專利名稱：Led用pwm控制導(dǎo)通xc/dc電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種電源轉(zhuǎn)換電路。
背景技術(shù)：
近年來，光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、蓄電池供電等交流低壓、直流低壓供電的可再生新能源系統(tǒng)被廣泛使用，提高低壓新能源供電系統(tǒng)的供電效率、供電質(zhì)量、供電可靠性勢在必行。目前本領(lǐng)域公知電源轉(zhuǎn)換基本采用:1、交流(AC)輸入，采用全波整流器把輸入交流(AC)電源整流為直流(DC)電源，再進(jìn)行DC/DC轉(zhuǎn)換為直流(DC)輸出。此種方案解決了較高輸入電壓交流電源和小功率電源的轉(zhuǎn)換問題。但在低電壓交流電源輸入和大功率電源轉(zhuǎn)換時，因?yàn)锳C/DC整流電路的電壓降較高，而產(chǎn)生很高的功耗，使電源轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換效率很低。2、直流(DC)輸入，直接進(jìn)行DC/DC轉(zhuǎn)換為直流(DC)輸出。此種方案解決了固定設(shè)備供電問題。但使用可靠性較低，尤其是在移動性設(shè)備，經(jīng)常需要重新連接輸入電源的設(shè)備，一旦出現(xiàn)電源極性接反的情況，就會產(chǎn)生輸入短路事故。因此一些要求可靠性較高的設(shè)備，在轉(zhuǎn)換器輸入端加入直流定向整流電路。在低電壓直電源輸入和大功率電源轉(zhuǎn)換時，因?yàn)橹绷髯R別定向整流電路的電壓降較高，而產(chǎn)生很高的功耗，使電源轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換效率很低。3、為了提高低壓供電效率、降低線路電流一般采用升壓式(BOOST)直流(DC)供電方式。升壓式(BOOST)直流(DC)供電當(dāng)輸出產(chǎn)生短路故障，輸出電壓低于輸入電壓時BOOST電路功能失效，輸入電源直接對負(fù)載短路，大電流(大功率)系統(tǒng)短路保護(hù)控制難度很大。以常規(guī)整流(識別定向)電路在輸入為低壓新能源電源為例進(jìn)行說明，輸入電壓Ui=IOV(AC、DC),輸入電流Ii=20A，輸入功率Pi=IOX 20=200ff,整流(識別定向)電路壓降Ud=2V,整流(識別定向)電路耗為:Pd=2X20=40W，輸出功率Po=200_40=160W，其整流(識別定向)效率為:E=160/200=0.8，由此可見常規(guī)整流(識別定向)電路在輸入為低壓新能源電源時，功耗很大，效率很低。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明提供一種LED用PWM控制導(dǎo)通XC/DC電路，主要解決了現(xiàn)有低壓新能源電源轉(zhuǎn)換器功耗高、效率低、可靠性差的問題。本發(fā)明的具體技術(shù)解決方案如下:該LED用PWM控制導(dǎo)通XC/DC電路，包括負(fù)載，所述負(fù)載的輸入端依次通過輸出保護(hù)電路、儲能濾波電路、反向隔離電路、VMOS控制電路、續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接；所述儲能濾波電路的輸出端通過輸出電流采樣電路和調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接，所述輸入電源的輸出端通過輸入電流采樣電路和調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接，調(diào)寬式脈沖控制電路的輸出端依次通過驅(qū)動信號合成電路和VMOS開關(guān)驅(qū)動電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接，驅(qū)動信號合成電路的輸入端通過續(xù)流電壓采樣電路與VMOS開關(guān)電路的輸出端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路；所述續(xù)流電感是設(shè)置在輸入電源輸出端正端上的差模對稱電感；所述VMOS開關(guān)電路包括兩個串聯(lián)的VMOS管組，輸入電源通過續(xù)流電感依次與兩個VMOS管組在反向隔離電路輸入端之前串聯(lián)；所述VMOS開關(guān)驅(qū)動電路包括兩個并聯(lián)的驅(qū)動器，各驅(qū)動器分別與兩個VMOS管組的輸入端連接，所述輸出電流采樣電路包括電流傳感器CS2、電容C9和二極管D5，電流傳感器CS2與二極管D5串聯(lián)構(gòu)成一個支路，電容C9與該支路并聯(lián)；所述輸出保護(hù)電路包括基準(zhǔn)電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ；該輸出保護(hù)電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負(fù)載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負(fù)端，三極管NI的基極接至所述基準(zhǔn)電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個濾波電容和一個反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路；比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負(fù)相輸入端接基準(zhǔn)電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負(fù)端；比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點(diǎn)位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負(fù)相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負(fù)端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)在于:本發(fā)明提供的LED用PWM控制導(dǎo)通XC/DC電路有XC/DC擴(kuò)展(XC)形、無極性、多波形、寬頻率電源輸入，DC (直流)輸出，自動極性識別定向、高轉(zhuǎn)換效率、高功率因數(shù)、高可靠性、高功率密度、低成本等優(yōu)勢。所加的輸出保護(hù)電路能夠保證BOOST輸出在負(fù)載短路時自動調(diào)整，限流輸出，同時仍保證低功耗。

圖1為本發(fā)明電路原理框圖；圖2為本發(fā)明電路結(jié)構(gòu)示意圖；圖3為輸入電源為Ac正弦波時的單周期波形圖。圖4為本發(fā)明的輸出保護(hù)電路的結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實(shí)施方式
該LED用PWM控制導(dǎo)通XC/DC電路，包括負(fù)載，所述負(fù)載的輸入端依次通過儲能濾波電路、反向隔離電路、VMOS控制電路、續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接；所述儲能濾波電路的輸出端通過輸出電流采樣電路和調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接，所述輸入電源的輸出端通過輸入電流采樣電路和調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接,調(diào)寬式脈沖控制電路的輸出端依次通過驅(qū)動信號合成電路和VMOS開關(guān)驅(qū)動電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接，驅(qū)動信號合成電路的輸入端通過續(xù)流電壓采樣電路與VMOS開關(guān)電路的輸出端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路；續(xù)流電感是設(shè)置在輸入電源輸出端正端上的差模對稱電感；所述VMOS開關(guān)電路包括兩個串聯(lián)的VMOS管組，輸入電源通過續(xù)流電感依次與兩個VMOS管組在反向隔離電路輸入端之前串聯(lián)；所述VMOS開關(guān)驅(qū)動電路包括兩個并聯(lián)的驅(qū)動器，各驅(qū)動器分別與兩個VMOS管組的輸入端連接，所述輸出電流采樣電路包括電流傳感器CS2、電容C9和二極管D5，電流傳感器CS2與二極管D5串聯(lián)構(gòu)成一個支路，電容C9與該支路并聯(lián)。以下對各重要電路的功能進(jìn)行說明:續(xù)流電感:利用電感特性對輸入電源進(jìn)行升壓；VMOS開關(guān)電路:VM0S開關(guān)電路導(dǎo)通期間，續(xù)流電感中有電流通過；VM0S開關(guān)電路關(guān)斷期間，續(xù)流電路導(dǎo)通，使續(xù)流電感中電流繼續(xù)導(dǎo)通，產(chǎn)生高壓，對儲能濾波電路進(jìn)行充電，充電后由儲能濾波電路對負(fù)載進(jìn)行供電；儲能濾波電路:VM0S開關(guān)電路關(guān)斷期間充電并對負(fù)載供電；VMOS開關(guān)驅(qū)動電路:對驅(qū)動信號合成電路生成的VMOS開關(guān)信號和VMOS續(xù)流信號進(jìn)行放大處理；
驅(qū)動信號合成電路:對調(diào)寬式脈沖控制電路生成的PWM調(diào)寬式脈沖信號、電壓采樣電路輸入的交直流信號、正負(fù)極信號或續(xù)流信號以及電源信號進(jìn)行合成，生成合成信號(包括極性、交流、直流、調(diào)寬信號);然后根據(jù)合成信號進(jìn)行自動分配，區(qū)分為VMOS開關(guān)信號和VMOS續(xù)流信號；調(diào)寬式脈沖控制電路:根據(jù)輸入采樣電路和/或輸出采樣電路輸入的電流采樣信號生成PWM調(diào)寬式脈沖信號；續(xù)流電壓采樣電路:對VMOS開關(guān)電路和續(xù)流電路的電流信號進(jìn)行采樣，產(chǎn)生交直流信號、正負(fù)極信號或續(xù)流信號，并將上述信號輸入至驅(qū)動信號合成電路；輸入電流采樣電路:對輸入電源輸入經(jīng)過續(xù)流電感的電流進(jìn)行采樣,生成采樣信號并將采樣信號提供給調(diào)寬式脈沖控制電路進(jìn)行處理；
以下結(jié)合附圖對本發(fā)明進(jìn)行詳述:ICl (UCC28084或其它同類器件)，為標(biāo)準(zhǔn)雙端交替輸出PWM控制器，通過器件I端(OC)控制PWM調(diào)寬輸出，輸出交替PWM波形PU P2。町、! 5、(:12、24對續(xù)流波形？4進(jìn)行檢測整形，形成波形？3。其中，穩(wěn)壓管Z4保持P3的電壓穩(wěn)定，電容C12用以濾波，使得在PA出現(xiàn)高電平時能夠使P3持續(xù)高電平。1 4、1 3、(:11、23對續(xù)流波形？8進(jìn)行檢測整形，形成波形？4。其中，穩(wěn)壓管Z3保持P4的電壓穩(wěn)定，電容Cll用以濾波，使得在PB出現(xiàn)高電平時能夠使P4持續(xù)高電平。IC2(CD4071或其它同類器件)，為標(biāo)準(zhǔn)2輸入或門，其中:Ao=Al+A2、Bo=Bl+B2、Co=Cl+C2、Do=Dl+D2，對PU P2、P3、P4進(jìn)行邏輯合成后形成交錯輸出PWM控制波形。IC3、IC4 (IR442或其它同類器件)，為標(biāo)準(zhǔn)驅(qū)動器，其中:Ao=A1、Bo=Bi，對VMOS進(jìn)行高速大電流驅(qū)動，以降低VMOS開關(guān)功耗提高轉(zhuǎn)換效率。CS1、CS2、D4、D5、R21、C13組成電流傳感、鑒別、檢測電路，自動檢測出PWM開通時電源高端VMOS通過的電流波形。同時超其電路具有很低的功耗，采用電流傳感系數(shù)< 100、采樣控制電壓< 0.5V，控制功耗Pe < 0.5X10X0.01=0.005X10(10為導(dǎo)通電流)，當(dāng)IO為 20A 時:Pe < 0.05X20=0.1ff0[0040]C7、C8、C9主要用于進(jìn)一步消除噪聲(窄脈沖)。L1、D3、C14組成BOOST升壓電路的LDC，為了適應(yīng)輸入電源的不對稱性，例如單極性直流、單極性方波、單極性三角波等，LI采用差模對稱式，也可僅在輸入回路的正端或負(fù)端設(shè)置電感作為LI。PWM控制電路(ICI)的Ao端口和Bo端口交替輸出控制信號P1、P2，且P1、P2之間總保持一個用于續(xù)流的間隔時間(對應(yīng)于PA波形的高電平)。P3、P4由輸入回路中的PA、PB波形分壓所得。PU P2、P3、P4接入觸發(fā)信號合成電路(IC2)的輸入端口，進(jìn)行如前所述的或邏輯運(yùn)算后，再分別經(jīng)開關(guān)驅(qū)動器IC3、IC4驅(qū)動將觸發(fā)信號分別加至兩個VMOS開關(guān)電路組(Ml、M2 ;M3、M4)，D3具有兩個輸入端，分別接至輸入回路的正端和負(fù)端，正向電流經(jīng)反向隔離電路D3對C14充電。Ml與M2并聯(lián)交替工作，M3與M4并聯(lián)交替工作(每一個VMOS開關(guān)本身具有與之并聯(lián)的二極管)。在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負(fù)，當(dāng)PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號Pl和P2之一處于高電平時，該XC/DC自動定向BOOST電路處于PWM導(dǎo)通狀態(tài)，電流在輸入回路中從正端依次流經(jīng)第一組VMOS開關(guān)電路組(Ml、M2 )、第二組VMOS開關(guān)電路組(M3、M4)，然后流回負(fù)端；由于D3起反向隔離作用，C14上的儲能不會反向流回輸入回路。當(dāng)PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號Pl、P2均為低電平時，則Ml、M2上沒有觸發(fā)信號，因此M1、M2不導(dǎo)通，但由于續(xù)流電感LI的存在，且M3、M4中的二極管能夠形成自地端至輸入回路負(fù)端的導(dǎo)通回路，從而使電路中因續(xù)流電感產(chǎn)生的續(xù)流自輸入回路的正端經(jīng)D3對C14充電，并且同時經(jīng)由輸出回路的負(fù)載、第二組VMOS開關(guān)電路組(M3、M4 )，然后流回負(fù)端。實(shí)際上，一旦電路中存在上述續(xù)流，即PA為高電平、PB為低電平，從而使得PU P2、P3、P4進(jìn)行或邏輯運(yùn)算后產(chǎn)生觸發(fā)信號，使M3、M4導(dǎo)通，由于M3、M4的電阻很小，因此，在續(xù)流過程中產(chǎn)生的功耗仍然很小。而且，升壓輸出本身能夠降低線路損耗。比如，Ui=IO(V),升壓后Uo=50 (V)，則根據(jù)P=U2/R可知，線路損耗僅為原來的1/5.[0046]舉例說明本發(fā)明的低功耗:電路中采用Rds=0.001 Q低導(dǎo)通電阻N溝道VMOS管，在PWM開通期間Ml、M2交錯導(dǎo)通，VMOS導(dǎo)通電阻Rds=0.001 Q，M3、M4雙管并聯(lián)交錯導(dǎo)通，VMOS導(dǎo)通電阻Rds=0.001 Q /2=0.0005 Q，若還是輸入20A電流，則導(dǎo)通電壓為:U1=0.001X20=0.02V，U2=0.0005X20=0.0lV,識別定向功耗為:Pe=20X (0.02+0.01)=0.6W ;在PWM關(guān)斷期間Ml、M2截止關(guān)斷，M3、M4雙管并聯(lián)交錯導(dǎo)通續(xù)流，VMOS導(dǎo)通電阻Rds=0.001 Q /2=0.0005 Q，若是20A續(xù)流電流，則導(dǎo)通電壓為:U2=0.0005X20=0.01V，識別定向功耗為:Pe=20X0.01=0.2W。較之于現(xiàn)有技術(shù)的整流識別定向電路40W的功耗，本發(fā)明的XC/DC自動識別定向BOOST電路功耗顯著降低。若反向隔離電路D3也采用同步的VMOS開關(guān)電路(其觸發(fā)信號與PA和PB的波形同步)，則可利用VMOS開關(guān)電路電阻小的特性進(jìn)一步降低線路損耗。尤其在BOOST輸出較低時轉(zhuǎn)換效率的提高更為顯著。VMOS開關(guān)在觸發(fā)信號作用下，能夠根據(jù)所加電壓極性實(shí)現(xiàn)正向或反向?qū)?，基于此特性，在輸入交流在波形?fù)半周或輸入直流為上負(fù)下正時，該XC/DC自動定向BOOST電路的工作過程與上述導(dǎo)通、續(xù)流過程原理相同，且由于第一組VMOS開關(guān)電路組(Ml、M2)與第二組VMOS開關(guān)電路組(M3、M4)采用對稱電路結(jié)構(gòu)，在Ui負(fù)半周VMOS導(dǎo)通和續(xù)流是完全可逆的。如，當(dāng)PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號P1、P2均為低電平時，則M3、M4上沒有觸發(fā)信號，因此M3、M4不導(dǎo)通，而由第一組VMOS開關(guān)電路組(Ml、M2)實(shí)現(xiàn)續(xù)流過程。可見，該BOOST電路能夠自動完成對雙極性電源(交流正玄波、方波、三角波，交流工頻、中頻、低頻、超低頻)的自動識別定向；及對單極性電源(直流、直流方波、直流三角波等)的自動識別定向，交流雙極性電源及直流單極性電源可以不分正負(fù)任意接入。另外，在負(fù)載前加入的輸出安全控制電路，包括基準(zhǔn)電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ;該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負(fù)載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負(fù)端，三極管NI的基極接至所述基準(zhǔn)電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個濾波電容和一個反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路；比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負(fù)相輸入端接基準(zhǔn)電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負(fù)端；比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點(diǎn)位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負(fù)相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負(fù)端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。在VMOS管M5的基極與三極管NI的漏極之間引出一個支路至VMOS管M5的源極，該支路上設(shè)置有穩(wěn)壓管Zl。所述基準(zhǔn)電壓由與所述基準(zhǔn) 電壓源串聯(lián)的2.5V穩(wěn)壓管提供。比較器B的正相輸入端的接入節(jié)點(diǎn)還通過濾波電容接至所述輸出端的負(fù)端。比較器A和比較器B構(gòu)成一個雙封裝比較器。該雙封裝比較器優(yōu)選LH2903、LM2903或其它同類器件。IC5為標(biāo)準(zhǔn)高速比較器電路(雙比較器)，比較器B、N1、M5組成恒流控制電路。B-端電壓V3=0V，B+端電壓為:V2=R22 X Vl/(R22+R27)-Us上式中，Us=Is X Rs=I s X R24Vl電壓受比較器A控制，A-端電壓VR=2.5V, A+端電壓為:VL=ULXR7/(R7+R14) =RLX Is。1、限流啟動電路啟動(上電)時，VL < 2.5V，比較器A輸出低，則R13接入分壓。其中:R13< < R25、R13 < < R27、VR=2.5V;Vl ^ VRXR13/(R13+R25) =2.5XR13/(R13+R25)V2 = R22XVl/(R22 + R27)-Us = R22X (2.5 X Rl 3/ (R1 3 + R25) ) /(R22+R27)-Us=2.5XR22XR13/((R13+R25) (R22+R27))-1sXRs設(shè):cl=2.5XR22XR13/((R13+R25) (R22+R27))BP:V2=cl-RsXIs當(dāng)V2=cl_RsXIs ^ 0時，比較器B、N1、M5限流輸出，限流值為:Is=cl/Rs。即能夠保證BOOST輸出以限流(Is=cI/Rs)啟動。[0072]VL=ULXR7/(R7+R14)=RLX Is=cI X RL/Rs因此，只需要配置相應(yīng)的阻值，使得BOOST負(fù)載阻抗較小(短路)時，VL < 2.5V，工作在安全限流狀態(tài)下。比如，根據(jù)Is=cl/Rs，設(shè)置Is在常規(guī)值1/4-1/10之間。2、運(yùn)行中的常規(guī)限流當(dāng)BOOST負(fù)載阻抗無故障VL ^ 2.5V時比較器A輸出高(開路)，則R13脫離分壓，V2=2.5 X R22/(R22+R27+R25)-Us ；設(shè):c2=2.5 X R22/ (R22+R27+R25)BP:V2=c2-RsXIL當(dāng)V2=c2_RsXIL ^ 0時，比較器B、N1、M5限流輸出，限流值為:IL=c2/Rs,即能夠保證BOOST輸出以限流(IL=c2/Rs)工作。因此，只需要配置相應(yīng)的電阻阻值，使IL大于正常工作電流，且使VMOS限制在電流、功率的安全范圍內(nèi)。通常，IL設(shè)置為常規(guī)值的1.1倍至1.5倍之間。3、正常工作的低功耗BOOST輸出正常工作時，輸出電流小于IL，比較器(A、B)輸出高(開路)，P溝道VMOS (M5)工作在超低導(dǎo)通電阻·(Rds=0.005 Q )狀態(tài)下。例如:輸出功率200W輸出電壓50V，則輸出電流為:1=200/50=4A，VMOS (M5)上壓降為:4X0.005=0.02，VMOS (M5)控制功耗為:Pe=0.02X4=0.08W，可以看出，正常運(yùn)行時的控制功耗很低。4、短路保護(hù)若BOOST電路工作過程中若發(fā)生輸出短路等故障，導(dǎo)致VL < 2.5V，則比較器A輸出低，使比較器B、N1、M5限流輸出(參見前述第I種情況)，電路重新進(jìn)入安全啟動(Is)狀態(tài)，當(dāng)故障消除后，BOOST自動恢復(fù)正常輸出。上述實(shí)施例是本發(fā)明的最佳實(shí)施例，采用這種交錯PWM控制方式使Ml、M2交錯導(dǎo)通，每個VMOS開關(guān)工作頻率為1/2電路頻率，能夠使VMOS開關(guān)在較低開關(guān)頻率下工作，大幅降低開關(guān)功耗；相應(yīng)地，電路中L、C器件的工作頻率為2倍VMOS管頻率，較高的電路工作頻率降低了對LC電路中電感(L)量和電容(C)的要求，降低了成本及工藝難度。實(shí)際上，基于本發(fā)明的導(dǎo)通、續(xù)流的基本原理，也可以考慮每個VMOS開關(guān)電路組只采用一個VMOS開關(guān)，也足以體現(xiàn)本發(fā)明的技術(shù)效果。比如只保留M1、M3，同樣也能夠在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負(fù)時，由Ml、M3實(shí)現(xiàn)導(dǎo)通回路，由M3實(shí)現(xiàn)續(xù)流回路；在輸入交流在波形負(fù)半周或輸入直流為上負(fù)下正時，由M1、M3實(shí)現(xiàn)導(dǎo)通回路，由Ml實(shí)現(xiàn)續(xù)流回路。當(dāng)然，在此方案下，也可以嘗試讓每個VMOS開關(guān)的工作頻率減半，但這就需要成倍地增大續(xù)流電感、儲能電容，以滿足續(xù)流的要求，從而導(dǎo)致成本較高、元器件體積較大、功率密度降低。
權(quán)利要求1.一種LED用PWM控制導(dǎo)通XC/DC電路，包括負(fù)載，其特征在于:所述負(fù)載的輸入端依次通過輸出保護(hù)電路、儲能濾波電路、反向隔離電路、VMOS控制電路、續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接；所述儲能濾波電路的輸出端通過輸出電流采樣電路和調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接，所述輸入電源的輸出端通過輸入電流采樣電路和調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接，調(diào)寬式脈沖控制電路的輸出端依次通過驅(qū)動信號合成電路和VMOS開關(guān)驅(qū)動電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接，驅(qū)動信號合成電路的輸入端通過續(xù)流電壓采樣電路與VMOS開關(guān)電路的輸出端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路； 所述續(xù)流電感是設(shè)置在輸入電源輸出端正端上的差模對稱電感；所述VMOS開關(guān)電路包括兩個串聯(lián)的VMOS管組，輸入電源通過續(xù)流電感依次與兩個VMOS管組在反向隔離電路輸入端之前串聯(lián)；所述VMOS開關(guān)驅(qū)動電路包括兩個并聯(lián)的驅(qū)動器，各驅(qū)動器分別與兩個VMOS管組的輸入端連接，所述輸出電流采樣電路包括電流傳感器CS2、電容C9和二極管D5，電流傳感器CS2與二極管D5串聯(lián)構(gòu)成一個支路，電容C9與該支路并聯(lián)； 所述輸出保護(hù)電路包括基準(zhǔn)電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ;該輸出保護(hù)電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負(fù)載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負(fù)端，三極管NI的基極接至所述基準(zhǔn)電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個濾波電容和一個反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路； 比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負(fù)相輸入端接基準(zhǔn)電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負(fù)端； 比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點(diǎn)位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負(fù)相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負(fù)端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
專利摘要本實(shí)用新型提供一種LED用PWM控制導(dǎo)通XC/DC電路。該電路在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負(fù)，當(dāng)PWM控制電路(IC1)輸出的控制信號P1和P2之一處于高電平時，該XC/DC自動定向BOOST電路處于PWM導(dǎo)通狀態(tài)，電流在輸入回路中從正端依次流經(jīng)第一組VMOS開關(guān)電路組(M1、M2)、第二組VMOS開關(guān)電路組(M3、M4)，然后流回負(fù)端；由于D3起反向隔離作用，C14上的儲能不會反向流回輸入回路。本實(shí)用新型解決了現(xiàn)有低壓新能源電源轉(zhuǎn)換器功耗高、效率低、可靠性差的問題。
文檔編號H02M1/32GK203056888SQ20122066456
公開日2013年7月10日 申請日期2012年11月30日 優(yōu)先權(quán)日2012年11月30日
發(fā)明者胡家培, 胡民海 申請人:西安智海電力科技有限公司