的理想電壓波形如圖2所示。圖5所示磁隔離驅動電路的工作原理是:穩(wěn)態(tài)正常工作時，來自控制電路的驅動脈沖Vin經過第一電容C1和隔離驅動變壓器T1的原邊側回到第一直流電源VCCl的地端子GNDl0 C1為隔直電容，驅動脈沖經過其后會在上面產生壓降Va，電壓為左正右負，理想情況下，由于驅動脈沖的周期時間較小，認為電容C1上的電壓Va保持恒定。Vin為低電平時，則易得I1 = _VP。根據變壓器的伏秒平衡原則可知，第一電容C1兩端電壓Va的幅值為D -M1,變壓器T1原邊側電壓Vp的高電平幅值為(1-D) -M1，低電平幅值為-D.M115根據變壓器的原邊與副邊電壓轉換關系可知，變壓器T1的副邊側電壓Vs的高電平幅值為(1-D) -H-M1,低電平幅值為-D.η-M10當變壓器T1的副邊側為低電平時，二極管D1導通，對第二電容C2充電，C2上產生一個右正左負的壓降Vc2，理想情況下，由于驅動脈沖的周期時間較小，認為電容C2上的電壓Vc2保持恒定且二極管D1的正向管壓降為零，因此\2的幅值為D.η.M115因此，在變壓器T1的副邊側為高電平時，二極管D1兩端的電壓Vd為T1的副邊側電壓Vs與電容C2上的電壓Vc2之和，因此Vd的高電平幅值為D.η.M1+(1-D).η.M1 = η.M1，低電平幅值為零。虛線框200部分電路實際穩(wěn)態(tài)工作電壓波形如圖3所示。由于變壓器繞制工藝的原因，變壓器T1中不可避免會存在漏感，變壓器T1的副邊側漏感在驅動脈沖導通和關斷的瞬時會與電容C2發(fā)生諧振，因此會在穩(wěn)態(tài)工作理想電壓波形的導通和關斷時刻疊加一個電壓尖峰，此時變壓器T1的副邊側電壓Vs的低電平峰值為-N，則電容C2被充電后的電壓幅值為N。所以，通過電壓Vs和電壓Vc2的疊加可知，二極管D1的高電平平臺幅值為η.Ml,jg電平平臺幅值為N-D.n M，在圖1所示的驅動電路中，該低電平平臺幅值可能導致被驅動MOS管Qsw的誤導通。圖5所示磁隔離驅動電路中虛線框300部分電路的工作原理如下:虛線框300部分電路關鍵點穩(wěn)態(tài)工作的理想電壓波形如圖6所示。二極管D1兩端電壓Vd進入驅動脈沖放大電路，該驅動脈沖放大電路由第二直流電源VCC2供電，直流電源VCC2與直流電源VCCl是兩路隔離的直流電源。驅動脈沖放大電路的功能是根據輸入電壓Vd的占空比D和周期Τ，輸出與Vd相同相位、占空比和相同周期的新驅動脈沖Vtv，同時提高驅動脈沖的電流能力。Vdrv的高電平幅值為M2，低電平幅值為零，其中M2的大小由直流電源VCC2和驅動脈沖放大電路的結構共同決定。由于驅動脈沖放大電路的作用，電壓Vd中疊加的由變壓器T1副邊側漏感與電容C2諧振產生的電壓尖峰被消除，有效避免了電壓尖峰可能導致的被驅動MOS管Qsw的誤動作。第二直流電源VCC2、電阻R1和穩(wěn)壓管ZD1構成一個串聯(lián)回路，由穩(wěn)壓管ZDi的穩(wěn)壓特性可知，穩(wěn)態(tài)工作時穩(wěn)壓管ZD1兩端保持恒定電壓Vzd，Vzd的極性為上正下負，幅值為M3，M3的大小由穩(wěn)壓管ZD1的額定穩(wěn)壓值決定。電容C3的作用是維持穩(wěn)壓管ZD1兩端電壓Vzd在瞬態(tài)變化過程中維持恒定。驅動脈沖放大電路、驅動電阻Rg、被驅動MOS管Qsw的柵源極與穩(wěn)壓管ZD1構成一個串聯(lián)回路。驅動脈沖電壓Vtv經驅動電阻Rg傳輸到Qsw的柵源極，然后經過穩(wěn)壓管ZD1回到驅動脈沖放大電路的地端子GND2。由MOS管的驅動特性可知，驅動電阻Rg上僅在導通和關斷瞬時流過很大的尖峰電流，穩(wěn)態(tài)工作時，驅動電阻Rg上幾乎不流過電流，因此兩端電壓為零。所以，被驅動MOS管Qsw的柵源極電壓Vgs為Vto與穩(wěn)壓管兩端電壓Vzd之差，Vgs的高電平幅值為M2-M3，低電平幅值為-M3。由圖4所示MOS管驅動電路的實際等效驅動回路可知，圖5所示磁隔離驅動電路的等效驅動回路中不包含變壓器T1的副邊側漏感，因此等效電感Lr的值大幅減小，驅動脈沖電壓上疊加的電壓尖峰值減小，降低了被驅動MOS管柵極被尖峰電壓擊穿的可能性，提高了電源工作的可靠性。根據電感特性可知V = Lr.(dk/dt)，其中，V為電感兩端電壓。在L相同的情況下，Lr越小，則電感電流的變化率dijdt越大，從而可以使Qsw的導通和關斷速度越快，開關損耗越小，且驅動脈沖放大電路也進一步增強了驅動脈沖的電流能力，因而Qsw能夠工作在更高的開關頻率狀態(tài)下。此外，Vgs的低電平幅值為-M3，而傳統(tǒng)驅動電路的低電平幅值為零，這可以進一步加快Qsw的關斷速度，同時防止由于驅動回路中寄生參數k諧振引起的開關管誤動作。在圖7所示的可選例中，驅動脈沖放大電路選用專用集成驅動放大芯片，如IXDN609等。該專用集成驅動放大芯片能夠輸出與輸入驅動脈沖信號相同相位、相同占空比和相同周期的新驅動脈沖信號，同時，驅動芯片內部集成了電流放大電路，增強了驅動脈沖的電流能力。其它電路的工作原理和過程與圖5完全相同。在圖8所示的可選例中，驅動脈沖放大電路選用N型三極管Q1與P型三極管Q2構成的圖騰柱電路。N型三極管發(fā)射極與P型三極管的發(fā)射極相連作為所述驅動脈沖放大電路的輸出端子，N型三極管基極與P型三極管的基極相連作為所述驅動脈沖放大電路的輸入端子，N型三極管的集電極連接所述第二直流電源VCC2正端子，P型三極管的集電極連接所述第二直流電源VCC2的地端子GND2。在驅動脈沖放大電路的輸入為高電平時，三極管Q1導通，Q2關斷，驅動脈沖放大電路輸出為由VCC2的幅值決定的高電平，幅值SM2-M3 ;而當驅動脈沖放大電路的輸入為低電平時，三極管Q1關斷，Q2導通，驅動脈沖放大電路輸出為由穩(wěn)壓管ZD1的穩(wěn)壓值Vzd決定的低電平，幅值為-M3 ;即該圖騰柱電路能夠輸出與輸入驅動脈沖信號相同相位、相同占空比和相同周期的新驅動脈沖信號。而且由于三極管％和92的電流放大作用，新驅動脈沖的電流能力得到增強。其它電路的工作原理和過程與圖5完全相同。在圖9所示的可選例中，驅動脈沖放大電路選用N型MOS管Q1與P型MOS管Q2構成的圖騰柱電路。N型MOS管源極與P型MOS管的源極相連作為所述驅動脈沖放大電路的輸出端子，N型MOS管柵極與P型MOS管的柵極相連作為所述驅動脈沖放大電路的輸入端子，N型MOS管的漏極連接所述第二直流電源VCC2正端子，P型MOS管的漏極連接所述第二直流電源VCC2的地端子GND2。在驅動脈沖放大電路的輸入為高電平時，MOS管Q1導通，Q2關斷，驅動脈沖放大電路輸出為由VCC2的幅值決定的高電平，幅值為M2-M3 ;而當驅動脈沖放大電路的輸入為低電平時，MOS管Q1關斷，Q2導通，驅動脈沖放大電路輸出為由穩(wěn)壓管ZD1的穩(wěn)壓值Vzd決定的低電平，幅值為-M3 ;即該圖騰柱電路能夠輸出與輸入驅動脈沖信號相同相位、相同占空比和相同周期的新驅動脈沖信號。而且由于MOS管Q1和Q2的電流放大作用，新驅動脈沖的電流能力得到增強。其它電路的工作原理和過程與圖5完全相同。使用了本發(fā)明的驅動電路，能夠提聞開關速度，減小開關損耗，提聞MOS管工作的開關頻率，同時防止了寄生參數引起的開關管誤動作，提高了開關管工作的可靠性。尤其是能夠充分滿足碳化硅MOS管的驅動要求，發(fā)揮其性能優(yōu)勢。
權利要求
1.本發(fā)明涉及一種磁隔離柵極驅動電路，包括:產生驅動脈沖的控制電路，所述控制電路由第一直流電源(VCCl)供電，與所述控制電路連接的隔離驅動變壓器(T1),所述隔離驅動變壓器(T1)的輸入側與輸出側同名端為同相，連接于控制電路與所述隔離驅動變壓器(T1)輸入側同名端之間的第一電容(C1),與所述隔離驅動變壓器(T1)輸出側同名端串聯(lián)的第二電容(C2),連接于所述第二電容(C2)另一端子與所述隔離驅動變壓器(T1)輸出側異名端之間的二極管(D1);其特征在于，還包括: 與所述二極管(D1)并聯(lián)的驅動脈沖放大電路，所述驅動脈沖放大電路由第二直流電源(VCC2)供電，所述二極管(D1)的陽極與所述第二直流電源VCC2的地端子相連，與所述驅動脈沖放大電路輸出端串聯(lián)的驅動電阻(Rg)，驅動電阻(Rg)的另一端與被驅動MOS管(Qsw)的柵極相連，與所述第二直流電源(VCC2)正端子串聯(lián)的電阻(R1),與所述電阻(R1)的另一端串聯(lián)的穩(wěn)壓管(ZD1),其中，所述電阻(R1)與穩(wěn)壓管(ZD1)的連接點與所述被驅動MOS管(Qsw)的源極相連，與所述穩(wěn)壓管(ZD1)并聯(lián)的第三電容(C3),所述穩(wěn)壓管(ZD1)的陽極與所述第二直流電源(VCC2)的地端子相連，其中，所述驅動脈沖放大電路、驅動電阻(Rg)、被驅動MOS管(Qsw)與穩(wěn)壓管(ZD1)構成一個串聯(lián)回路。
2.按權利要求1所述的磁隔離柵極驅動電路，其特征在于，所述驅動脈沖放大電路是專用的驅動脈沖放大電路集成芯片。
3.按權利要求1所述的磁隔離柵極驅動電路，其特征在于，所述驅動脈沖放大電路可以是由N型三極管與P型三極管構成的圖騰柱電路；N型三極管發(fā)射極與P型三極管的發(fā)射極相連作為所述驅動脈沖放大電路輸出端子，N型三極管基極與P型三極管的基極相連作為所述驅動脈沖放大電路輸入端子，N型三極管的集電極連接所述第二直流電源(VCC2)正端子，P型三極管的集電極連接所述第二直流電源(VCC2)地端子。
4.按權利要求1所述的磁隔離柵極驅動電路，其特征在于，所述驅動脈沖放大電路可以是由N型MOS管與P型MOS管構成的圖騰柱電路；N型MOS管源極與P型MOS管源極相連作為所述驅動脈沖放大電路輸出端子，N型MOS管柵極與P型MOS管的柵極相連作為所述驅動脈沖放大電路輸入端子，N型MOS管的漏極連接所述第二直流電源(VCC2)正端子，P型MOS管的漏極連接所述第二直流電源(VCC2)地端子。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種應用于開關電源功率開關管的磁隔離驅動電路，尤其涉及一種應用于碳化硅功率MOS管的磁隔離驅動電路。包括控制電路；第一電容C1；隔離驅動變壓器T1；第二電容C2；二極管D1；驅動脈沖放大電路，并聯(lián)于二極管D1；穩(wěn)壓管ZD1；電容C3，并聯(lián)于穩(wěn)壓管ZD1；電阻R1和驅動電阻Rg。本發(fā)明有效避免了變壓器T1副邊漏感對開關管的影響，減小了驅動電壓尖峰值，降低了開關管被擊穿的可能性；驅動電流能力強，提高開關管的開關頻率。驅動脈沖含有負電壓，能夠有效防止被驅動開關管的誤導通，提高電源的工作穩(wěn)定性。適用于各種占空比信號；電路結構簡單，成本低廉，尤其能夠充分發(fā)揮碳化硅MOS管的性能優(yōu)勢。
文檔編號H02M1/08GK103095108SQ20131005727
公開日2013年5月8日 申請日期2013年2月25日 優(yōu)先權日2013年2月25日
發(fā)明者趙斌, 秦海鴻, 聶新, 馬策宇, 袁源 申請人:南京航空航天大學