專利名稱：低功耗直流電源導向電路的制作方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明涉及一種低功耗直流電源導向電路，屬于電源轉(zhuǎn)換技術(shù)領域。
背景技術(shù)：
近年來，光伏發(fā)電、風力發(fā)電、蓄電池供電等交流低壓、直流低壓供電的可再生新能源系統(tǒng)被廣泛使用，提高低壓新能源供電系統(tǒng)的供電效率、供電質(zhì)量、供電可靠性勢在必行。目前本領域公知電源轉(zhuǎn)換基本采用:1、交流(AC)輸入，采用全波整流器把輸入交流(AC)電源整流為直流(DC)電源，再進行DC/DC轉(zhuǎn)換為直流(DC)輸出。此種方案解決了較高輸入電壓交流電源和小功率電源的轉(zhuǎn)換問題。但在低電壓交流電源輸入和大功率電源轉(zhuǎn)換時，因為AC/DC整流電路的電壓降較高，而產(chǎn)生很高的功耗，使電源轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換效率很低。2、直流(DC)輸入，直接進行DC/DC轉(zhuǎn)換為直流(DC)輸出。此種方案解決了固定設備供電問題。但使用可靠性較低，尤其是在移動性設備，經(jīng)常需要重新連接輸入電源的設備，一旦出現(xiàn)電源極性接反的情況，就會產(chǎn)生輸入短路事故。因此一些要求可靠性較高的設備，在轉(zhuǎn)換器輸入端加入直流定向整流電路。在低電壓直電源輸入和大功率電源轉(zhuǎn)換時，因為直流識別定向整流電路的電壓降較高，而產(chǎn)生很高的功耗，使電源轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換效率很低。3、為了提高低壓供電效率、降低線路電流一般采用升壓式(BOOST)直流(DC)供電方式。升壓式(BOOST)直流(DC)供電當輸出產(chǎn)生短路故障，輸出電壓低于輸入電壓時BOOST電路功能失效，輸入電源直接對負載短路，大電流(大功率)系統(tǒng)短路保護控制難度很大。以常規(guī)整流(識別定向)電路在輸入為低壓新能源電源為例進行說明，輸入電壓Ui=IOV(AC、DC),輸入電流Ii=20A，輸入功率Pi=IOX 20=200ff,整流(識別定向)電路壓降Ud=2V,整流(識別定向)電路耗為:Pd=2 X 20=40ff,輸出功率Po=200_40=160W，其整流(識別定向)效率為:E=160/200=0.8，由此可見常規(guī)整流(識別定向)電路在輸入為低壓新能源電源時，功耗很大，效率很低。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明提供一種低功耗直流電源導向電路，主要解決了現(xiàn)有低壓新能源電源轉(zhuǎn)換器功耗高、效率低、可靠性差的問題。本發(fā)明的具體技術(shù)解決方案如下:該低功耗直流電源導向電路，包括輸入電流采樣電路和輸出電流采樣電路，所述輸入電流米樣電路的輸入端與輸入電源的輸出端連接，輸出電流米樣電路的輸入端與負載的輸入端連接，輸入電流采樣電路和輸出電流采樣電路的輸出端均依次通過調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關驅(qū)動電路與VMOS開關電路的輸入端連接，所述VMOS開關電路的輸入端還通過續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，VMOS開關電路的輸出端依次通過反向隔離電路、儲能濾波電路和負載連接；VM0S開關電路的輸出端還通過續(xù)流電壓采樣電路與驅(qū)動信號合成電路的輸入端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關驅(qū)動電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路；所述驅(qū)動信號合成電路為標準兩輸入或門控制芯片，該控制芯片包括四對輸入端A1，A2，B1，B2，C1，C2，D1，D2 和相應的四個輸出端 Ao、Bo、Co、Do，其中輸入端 Al，BI，Cl，Dl與調(diào)寬式脈沖控制電路的兩個輸出端連接，輸入端A2，B2, C2，D2與續(xù)流電壓采樣電路的兩個輸出端連接，輸出端Ao、Bo、Co、Do與VMOS開關驅(qū)動電路的輸入端連接；所述輸入電流采樣電路包括電流傳感器CSl、電容C13、電阻R21，二極管D4，電流傳感器CSl與二極管D4串聯(lián)構(gòu)成一個支路，電容C13、電阻R21分別與該支路并聯(lián)。本發(fā)明的優(yōu)點在于:本發(fā)明提供的低功耗直流電源導向電路有XC/DC擴展(XC)形、無極性、多波形、寬頻率電源輸入，DC(直流)輸出，自動極性識別定向、高轉(zhuǎn)換效率、高功率因數(shù)、高可靠性、高功率密度、低成本等優(yōu)勢。

圖1為本發(fā)明電路原理框圖；圖2為本發(fā)明電路結(jié)構(gòu)示意圖；圖3為輸入電源為Ac正弦波時的單周期波形圖。
具體實施方式
該低功耗直流電源導向電路，包括輸入電流采樣電路和輸出電流采樣電路，所述輸入電流米樣電路的輸入端與輸入電源的輸出端連接，輸出電流米樣電路的輸入端與負載的輸入端連接，輸入電流采樣電路和輸出電流采樣電路的輸出端均依次通過調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關驅(qū)動電路與VMOS開關電路的輸入端連接，所述VMOS開關電路的輸入端還通過續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，VMOS開關電路的輸出端依次通過反向隔離電路、儲能濾波電路和負載連接；VM0S開關電路的輸出端還通過續(xù)流電壓采樣電路與驅(qū)動信號合成電路的輸入端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關驅(qū)動電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路；所述驅(qū)動信號合成電路為標準兩輸入或門控制芯片，該控制芯片包括四對輸入端A1，A2，B1，B2，C1，C2，D1，D2 和相應的四個輸出端 Ao、Bo、Co、Do，其中輸入端 Al，BI，Cl，Dl與調(diào)寬式脈沖控制電路的兩個輸出端連接，輸入端A2，B2, C2，D2與續(xù)流電壓采樣電路的兩個輸出端連接，輸出端Ao、Bo、Co、Do與VMOS開關驅(qū)動電路的輸入端連接；所述輸入電流采樣電路包括電流傳感器CSl、電容C13、電阻R21，二極管D4，電流傳感器CSl與二極管D4串聯(lián)構(gòu)成一個支路，電容C13、電阻R21分別與該支路并聯(lián)。以下對各重要電路的功能進行說明:續(xù)流電感:利用電感特性對輸入電源進行升壓；VMOS開關電路:VM0S開關電路導通期間，續(xù)流電感中有電流通過；VM0S開關電路關斷期間，續(xù)流電路導通，使續(xù)流電感中電流繼續(xù)導通，產(chǎn)生高壓，對儲能濾波電路進行充電，充電后由儲能濾波電路對負載進行供電；儲能濾波電路:VM0S開關電路關斷期間充電并對負載供電；[0023]VMOS開關驅(qū)動電路:對驅(qū)動信號合成電路生成的VMOS開關信號和VMOS續(xù)流信號進行放大處理；驅(qū)動信號合成電路:對調(diào)寬式脈沖控制電路生成的PWM調(diào)寬式脈沖信號、電壓采樣電路輸入的交直流信號、正負極信號或續(xù)流信號以及電源信號進行合成，生成合成信號(包括極性、交流、直流、調(diào)寬信號);然后根據(jù)合成信號進行自動分配，區(qū)分為VMOS開關信號和VMOS續(xù)流信號；調(diào)寬式脈沖控制電路:根據(jù)輸入采樣電路和/或輸出采樣電路輸入的電流采樣信號生成PWM調(diào)寬式脈沖信號；續(xù)流電壓采樣電路:對VMOS開關電路和續(xù)流電路的電流信號進行采樣，產(chǎn)生交直流信號、正負極信號或續(xù)流信號，并將上述信號輸入至驅(qū)動信號合成電路；輸入電流采樣電路:對輸入電源輸入經(jīng)過續(xù)流電感的電流進行采樣,生成采樣信號并將采樣信號提供給調(diào)寬式脈沖控制電路進行處理；
以下結(jié)合附圖對本發(fā)明進行詳述:ICl (UCC28084或其它同類器件)，為標準雙端交替輸出PWM控制器，通過器件I端(OC)控制PWM調(diào)寬輸出，輸出交替PWM波形PU P2。町、! 5、(:12、24對續(xù)流波形？4進行檢測整形，形成波形？3。其中，穩(wěn)壓管Z4保持P3的電壓穩(wěn)定，電容C12用以濾波，使得在PA出現(xiàn)高電平時能夠使P3持續(xù)高電平。1 4、1 3、(:11、23對續(xù)流波形？8進行檢測整形，形成波形？4。其中，穩(wěn)壓管Z3保持P4的電壓穩(wěn)定，電容Cll用以濾波，使得在PB出現(xiàn)高電平時能夠使P4持續(xù)高電平。IC2(CD4071或其它同類器件)，為標準2輸入或門，其中:Ao=Al+A2、Bo=Bl+B2、Co=Cl+C2、Do=Dl+D2，對PU P2、P3、P4進行邏輯合成后形成交錯輸出PWM控制波形。IC3、IC4 (IR442或其它同類器件)，為標準驅(qū)動器，其中:Ao=A1、Bo=Bi，對VMOS進行高速大電流驅(qū)動，以降低VMOS開關功耗提高轉(zhuǎn)換效率。CS1、CS2、D4、D5、R21、C13組成電流傳感、鑒別、檢測電路，自動檢測出PWM開通時電源高端VMOS通過的電流波形。同時超其電路具有很低的功耗，采用電流傳感系數(shù)< 100、采樣控制電壓< 0.5V，控制功耗Pe < 0.5X10X0.01=0.005X10(10為導通電流)，當IO為 20A 時:Pe < 0.05X20=0.1ff0C7、C8、C9主要用于進一步消除噪聲(窄脈沖)。L1、D3、C14組成BOOST升壓電路的LDC，為了適應輸入電源的不對稱性，例如單極性直流、單極性方波、單極性三角波等，LI采用差模對稱式，也可僅在輸入回路的正端或負端設置電感作為LI。PWM控制電路(ICI)的Ao端口和Bo端口交替輸出控制信號P1、P2，且P1、P2之間總保持一個用于續(xù)流的間隔時間(對應于PA波形的高電平)。P3、P4由輸入回路中的PA、PB波形分壓所得。PU P2、P3、P4接入觸發(fā)信號合成電路(IC2)的輸入端口，進行如前所述的或邏輯運算后，再分別經(jīng)開關驅(qū)動器IC3、IC4驅(qū)動將觸發(fā)信號分別加至兩個VMOS開關電路組(Ml、M2 ;M3、M4)，D3具有兩個輸入端，分別接至輸入回路的正端和負端，正向電流經(jīng)反向隔離電路D3對C14充電。Ml與M2并聯(lián)交替工作， M3與M4并聯(lián)交替工作(每一個VMOS開關本身具有與之并聯(lián)的二極管)。[0039]在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負，當PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號Pl和P2之一處于高電平時，該XC/DC自動定向BOOST電路處于PWM導通狀態(tài)，電流在輸入回路中從正端依次流經(jīng)第一組VMOS開關電路組(Ml、M2 )、第二組VMOS開關電路組(M3、M4)，然后流回負端；由于D3起反向隔離作用，C14上的儲能不會反向流回輸入回路。當PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號PU P2均為低電平時，則Ml、M2上沒有觸發(fā)信號，因此M1、M2不導通，但由于續(xù)流電感LI的存在，且M3、M4中的二極管能夠形成自地端至輸入回路負端的導通回路，從而使電路中因續(xù)流電感產(chǎn)生的續(xù)流自輸入回路的正端經(jīng)D3對C14充電，并且同時經(jīng)由輸出回路的負載、第二組VMOS開關電路組(M3、M4)，然后流回負端。實際上，一旦電路中存在上述續(xù)流，即PA為高電平、PB為低電平，從而使得PU P2、P3、P4進行或邏輯運算后產(chǎn)生觸發(fā)信號，使M3、M4導通，由于M3、M4的電阻很小，因此，在續(xù)流過程中產(chǎn)生的功耗仍然很小。而且，升壓輸出本身能夠降低線路損耗。比如，Ui=IO(V),升壓后Uo=50 (V)，則根據(jù)P=U2/R可知，線路損耗僅為原來的1/5.[0041]舉例說明本發(fā)明的低功耗:電路中采用Rds=0.001 Q低導通電阻N溝道VMOS管，在PWM開通期間Ml、M2交錯導通，VMOS導通電阻Rds=0.001 Q，M3、M4雙管并聯(lián)交錯導通，VMOS導通電阻Rds=0.001 Q /2=0.0005 Q，若還是輸入20A電流，則導通電壓為:U1=0.001X20=0.02V，U2=0.0005X20=0.0lV,識別定向功耗為:Pe=20X (0.02+0.01)=0.6W ;在PWM關斷期間Ml、M2截止關斷，M3、M4雙管并聯(lián)交錯導通續(xù)流，VMOS導通電阻Rds=0.001 Q /2=0.0005 Q，若是20A續(xù)流電流，則導通電壓為:U2=0.0005X20=0.01V，識別定向功耗為:Pe=20X0.01=0.2W。較之于現(xiàn)有技術(shù)的整流識別定向電路40W的功耗，本發(fā)明的XC/DC自動識別定向BOOST電路功耗顯著降低。若反向隔離電路D3也采用同步的VMOS開關電路(其觸發(fā)信號與PA和PB的波形同步)，則可利用VMOS開關電路電阻小的特性進一步降低線路損耗。尤其在BOOST輸出較低時轉(zhuǎn)換效率的提高更為顯著。VMOS開關在觸發(fā)信號作用下，能夠根據(jù)所加電壓極性實現(xiàn)正向或反向?qū)?，基于此特性，在輸入交流在波形負半周或輸入直流為上負下正時，該XC/DC自動定向BOOST電路的工作過程與上述導通、續(xù)流過程原理相同，且由于第一組VMOS開關電路組(Ml、M2)與第二組VMOS開關電路組(M3、M4)采用對稱電路結(jié)構(gòu)，在Ui負半周VMOS導通和續(xù)流是完全可逆的。如，當PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號P1、P2均為低電平時，則M3、M4上沒有觸發(fā)信號，因此M3、M4不導通，而由第一組VMOS開關電路組(M1、M2)實現(xiàn)續(xù)流過程。可見，該BOOST電路能夠自動完成對雙極性電源(交流正玄波、方波、三角波，交流工頻、中頻、低頻、超低頻)的自動識別定向；及對單極性電源(直流、直流方波、直流三角波等)的自動識別定向，交流雙極性電源及直流單極性電源可以不分正負任意接入。上述實施例是本發(fā)明的最佳實施例，采用這種交錯PWM控制方式使Ml、M2交錯導通，每個VMOS開關工作頻率為1/2電路頻率，能夠使VMOS開關在較低開關頻率下工作，大幅降低開關功耗；相應地，電路中L、C器件的工作頻率為2倍VMOS管頻率，較高的電路工作頻率降低了對LC電路中電感(L)量和電容(C)的要求，降低了成本及工藝難度。實際上，基于本發(fā)明的導通、續(xù)流的基本原理，也可以考慮每個VMOS開關電路組只采用一個VMOS開關，也足以體現(xiàn)本發(fā)明的技術(shù)效果。比如只保留M1、M3，同樣也能夠在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負時，由Ml、M3實現(xiàn)導通回路，由M3實現(xiàn)續(xù)流回路；在輸入交流在波形負半周或輸入直流為上負下正時，由M1、M3實現(xiàn)導通回路，由Ml實現(xiàn)續(xù)流回路。當然，在此方案下，也可以嘗試讓每個VMOS開關的工作頻率減半，但這就需要成倍地增大續(xù)流電感、儲能電容，以滿足續(xù)流的要求，從而導致成本較高、元器件體積較大、功率密度降低。
權(quán)利要求1.一種低功耗直流電源導向電路,其特征在于:包括輸入電流米樣電路和輸出電流米樣電路，所述輸入電流米樣電路的輸入端與輸入電源的輸出端連接，輸出電流米樣電路的輸入端與負載的輸入端連接，輸入電流采樣電路和輸出電流采樣電路的輸出端均依次通過調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關驅(qū)動電路與VMOS開關電路的輸入端連接，所述VMOS開關電路的輸入端還通過續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，VMOS開關電路的輸出端依次通過反向隔離電路、儲能濾波電路和負載連接；VM0S開關電路的輸出端還通過續(xù)流電壓采樣電路與驅(qū)動信號合成電路的輸入端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關驅(qū)動電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路； 所述驅(qū)動信號合成電路為標準兩輸入或門控制芯片，該控制芯片包括四對輸入端Al，A2，BI，B2，Cl，C2，Dl, D2和相應的四個輸出端Ao、Bo、Co、Do，其中輸入端Al，BI，Cl，Dl與調(diào)寬式脈沖控制電路的兩個輸出端連接，輸入端A2，B2，C2，D2與續(xù)流電壓采樣電路的兩個輸出端連接，輸出端Ao、Bo、Co、Do與VMOS開關驅(qū)動電路的輸入端連接；所述輸入電流采樣電路包括電流傳感器CS1、電容C13、電阻R21，二極管D4，電流傳感器CSl與二極管D4串聯(lián)構(gòu)成一個支路，電容C13、電阻R21分別與該支路并聯(lián)。
專利摘要本實用新型提供一種低功耗直流電源導向電路，主要解決了現(xiàn)有低壓新能源電源轉(zhuǎn)換器功耗高、效率低、可靠性差的問題。該低功耗直流電源導向電路的驅(qū)動信號合成電路為標準兩輸入或門控制芯片，該控制芯片包括四對輸入端A1，A2，B1，B2，C1，C2，D1，D2和相應的四個輸出端Ao、Bo、Co、Do，輸入電流采樣電路包括電流傳感器CS1、電容C13、電阻R21，二極管D4，電流傳感器CS1與二極管D4串聯(lián)構(gòu)成一個支路，電容C13、電阻R21分別與該支路并聯(lián)。
文檔編號H02M1/088GK203056890SQ20122066459
公開日2013年7月10日 申請日期2012年11月30日 優(yōu)先權(quán)日2012年11月30日
發(fā)明者胡家培, 胡民海 申請人:西安智海電力科技有限公司