專利名稱：一種反激變換器控制恒流輸出電路及方法
技術領域：
本發(fā)明涉及反激變換器驅動恒流輸出，尤其涉及用于LED電流恒定輸出的驅動的反激變換器驅動恒流輸出電路及方法。
背景技術：
LED照明已在企業(yè)照明、商業(yè)應用照明及住宅照明中得到了廣泛的應用。近年來， 越來越多的照明開始使用LED照明裝置，許多國家也都制定了逐步淘汰傳統(tǒng)的白熾燈具的時間表，而剩余的選擇就是節(jié)能燈及LED燈，與相同照明效果的白熾燈相比，節(jié)能燈可以節(jié)省更多的電力，但它含有汞金屬元素在內，會對環(huán)境造成很大的污染。此外，與LED燈相比， 節(jié)能燈的使用壽命是有限的。LED燈發(fā)展很快，需要恒流輸出的控制。目前，LED照明燈具要求交流直接輸入、高效率、高功率因數、使用壽命長。傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器控制恒流輸出電路一般有三種，如圖I所不，第一種傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器控制恒流輸出電路通過光耦合器到電源開關控制器的電壓反饋來調節(jié)輸出電壓，它使用了高容值的高壓電解電容和光耦合器，這就限制了整個系統(tǒng)的使用壽命，功率因數也會很低。又如圖2所示，第二種傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器控制恒流輸出電路消除了光耦合器，并將變壓器的第三繞組作為反饋控制器，它通過變壓器第三繞組的感應電壓來調節(jié)輸出電壓，高的功率因數校正通過連接在輸入電壓端的電阻分壓器對輸入電壓的檢測和消除高壓電解電容來實現(xiàn)。如圖3， 第三種傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器控制恒流輸出電路也消除了光耦合器，并將變壓器的第三繞組作為反饋控制器，它仍通過變壓器第三繞組的感應電壓來調節(jié)輸出電壓。高的功率因數校正是通過檢測次級二極管端的放電時間與總的開關周期之比來實現(xiàn)的。開關頻率不固定，而是由次級二極管端的放電時間決定，開關頻率的可變性增加了變壓器設計的難度。
發(fā)明內容
針對上述技術缺陷，本發(fā)明提出一種反激變換器控制恒流輸出電路及方法。為了解決上述技術問題，本發(fā)明的技術方案如下；
一種反激變換器控制恒流輸出電路，包括控制整流輸出的整流橋、變壓器、MOS管電源開關、電源開關控制器BI、次級整流二極管D1、輸出濾波電容C6、輸出反饋第三繞組，所述電源開關控制器BI，包括第一抽樣電路、第二抽樣電路、SR鎖存器電路、參考電壓電路、放大器電路AI、誤差放大比較電路A3、比較電路A2、振蕩器電路、驅動電路；
所述第一抽樣電路輸出端同時連接所述SR鎖存器電路的第一 R端和所述誤差放大比較電路A3的一端，所述第一抽樣電路的輸入端經過電阻連接所述輸出反饋第三繞組，所述參考電壓電路連接所述誤差放大比較電路A3的正極，所述誤差放大比較電路A3的負極連接所述放大電路Al的輸出端，所述放大電路Al的輸入端連接第二抽樣電路的輸出端，所述第二抽樣電路的輸入端一端接地，另一端連接在MOS管電源開關與電阻R8之間，所述SR鎖存器電路的輸出端連接驅動電路后連接MOS管電源開關的柵極，所述誤差放大比較電路A3 的輸出端同時連接所述比較電路A2的負極及電容C4的一端，所述比較電路A2的正極連接振蕩器電路的一端及電阻R5后接地，所述比較電路A2的輸出端連接所述SR鎖存器電路的第二 R端，所述SR鎖存器電路的S端連接所述振蕩器電路的另一端。進一步的，所述電源開關控制器還包括電壓過壓保護電路，所述電壓過壓保護電路連接在所述第一抽樣電路輸出端與所述SR鎖存器電路的第一 R端之間。進一步的，所述電源開關控制器還包括第二比較電路A4和電流檢測電路，所述第二比較電路A4連接所述電流檢測電路后連接所述SR鎖存器電路的第三R端。—種反激變換器控制恒流輸出方法，通過連接外接電阻或者內置電阻調節(jié)電源控制器BI開關頻率和調節(jié)補償電容C4，使得變壓器運行在固定頻率非連續(xù)導通模式以獲得高的功率因數校正，恒定的輸出電流通過維持所述次級二極管Dl開始放電到完全放電完畢為止的時間和開關周期的恒定比例來達到的。本發(fā)明的有益效果在于恒定的PWM頻率有效地簡化了電磁干擾濾波器及變壓器的設計；消除了高壓輸入電解電容，輸入電阻分壓器和光耦，從而延長了使用壽命，并提供了高功率因數校正；高功率因數校正的獲得是通過第三繞組的輸入反饋電壓及補償電容 C4而非輸入電阻分壓器來實現(xiàn)。
圖I為第一種傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器；
圖2為第二種傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器；
圖3為第三種傳統(tǒng)的AC/DC反激變換器；
圖4為本發(fā)明的電路結構不意圖5為檢測副邊電壓的波形示意圖6為本發(fā)明的實現(xiàn)示意圖。
具體實施例方式下面將結合附圖和具體實施例對本發(fā)明做進一步的說明。如圖4所示，本發(fā)明設定了一個恒定的開關頻率，從而降低了變壓器設計的難度， 也簡化了外圍電路的設計，這個開關頻率是通過外圍電路中的外接電阻或者內置電阻來調節(jié)，將變壓器運行在DCM (非連續(xù)導通)模式以獲得高的功率因數校正。本發(fā)明不需要利用輸入端的電阻分壓器來檢測輸入波形以獲取高的功率因數。電源開關控制器BI的COMP引腳連接了一個足夠高的補償電容來適應輸入電壓的變化以獲取高的功率因數。補償電容的選擇使得COMP引腳的時間常數的倒數與輸入線電壓的頻率相當。它決定了高功率因數是否能實現(xiàn)。輸出反饋是通過初級檢測，并消除了光耦合。實施例一
一種反激變換器控制恒流輸出電路，與圖3外圍電路類似，包括控制整流輸出的整流橋、變壓器、MOS管電源開關、電源開關控制器BI、次級整流二極管D1、輸出濾波電容C6、輸出反饋第三繞組，其區(qū)別在于設定了一個恒定的開關頻率，這個開關頻率是通過外圍電路中的外接電阻或者內置電阻來調節(jié)，因此原有的電源開關控制器也將進行適應的調整，如圖4和圖6所示，所述電源開關控制器BI包括第一抽樣電路S/Η、第二抽樣電路S/H、SR鎖存器電路、參考電壓電路Vkef、放大器電路Al、誤差放大比較電路A3、比較電路A2、振蕩器電路、驅動電路；
所述第一抽樣電路S/Η輸出端同時連接所述SR鎖存器電路的第一 R端和所述誤差放大比較電路A3的一端，所述第一抽樣電路S/Η的輸入端FB經過電阻Rl連接所述輸出反饋第三繞組，所述參考電壓電路Vkef連接所述誤差放大比較電路A3的正極，所述誤差放大比較電路A3的負極連接所述放大電路Al的輸出端，所述放大電路Al的輸入端連接第二抽樣電路的輸出端，所述第二抽樣電路的輸入端一端GND接地，另一端CS連接在MOS管電源開關與電阻R8之間，所述SR鎖存器電路的輸出端連接驅動電路DRIVER的輸入端，DRIVER的輸出端GATE端連接MOS管電源開關的柵極，在電源開關控制器的VCC端為驅動電路DRIVER 提供驅動電壓，所述誤差放大比較電路A3的輸出端同時連接所述比較電路A2的負極及電容C4的一端，所述比較電路A2的正極連接振蕩器電路的一端及電阻R5后接地，電阻R5即為本發(fā)明所述的用于調節(jié)開關頻率外接電阻，通過振蕩器電路連接在一起，使得振蕩器的震蕩頻率發(fā)生變化，從而將變壓器運行在DCM (非連續(xù)導通)模式以獲得高的功率因數校正。 所述比較電路A2的輸出端連接所述SR鎖存器電路的第二 R端，所述SR鎖存器電路的S端連接所述振蕩器電路的另一端。上述電源開關控制器BI還可以包括第二比較電路A4和電流檢測電路ENABLE CONTROL,當設計的時候有第二比較電路A4和電流檢測電路時ENABLE CONTROL，上述SR鎖存器電路將增加一個R端，所述第二比較電路M連接所述電流檢測電路ENABLE CONTROL 后連接SR鎖存器電路新增加的那個R端。為了對電源開關控制器BI進行過壓保護，在所述電源開關控制器內部還可以包括電壓過壓保護電路OVP，所述電壓過壓保護電路OVP連接在所述第一抽樣電路S/Η輸出端與所述SR鎖存器電路的第一 R端之間。具體工作原理為VCC端是用來提供電源控制器的供電，F(xiàn)B端是用來檢測變壓器第三端的電壓的(通過Rl和R2的電壓分壓器)，COMP端是用來連接補償電容作為高功率因數校正，RT端是連接外接電阻調節(jié)電源控制器開關頻率的。CS端是用來檢測開關管導通時的電流，GATE端是用來連接外接開關管的柵極作為驅動用。Rt的外接電阻與振蕩器電路連接在一起，使得振蕩器的震蕩頻率發(fā)生變化。通過開關管的電流經過CS端到第二抽樣電路 S/Η抽樣后由放大電路Al放大后進入誤差放大器比較電路A3和Vkef(基準電壓)進行比較， 比較的結果由在COMP端上的電容C4進行平滑，其電壓和振蕩器的斜坡在比較電路A2進行比較，得到相應的占空比，由SR鎖存器輸出帶動驅動器DRIVER去驅動開關管。FB端的抽樣電壓用來連接誤差放大器比較電路A3，用于調節(jié)其輸出。如圖5所示，當系統(tǒng)工作在DCM模式下時，次級二極管Dl電流會充分釋放給帶 LED的負載輸出端,功率MOS管的漏極峰值電壓為輸入電壓與二極管充分放電前的反射輸出電壓與匝數比乘積之和。這個放電時間(TDISQIAKeE)定義為次級二極管Dl開始放電到完全放電完畢為止的時間。為了保證恒定電流輸出并有良好的控制，在恒定開關頻率(即恒定周期T)的情況下，保證TDIsaM(；E /T恒定不變是非常重要的(這里的T表示在系統(tǒng)中固定不變的開關周期)。次級二極管Dl完全放電的時間是通過FB端的電壓分壓器檢測變壓器的第三邊的下降沿來獲取。以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應當指出，對于本技術領域的普通技術人員，在不脫離本發(fā)明構思的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發(fā)明保護范圍內。
權利要求
1.一種反激變換器控制恒流輸出電路，包括控制整流輸出的整流橋、變壓器、MOS管電源開關、電源開關控制器BI、次級整流二極管D1、輸出濾波電容C6、輸出反饋第三繞組，其特征在于，所述電源開關控制器BI，包括第一抽樣電路、第二抽樣電路、SR鎖存器電路、參考電壓電路、放大器電路Al、誤差放大比較電路A3、比較電路A2、振蕩器電路、驅動電路；所述第一抽樣電路輸出端同時連接所述SR鎖存器電路的第一 R端和所述誤差放大比較電路A3的一端，所述第一抽樣電路的輸入端經過電阻連接所述輸出反饋第三繞組，所述參考電壓電路連接所述誤差放大比較電路A3的正極，所述誤差放大比較電路A3的負極連接所述放大電路Al的輸出端，所述放大電路Al的輸入端連接第二抽樣電路的輸出端，所述第二抽樣電路的輸入端一端接地，另一端連接在MOS管電源開關與電阻R8之間，所述SR鎖存器電路的輸出端連接驅動電路后連接MOS管電源開關的柵極，所述誤差放大比較電路A3 的輸出端同時連接所述比較電路A2的負極及電容C4的一端，所述比較電路A2的正極連接振蕩器電路的一端及電阻R5后接地，所述比較電路A2的輸出端連接所述SR鎖存器電路的第二 R端，所述SR鎖存器電路的S端連接所述振蕩器電路的另一端。
2.根據權利要求I所述的一種反激變換器控制恒流輸出電路，其特征在于，所述電源開關控制器BI還包括電壓過壓保護電路，所述電壓過壓保護電路連接在所述第一抽樣電路輸出端與所述SR鎖存器電路的第一 R端之間。
3.根據權利要求I所述的一種反激變換器控制恒流輸出電路，其特征在于，所述電源開關控制器BI還包括第二比較電路A4和電流檢測電路，所述第二比較電路A4連接所述電流檢測電路后連接所述SR鎖存器電路的第三R端。
4.一種反激變換器控制恒流輸出方法，其特征在于，通過連接外接電阻或者內置電阻調節(jié)電源控制器BI開關頻率和調節(jié)補償電容C4，使得變壓器運行在固定頻率非連續(xù)導通模式以獲得高的功率因數校正，恒定的輸出電流通過維持所述次級二極管Dl開始放電到完全放電完畢為止的時間和開關周期的恒定比例來達到的。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種反激變換器控制恒流輸出電路以及方法，包括控制整流輸出的整流橋、變壓器、MOS管電源開關、電源開關控制器B1、次級整流二極管D1、輸出濾波電容C6、輸出反饋第三繞組，所述電源開關控制器B1,包括第一抽樣電路、第二抽樣電路、SR鎖存器電路、參考電壓電路、放大器電路A1、誤差放大比較電路A3、比較電路A2、振蕩器電路、驅動電路,通過恒定的PWM頻率有效地簡化了電磁干擾濾波器及變壓器的設計；消除了高壓輸入電解電容，輸入電阻分壓器和光耦，從而延長了使用壽命，并提供了高功率因數校正；高功率因數校正的獲得是通過第三繞組的輸入反饋電壓及補償電容C4而非輸入電阻分壓器來實現(xiàn)。
文檔編號H02M3/335GK102611316SQ20121009537
公開日2012年7月25日 申請日期2012年4月1日 優(yōu)先權日2012年4月1日
發(fā)明者陳龍 申請人:紹興恒力特微電子有限公司