無極性輸入魯棒輸出式低功耗電源轉(zhuǎn)換電路的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明提供一種無極性輸入魯棒輸出式低功耗電源轉(zhuǎn)換電路，主要解決了現(xiàn)有電源轉(zhuǎn)換器功耗高、效率低、可靠性差的問題。該電路包括輸入電流采樣電路和輸出電流采樣電路，輸入電流采樣電路的輸入端與輸入電源的輸出端連接，輸出電流采樣電路的輸入端與負載的輸入端連接，輸入電流采樣電路和輸出電流采樣電路的輸出端均依次通過調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接，VMOS開關(guān)電路的輸出端還通過續(xù)流電壓采樣電路與驅(qū)動信號合成電路的輸入端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路；在負載之前還設(shè)置有輸出保護電路。
【專利說明】無極性輸入魯棒輸出式低功耗電源轉(zhuǎn)換電路
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001 ] 本發(fā)明涉及一種低功耗電源轉(zhuǎn)換電路，屬于電源轉(zhuǎn)換【技術(shù)領(lǐng)域】。
【背景技術(shù)】
[0002]近年來，光伏發(fā)電、風力發(fā)電、蓄電池供電等交流低壓、直流低壓供電的可再生新能源系統(tǒng)被廣泛使用，提高低壓新能源供電系統(tǒng)的供電效率、供電質(zhì)量、供電可靠性勢在必行。
[0003]目前本領(lǐng)域公知電源轉(zhuǎn)換基本采用:
[0004]1、交流(AC)輸入，采用全波整流器把輸入交流(AC)電源整流為直流(DC)電源，再進行DC/DC轉(zhuǎn)換為直流(DC)輸出。此種方案解決了較高輸入電壓交流電源和小功率電源的轉(zhuǎn)換問題。但在低電壓交流電源輸入和大功率電源轉(zhuǎn)換時，因為AC/DC整流電路的電壓降較高，而產(chǎn)生很高的功耗，使電源轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換效率很低。
[0005]2、直流(DC)輸入，直接進行DC/DC轉(zhuǎn)換為直流(DC)輸出。此種方案解決了固定設(shè)備供電問題。但使用可靠性較低，尤其是在移動性設(shè)備，經(jīng)常需要重新連接輸入電源的設(shè)備，一旦出現(xiàn)電源極性接反的情況，就會產(chǎn)生輸入短路事故。因此一些要求可靠性較高的設(shè)備，在轉(zhuǎn)換器輸入端加入直流定向整流電路。在低電壓直電源輸入和大功率電源轉(zhuǎn)換時，因為直流識別定向整流電路的電壓降較高，而產(chǎn)生很高的功耗，使電源轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換效率很低。
[0006]3、為了提高低壓供電效率、降低線路電流一般采用升壓式(BOOST)直流(DC)供電方式。升壓式(BOOST)直流(DC)供電當輸出產(chǎn)生短路故障，輸出電壓低于輸入電壓時BOOST電路功能失效，輸入電源直接對負載短路，大電流(大功率)系統(tǒng)短路保護控制難度很大。
[0007]以常規(guī)整流(識別定向)電路在輸入為低壓新能源電源為例進行說明，輸入電壓Ui=IOV(AC、DC),輸入電流Ii=20A，輸入功率Pi=IOX 20=200ff,整流(識別定向)電路壓降Ud=2V,整流(識別定向)電路耗為:Pd=2 X 20=40W，輸出功率Po=200_40=160W，其整流(識別定向)效率為:E=160/200=0.8，由此可見常規(guī)整流(識別定向)電路在輸入為低壓新能源電源時，功耗很大，效率很低。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0008]本發(fā)明提供一種無極性輸入魯棒輸出式低功耗電源轉(zhuǎn)換電路，主要解決了現(xiàn)有低壓新能源電源轉(zhuǎn)換器功耗高、效率低、可靠性差的問題。
[0009]本發(fā)明的具體技術(shù)解決方案如下:
[0010]該無極性輸入魯棒輸出式低功耗電源轉(zhuǎn)換電路，包括輸入電流米樣電路和輸出電流米樣電路，所述輸入電流米樣電路的輸入端與輸入電源的輸出端連接，輸出電流米樣電路的輸入端與和輸出保護電路的輸入端連接，輸入電流米樣電路和輸出電流米樣電路的輸出端均依次通過調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接，所述VMOS開關(guān)電路的輸入端還通過續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，VMOS開關(guān)電路的輸出端依次通過反向隔離電路、儲能濾波電路、輸出保護電路與負載連接；VMOS開關(guān)電路的輸出端還通過續(xù)流電壓采樣電路與驅(qū)動信號合成電路的輸入端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路；
[0011]所述驅(qū)動信號合成電路為標準兩輸入或門控制芯片，該控制芯片包括四對輸入端A1，A2，B1，B2，C1，C2，D1，D2 和相應的四個輸出端 Ao、Bo、Co、Do，其中輸入端 Al，BI，Cl，Dl與調(diào)寬式脈沖控制電路的兩個輸出端連接，輸入端A2，B2, C2，D2與續(xù)流電壓采樣電路的兩個輸出端連接，輸出端Ao、Bo、Co、Do與VMOS開關(guān)驅(qū)動電路的輸入端連接；所述續(xù)流電壓采樣電路包括由穩(wěn)壓二極管Z3，濾波電容C11，分壓電阻R3，R4組成的輸出采樣電路和由穩(wěn)壓二極管Z4,濾波電容C12,分壓電阻Rl, R5組成的輸入米樣電路,所述輸出米樣電路的輸出端為R4與R3之間的節(jié)點，該節(jié)點與驅(qū)動信號合成電路輸入端的一個接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節(jié)點，該節(jié)點與驅(qū)動信號合成電路輸入端的另一個接口連接；所述反向隔離電路采用共陰極二極管；所述儲能濾波電路采用一個電容，該電容的正端接負載正端，該電容的負端接負載負端；
[0012]所述輸出保護電路包括基準電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ；該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負端，三極管NI的基極接至所述基準電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個濾波電容和一個反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路；
[0013]比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負相輸入端接基準電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負端；
[0014]比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
[0015]本發(fā)明的優(yōu)點在于:
[0016]本發(fā)明提供的無極性輸入魯棒輸出式低功耗電源轉(zhuǎn)換電路有XC/DC擴展(XC)形、無極性、多波形、寬頻率電源輸入，DC(直流)輸出，自動極性識別定向、高轉(zhuǎn)換效率、高功率因數(shù)、高可靠性、高功率密度、低成本等優(yōu)勢。
[0017]所加的輸出保護電路能夠保證BOOST輸出在負載短路時自動調(diào)整，限流輸出，同時仍保證低功耗。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0018]圖1為本發(fā)明電路原理框圖；
[0019]圖2為本發(fā)明電路結(jié)構(gòu)示意圖；
[0020]圖3為輸入電源為Ac正弦波時的單周期波形圖。
[0021]圖4為本發(fā)明的輸出保護電路的結(jié)構(gòu)示意圖。
【具體實施方式】
[0022]該無極性輸入魯棒輸出式低功耗電源轉(zhuǎn)換電路，包括輸入電流米樣電路和輸出電流米樣電路，所述輸入電流米樣電路的輸入端與輸入電源的輸出端連接，輸出電流米樣電路的輸入端與負載的輸入端連接，輸入電流采樣電路和輸出電流采樣電路的輸出端均依次通過調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接，所述VMOS開關(guān)電路的輸入端還通過續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，VMOS開關(guān)電路的輸出端依次通過反向隔離電路、儲能濾波電路和負載連接；VM0S開關(guān)電路的輸出端還通過續(xù)流電壓采樣電路與驅(qū)動信號合成電路的輸入端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路；
[0023]驅(qū)動信號合成電路為標準兩輸入或門控制芯片，該控制芯片包括四對輸入端Al，A2，BI，B2，Cl，C2，Dl, D2和相應的四個輸出端Ao、Bo、Co、Do，其中輸入端Al, BI, Cl, Dl與調(diào)寬式脈沖控制電路的兩個輸出端連接，輸入端A2，B2, C2，D2與續(xù)流電壓采樣電路的兩個輸出端連接，輸出端Ao、Bo、Co、Do與VMOS開關(guān)驅(qū)動電路的輸入端連接；續(xù)流電壓采樣電路包括由穩(wěn)壓二極管Z3，濾波電容C11，分壓電阻R3，R4組成的輸出采樣電路和由穩(wěn)壓二極管Z4，濾波電容C12，分壓電阻Rl，R5組成的輸入采樣電路，所述輸出采樣電路的輸出端為R4與R3之間的節(jié)點，該節(jié)點與驅(qū)動信號合成電路輸入端的一個接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節(jié)點，該節(jié)點與驅(qū)動信號合成電路輸入端的另一個接口連接；所述反向隔離電路采用共陰極二極管；所述儲能濾波電路采用一個電容，該電容的正端接負載正端，該電容的負端接負載負端。
[0024]以下對各重要電路的功能進行說明:
[0025]續(xù)流電感:利用電感特性對輸入電源進行升壓；
[0026]VMOS開關(guān)電路:VM0S開關(guān)電路導通期間，續(xù)流電感中有電流通過；VM0S開關(guān)電路關(guān)斷期間，續(xù)流電路導通，使續(xù)流電感中電流繼續(xù)導通，產(chǎn)生高壓，對儲能濾波電路進行充電，充電后由儲能濾波電路對負載進行供電；
[0027]儲能濾波電路:VM0S開關(guān)電路關(guān)斷期間充電并對負載供電；
[0028]VMOS開關(guān)驅(qū)動電路:對驅(qū)動信號合成電路生成的VMOS開關(guān)信號和VMOS續(xù)流信號進行放大處理；
[0029]驅(qū)動信號合成電路:對調(diào)寬式脈沖控制電路生成的PWM調(diào)寬式脈沖信號、電壓采樣電路輸入的交直流信號、正負極信號或續(xù)流信號以及電源信號進行合成，生成合成信號(包括極性、交流、直流、調(diào)寬信號);然后根據(jù)合成信號進行自動分配，區(qū)分為VMOS開關(guān)信號和VMOS續(xù)流信號；
[0030]調(diào)寬式脈沖控制電路:根據(jù)輸入采樣電路和/或輸出采樣電路輸入的電流采樣信號生成PWM調(diào)寬式脈沖信號；
[0031]續(xù)流電壓采樣電路:對VMOS開關(guān)電路和續(xù)流電路的電流信號進行采樣，產(chǎn)生交直流信號、正負極信號或續(xù)流信號，并將上述信號輸入至驅(qū)動信號合成電路；
[0032]輸入電流采樣電路:對輸入電源輸入經(jīng)過續(xù)流電感的電流進行采樣,生成采樣信號并將采樣信號提供給調(diào)寬式脈沖控制電路進行處理；
[0033]以下結(jié)合附圖對本發(fā)明進行詳述:
[0034]ICl (UCC28084或其它同類器件)，為標準雙端交替輸出PWM控制器，通過器件I端(OC)控制PWM調(diào)寬輸出，輸出交替PWM波形P1、P2。
[0035]町、!?5、(:12、24對續(xù)流波形？4進行檢測整形，形成波形？3。其中，穩(wěn)壓管Z4保持P3的電壓穩(wěn)定，電容C12用以濾波，使得在PA出現(xiàn)高電平時能夠使P3持續(xù)高電平。
[0036]1?4、1?3、(:11、23對續(xù)流波形？8進行檢測整形，形成波形？4。其中，穩(wěn)壓管Z3保持P4的電壓穩(wěn)定，電容Cll用以濾波，使得在PB出現(xiàn)高電平時能夠使P4持續(xù)高電平。
[0037]IC2(CD4071或其它同類器件)，為標準2輸入或門，其中:Αο=Α1+Α2、Βο=Β1+Β2、Co=Cl+C2、Do=Dl+D2，對PU P2、P3、P4進行邏輯合成后形成交錯輸出PWM控制波形。
[0038]IC3、IC4 (IR442或其它同類器件)，為標準驅(qū)動器，其中:Ao=A1、Bo=Bi，對VMOS進行高速大電流驅(qū)動，以降低VMOS開關(guān)功耗提高轉(zhuǎn)換效率。
[0039]CS1、CS2、D4、D5、R21、C13組成電流傳感、鑒別、檢測電路，自動檢測出PWM開通時電源高端VMOS通過的電流波形。同時超其電路具有很低的功耗，采用電流傳感系數(shù)< 100、采樣控制電壓< 0.5V，控制功耗Pe < 0.5X10X0.01=0.005X10(10為導通電流)，當IO為 20A 時:Pe < 0.05X20=0.1ff0
[0040]C7、C8、C9主要用于進一步消除噪聲(窄脈沖)。
[0041]L1、D3、C14組成BOOST升壓電路的LDC，為了適應輸入電源的不對稱性，例如單極性直流、單極性方波、單極性三角波等，LI采用差模對稱式，也可僅在輸入回路的正端或負端設(shè)置電感作為LI。
[0042]PWM控制電路(I CI)的Ao端口和Bo端口交替輸出控制信號P1、P2，且P1、P2之間總保持一個用于續(xù)流的間隔時間(對應于PA波形的高電平)。P3、P4由輸入回路中的PA、PB波形分壓所得。PU P2、P3、P4接入觸發(fā)信號合成電路(IC2)的輸入端口，進行如前所述的或邏輯運算后，再分別經(jīng) 開關(guān)驅(qū)動器IC3、IC4驅(qū)動將觸發(fā)信號分別加至兩個VMOS開關(guān)電路組(Ml、M2 ;M3、M4)，D3具有兩個輸入端，分別接至輸入回路的正端和負端，正向電流經(jīng)反向隔離電路D3對C14充電。
[0043]Ml與M2并聯(lián)交替工作，M3與M4并聯(lián)交替工作(每一個VMOS開關(guān)本身具有與之并聯(lián)的二極管)。
[0044]在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負，當PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號Pl和P2之一處于高電平時，該XC/DC自動定向BOOST電路處于PWM導通狀態(tài)，電流在輸入回路中從正端依次流經(jīng)第一組VMOS開關(guān)電路組(Ml、M2 )、第二組VMOS開關(guān)電路組(M3、M4)，然后流回負端；由于D3起反向隔離作用，C14上的儲能不會反向流回輸入回路。
[0045]當PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號P1、P2均為低電平時，則Ml、M2上沒有觸發(fā)信號，因此M1、M2不導通，但由于續(xù)流電感LI的存在，且M3、M4中的二極管能夠形成自地端至輸入回路負端的導通回路，從而使電路中因續(xù)流電感產(chǎn)生的續(xù)流自輸入回路的正端經(jīng)D3對C14充電，并且同時經(jīng)由輸出回路的負載、第二組VMOS開關(guān)電路組(M3、M4)，然后流回負端。實際上，一旦電路中存在上述續(xù)流，即PA為高電平、PB為低電平，從而使得P1、P2、P3、P4進行或邏輯運算后產(chǎn)生觸發(fā)信號，使M3、M4導通，由于M3、M4的電阻很小，因此，在續(xù)流過程中產(chǎn)生的功耗仍然很小。而且，升壓輸出本身能夠降低線路損耗。比如，Ui=IO(V),升壓后Uo=50 (V)，則根據(jù)P=U2/R可知，線路損耗僅為原來的1/5.[0046]舉例說明本發(fā)明的低功耗:電路中采用Rds=0.001 Ω低導通電阻N溝道VMOS管，在PWM開通期間Ml、M2交錯導通，VMOS導通電阻Rds=0.001 Ω，M3、M4雙管并聯(lián)交錯導通，VMOS導通電阻Rds=0.001 Ω /2=0.0005 Ω，若還是輸入20A電流，則導通電壓為:U1=0.001X20=0.02V，U2=0.0005X20=0.01V,識別定向功耗為:Pe=20X (0.02+0.01)=0.6W ;在PWM關(guān)斷期間Ml、M2截止關(guān)斷，M3、M4雙管并聯(lián)交錯導通續(xù)流，VMOS導通電阻Rds=0.001 Ω /2=0.0005 Ω，若是20A續(xù)流電流，則導通電壓為:U2=0.0005X20=0.01V，識別定向功耗為:Pe=20X0.01=0.2W。較之于現(xiàn)有技術(shù)的整流識別定向電路40W的功耗，本發(fā)明的XC/DC自動識別定向BOOST電路功耗顯著降低。
[0047]若反向隔離電路D3采用同步的VMOS開關(guān)電路(其觸發(fā)信號與PA和PB的波形同步)，則可利用VMOS開關(guān)電路電阻小的特性進一步降低線路損耗。尤其在BOOST輸出較低時轉(zhuǎn)換效率的提高更為顯著；若基于成本考慮，則反向隔離電路采用共陰極二極管為佳。
[0048]VMOS開關(guān)在觸發(fā)信號作用下，能夠根據(jù)所加電壓極性實現(xiàn)正向或反向?qū)?，基于此特性，在輸入交流在波形負半周或輸入直流為上負下正時，該XC/DC自動定向BOOST電路的工作過程與上述導通、續(xù)流過程原理相同，且由于第一組VMOS開關(guān)電路組(Ml、M2)與第二組VMOS開關(guān)電路組(M3、M4)采用對稱電路結(jié)構(gòu)，在Ui負半周VMOS導通和續(xù)流是完全可逆的。如，當PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號P1、P2均為低電平時，則M3、M4上沒有觸發(fā)信號，因此M3、M4不導通，而由第一組VMOS開關(guān)電路組(M1、M2)實現(xiàn)續(xù)流過程。
[0049]可見，該BOOST電路能夠自動完成對雙極性電源(交流正玄波、方波、三角波，交流工頻、中頻、低頻、超低頻)的自動識別定向；及對單極性電源(直流、直流方波、直流三角波等)的自動識別定向，交流雙極性電源及直流單極性電源可以不分正負任意接入。
[0050]另外，在負載前加入的輸出安全控制電路，包括基準電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ;該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負端，三極管NI的基極接至所述基準電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個濾波電容和一個反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路；
[0051]比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負相輸入端接基準電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負端；
[0052]比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
[0053]在VMOS管M5的基極與三極管NI的漏極之間引出一個支路至VMOS管M5的源極，該支路上設(shè)置有穩(wěn)壓管Zl。
[0054]所述基準電壓由與所述基準電壓源串聯(lián)的2.5V穩(wěn)壓管提供。
[0055]比較器B的正相輸入端的接入節(jié)點還通過濾波電容接至所述輸出端的負端。
[0056]比較器A和比較器B構(gòu)成一個雙封裝比較器。
[0057]該雙封裝比較器優(yōu)選LH2903、LM2903或其它同類器件。
[0058]IC5為標準高速比較器電路(雙比較器)，比較器B、N1、M5組成恒流控制電路。B-端電壓V3=0V，B+端電壓為:
[0059]V2=R22 X Vl/(R22+R27)-Us
[0060]上式中，Us=Is X Rs=I s X R24
[0061]Vl電壓受比較器A控制，A-端電壓VR=2.5V, A+端電壓為:[0062]VL=ULXR7/(R7+R14) =RLX Is。
[0063]1、限流啟動
[0064]電路啟動(上電)時，VL < 2.5V，比較器A輸出低，則R13接入分壓。
[0065]其中:R13<< R25、R13 << R27、VR=2.5V ；
[0066]Vl ^ VRXR13/(R13+R25) =2.5XR13/(R13+R25)
[0067]V2 = R22XVl/(R22 + R27)-Us = R22X (2.5 X Rl 3/ (R1 3 + R25) ) /(R22+R27)-Us=2.5XR22XR13/((R13+R25) (R22+R27))-1sXRs
[0068]設(shè):cl=2.5XR22XR13/((R13+R25) (R22+R27))
[0069]BP:V2=cl-RsXIs
[0070]當V2=cl_RsXIs ^ 0時，比較器B、N1、M5限流輸出，限流值為:Is=cl/Rs。
[0071]即能夠保證BOOST輸出以限流(Is=cI/Rs)啟動。
[0072]VL=UL X R7/ (R7+R14) =RL XIs=ClX RL/Rs
[0073]因此，只需要配置相應的阻值，使得BOOST負載阻抗較小(短路)時，VL < 2.5V，工作在安全限流狀態(tài)下。比 如，根據(jù)Is=cl/Rs，設(shè)置Is在常規(guī)值1/4-1/10之間。
[0074]2、運行中的常規(guī)限流
[0075]當BOOST負載阻抗無故障VL ^ 2.5V時比較器A輸出高(開路)，則R13脫離分壓，V2=2.5 X R22/(R22+R27+R25)-Us ；
[0076]設(shè):c2=2.5 X R22/ (R22+R27+R25)
[0077]BP:V2=c2-RsXIL
[0078]當V2=c2_RsXIL ^ 0時，比較器B、N1、M5限流輸出，限流值為:IL=c2/Rs,
[0079]即能夠保證BOOST輸出以限流(IL=c2/Rs)工作。
[0080]因此，只需要配置相應的電阻阻值，使IL大于正常工作電流，且使VMOS限制在電流、功率的安全范圍內(nèi)。通常，IL設(shè)置為常規(guī)值的1.1倍至1.5倍之間。
[0081]3、正常工作的低功耗
[0082]BOOST輸出正常工作時，輸出電流小于IL，比較器(A、B)輸出高(開路)，P溝道VMOS (M5)工作在超低導通電阻(Rds=0.005 Ω )狀態(tài)下。
[0083]例如:輸出功率200W輸出電壓50V，則輸出電流為:1=200/50=4A，
[0084]VMOS (M5)上壓降為:4Χ0.005=0.02，
[0085]VMOS (Μ5)控制功耗為:Pe=0.02X4=0.08W，可以看出，正常運行時的控制功耗很低。
[0086]4、短路保護
[0087]若BOOST電路工作過程中若發(fā)生輸出短路等故障，導致VL < 2.5V，則比較器A輸出低，使比較器B、N1、M5限流輸出(參見前述第I種情況)，電路重新進入安全啟動(Is)狀態(tài)，當故障消除后，BOOST自動恢復正常輸出。
[0088]上述實施例是本發(fā)明的最佳實施例，采用這種交錯PWM控制方式使Ml、M2交錯導通，每個VMOS開關(guān)工作頻率為1/2電路頻率，能夠使VMOS開關(guān)在較低開關(guān)頻率下工作，大幅降低開關(guān)功耗；相應地，電路中L、C器件的工作頻率為2倍VMOS管頻率，較高的電路工作頻率降低了對LC電路中電感(L)量和電容(C)的要求，降低了成本及工藝難度。實際上，基于本發(fā)明的導通、續(xù)流的基本原理，也可以考慮每個VMOS開關(guān)電路組只采用一個VMOS開關(guān)，也足以體現(xiàn)本發(fā)明的技術(shù)效果。比如只保留M1、M3，同樣也能夠在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負時，由Ml、M3實現(xiàn)導通回路，由M3實現(xiàn)續(xù)流回路；在輸入交流在波形負半周或輸入直流為上負下正時，由M1、M3實現(xiàn)導通回路，由Ml實現(xiàn)續(xù)流回路。當然，在此方案下，也可以嘗試讓每個VMOS開關(guān)的工作頻率減半，但這就需要成倍地增大續(xù)流電感、儲能電容，以滿足續(xù)流的要求，從而導致成本較高、元器件體積較大、功率密度降低。
【權(quán)利要求】
1.一種無極性輸入魯棒輸出式低功耗電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于:包括輸入電流米樣電路和輸出電流米樣電路，所述輸入電流米樣電路的輸入端與輸入電源的輸出端連接，輸出電流米樣電路的輸入端與和輸出保護電路的輸入端連接，輸入電流米樣電路和輸出電流采樣電路的輸出端均依次通過調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接，所述VMOS開關(guān)電路的輸入端還通過續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，VMOS開關(guān)電路的輸出端依次通過反向隔離電路、儲能濾波電路、輸出保護電路與負載連接；VM0S開關(guān)電路的輸出端還通過續(xù)流電壓采樣電路與驅(qū)動信號合成電路的輸入端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路； 所述驅(qū)動信號合成電路為標準兩輸入或門控制芯片，該控制芯片包括四對輸入端Al，A2，BI，B2, Cl，C2，Dl, D2和相應的四個輸出端Ao、Bo、Co、Do，其中輸入端Al, BI, Cl, Dl與調(diào)寬式脈沖控制電路的兩個輸出端連接，輸入端A2，B2，C2，D2與續(xù)流電壓采樣電路的兩個輸出端連接，輸出端Ao、Bo、Co、Do與VMOS開關(guān)驅(qū)動電路的輸入端連接；所述續(xù)流電壓采樣電路包括由穩(wěn)壓二極管Z3，濾波電容C11，分壓電阻R3，R4組成的輸出采樣電路和由穩(wěn)壓二極管Z4,濾波電容C12,分壓電阻Rl, R5組成的輸入米樣電路,所述輸出米樣電路的輸出端為R4與R3之間的節(jié)點，該節(jié)點與驅(qū)動信號合成電路輸入端的一個接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節(jié)點，該節(jié)點與驅(qū)動信號合成電路輸入端的另一個接口連接；所述反向隔離電路采用共陰極二極管；所述儲能濾波電路采用一個電容，該電容的正端接負載正端，該電容的負端接負載負端； 所述輸出保護電路包括基準電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ;該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓,輸出端接負載,所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負端，三極管NI的基極接至所述基準電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個濾波電容和一個反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路； 比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，t匕較器A的負相輸入端接基準電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負端； 比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
【文檔編號】H02M1/088GK103856026SQ201210517123
【公開日】2014年6月11日 申請日期:2012年11月30日 優(yōu)先權(quán)日:2012年11月30日
【發(fā)明者】胡家培, 胡民海 申請人:西安智海電力科技有限公司