專利名稱：用于驅動開關晶體管的系統(tǒng)和方法
技術領域：
本發(fā)明一般地涉及半導體器件和方法并且更具體地涉及一種驅動開關晶體管的系統(tǒng)和方法。
背景技術：
電源系統(tǒng)在從計算機到汽車的許多電子應用中無處不在。一般地，電源系統(tǒng)內的電壓通過以下操作來產生通過對加載有電感器或變壓器的開關進行操作來執(zhí)行DC-DC、 DC-AC和/或AC-DC轉換。在使用多個電源的系統(tǒng)中使用DC-DC轉換器(諸如降壓轉換器)。 例如，在汽車系統(tǒng)中，標稱上操作于5V電源電壓的微控制器可以使用降壓轉換器來從12V 車用蓄電池產生本地5V電源。這種降壓轉換器可以通過使用與DC電源耦合的高側開關晶體管對電感器進行驅動來操作。降壓轉換器的輸出電壓可以通過改變開關晶體管處于傳導狀態(tài)所在期間的時間的脈沖寬度來控制。在一些降壓轉換器實現(xiàn)方式中，開關晶體管是由開關驅動器集成電路驅動的分立開關晶體管，或者包括在包括開關驅動器和開關晶體管兩者的集成電路上。由于通常將高側驅動器參考至高電壓，因此一些開關驅動器電路使用電平移位器和自舉電容器以便利用足以接通或關斷器件的電壓電平來驅動開關晶體管的柵極。開關電源一般比其他電源技術(諸如線性電壓調節(jié)器)更高效，但是它們仍易于出現(xiàn)某些低效情況(inefficiency)。這些低效情況可能因由開關晶體管中的開關功率損耗、 在驅動開關晶體管時引發(fā)的驅動損耗、以及傳導損耗所消耗的過量功率引起。

發(fā)明內容
在一個實施例中，一種驅動開關晶體管的方法包括通過在第一持續(xù)時間內以第一充電率(charging rate)對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行充電,激活所述開關晶體管。 在以所述第一充電率對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行充電之后，以第二充電率對所述開關晶體管的控制節(jié)點進一步充電，直到所述開關晶體管的控制節(jié)點達到目標信號電平為止，其中所述第二充電率小于所述第一充電率。前面相當寬泛地概述了本發(fā)明的實施例的特征，以使得可以更好地理解本發(fā)明的以下詳細描述。在下文中將描述本發(fā)明的實施例的附加特征和優(yōu)勢，其形成本發(fā)明的權利要求的主題。本領域技術人員應當認識到，所公開的概念和具體實施例可以容易地用作用于修改或設計其他結構或過程以實現(xiàn)本發(fā)明的相同目的的基礎。本領域技術人員還應當意識到，這種等效構造并不脫離所附權利要求中闡述的本發(fā)明的精神和范圍。


為了更完整地理解本發(fā)明及其優(yōu)勢，現(xiàn)在參照結合附圖進行的以下描述，在附圖中
圖Ia-Ib示意了實施例電源系統(tǒng)的框圖；圖2示意了實施例系統(tǒng)的效率曲線圖3示意了示出MOS器件在接通期間的開關行為的波形圖4示意了實施例驅動器電路；
圖5不意了實施例驅動器電路的時序圖6示意了實施例關斷階段；
圖7a-7b示意了實施例驅動器電路；
圖8示意了實施例脈沖生成塊；
圖9示意了實施例自舉充電器電路；
圖10示意了實施例自舉充電器電路的波形圖11示意了根據(jù)另外實施例的實施例驅動器電路；以及圖12示意了在100%占空比條件下操作的實施例驅動器電路的波形圖。
具體實施例方式下面詳細討論當前優(yōu)選實施例的實現(xiàn)和使用。然而，應當認識到，本發(fā)明提供了可以體現(xiàn)在廣泛的各種具體背景中的許多可適用的發(fā)明概念。所討論的具體實施例僅示意了用于實現(xiàn)和使用本發(fā)明的具體方式，而不限制本發(fā)明的范圍。將在具體背景(S卩，一種用于在開關式電源中驅動開關晶體管的系統(tǒng)和方法)中關于優(yōu)選實施例來描述本發(fā)明。然而，本發(fā)明還可以適用于其他類型的電路(例如，如開關電路)和電動機控制器。在一個實施例中，通過在兩個階段中對開關晶體管的柵極進行充電來驅動開關晶體管。第一充電階段是快速充電階段，其中將開關晶體管的柵極充電至最終值的某百分比。 第二充電階段是更慢且更準確的充電階段，其中開關晶體管的柵-源電壓逼近最終值。通過將充電劃分為兩個階段，可以既快速又準確地對開關晶體管的柵極進行充電。第一階段中的快速充電可以降低開關損耗，而第二階段中的柵電壓的準確設置可以通過以下操作來降低傳導損耗將開關晶體管的柵-源電壓設置為使得導通電阻保持為低并且開關晶體管正在安全區(qū)中操作。在一些實施例中，可以在第二階段期間使用反饋回路。圖Ia示意了被配置為降壓轉換器的實施例電源系統(tǒng)100，該實施例電源系統(tǒng)100 包括在節(jié)點SW處與二極管110和電感器108耦合的驅動器集成電路(IC) 102。驅動器集成電路102包括控制器104和開關106。在操作期間，控制器104利用脈沖寬度調制(PWM) 或脈沖頻率調制(PFM)信號來驅動開關106，從而將蓄電池電壓VBAT與節(jié)點SW耦合和去耦合。當開關106導通時，電流從端子VBAT流動經(jīng)過電感器108以充電電容器112和/或將功率提供給負載114。當開關106關斷時，電流經(jīng)由二極管110繼續(xù)流動經(jīng)過電感器108。 在一個實施例中，輸出節(jié)點OUT耦合至IC 102的反饋輸入FB?？刂破?04根據(jù)在節(jié)點OUT 處檢測到的電壓來調整驅動開關106的PWM信號的脈沖寬度。通過調整PWM信號的脈沖寬度，將節(jié)點OUT處的電壓調節(jié)至預定電壓。在一些實施例中，控制器104通過調整PFM信號的頻率和/或脈沖寬度來調節(jié)節(jié)點OUT處的電壓。在一些實施例中，控制器104在正常操作期間生成PWM信號，并在負載114需要低電流時生成PFM信號。這種情形可能例如發(fā)生在以下實施例中其中負載114是微控制器或者其他類型的具有各種功率控制模式的控制器或系統(tǒng)。例如，在一些功率模式中，微控制器(或其他數(shù)字系統(tǒng))可能在正常操作期間需要特定電流電平。然而在休眠模式中，微控制器可能需要非常小的休眠模式或待機電流，直到微控制器轉變至正常模式中。在這些低電流模式期間，在一些實施例中，控制器104以比標稱PWM信號更小的頻率生成PFM信號以便節(jié)約功率。在一個示例實施例中，系統(tǒng)100利用在VBAT處約5V與約40V之間的電壓進行操作，并在節(jié)點OUT處產生約4. 5V與5. 5V之間的輸出以生成約OmA與約600mA之間的輸出電流。在正常操作期間，PWM頻率處于約1.5 MHz與約3. O MHz之間。在一個實施例中，系統(tǒng)100的效率在約IOOmA與約600mA之間的輸出電流下大于約75%。在小輸出負載(例如 100 μ A)下,系統(tǒng)100所使用的靜態(tài)電流小于30μ Α。在備選實施例中，可以使用不同的輸入和輸出電壓電平、輸出電流、操作條件、效率和操作頻率范圍。圖Ib示意了與圖Ib中的電源系統(tǒng)100類似的實施例電源系統(tǒng)130，但將開關106 示作實現(xiàn)為PMOS器件132。在備選實施例中，還可以使用其他技術來實現(xiàn)開關106，其他技術包括但不限于JFET晶體管、NMOS晶體管或IGBT。在所示意的實施例中，通過將PMOS開關用于高側驅動器，節(jié)點處的驅動信號PWM不需要超過VBAT處的電壓以關斷開關或維持100% 占空比。在使用增強模式NMOS器件的實施例中，使用比VBAT高的電源電壓來接通NMOS器件以便將節(jié)點SW與節(jié)點VBAT處的電壓電勢耦合。此外，可能需要持續(xù)運行的電荷泵來維持高側驅動器中的NMOS器件的柵極驅動以便產生100%占空比信號。應當認識到，將NMOS 器件用作低側開關(未示出)的備選實施例，NMOS器件的驅動信號(S卩，PWM)不需要超過負電源電壓。在一些實施例(例如，其中VBAT的電壓超過IC 102的最大器件和擊穿額定值的實施例)中，做出規(guī)定以保護PMOS器件132免受損壞和擊穿。在一個實施例中，對橫跨PMOS 器件的最大Vgs進行限制以便不使器件應力過度。在其中最小化開關損耗的一些實施例中，利用快速信號來驅動PMOS器件132的柵極以便最小化開關損耗。圖2示意了在約12V的輸入電壓VBATJ^ 5V的輸出電壓、2. 2MHz的開關頻率以及小于15ns的接通和關斷時間的情況下進行操作的實施例系統(tǒng)的效率曲線圖。這些開關時間與其中針對約IOOmA與約600mA之間的輸出電流維持75%效率的實施例相對應。在備選實施例(例如，具有不同負載電流和不同效率需求的實施例)中，可以使用不同的開關時間。 曲線部分202表示針對其中控制器104輸出PFM信號的情況關于輸出電流的效率，而曲線部分204表示針對其中控制器104輸出PWM信號的情況關于輸出電流的效率。圖3示意了示出MOS器件在接通期間的開關行為的波形圖。曲線210表示MOS器件的柵-源電壓Ves,曲線214表不MOS器件的漏-源電壓Vds,而曲線216表不MOS器件的漏極電流ID。在時間段tl期間，MOS器件的柵極正在充電，但Ves保持低于MOS器件的閾值 VTH。因此，漏極電流Id是零或者保持在最小值。在時間段t2期間，當Ves超過閾值Vth時， 漏極電流Id開始增大。在時間段t3期間，當柵源電容被充電至Qes時，電壓Vds減小，并且對柵-漏電容進行放電。時間段t3還被稱作米勒平坦區(qū)(Miller Plateau)。一旦MOS晶體管已進入三極管區(qū)并且將柵-漏電容放電了電荷QeD，時間段t4就開始。陰影區(qū)218表示引發(fā)開關損耗的操作區(qū)，其出現(xiàn)在時間段t2和t3之間。這里，MOS 器件耗散約IdVds的開關功率損耗。就電源系統(tǒng)參數(shù)而言
Pswitch("^batIload)
(t2+t3) fswitch，其中Pswitoh是接通階段期間的開關損耗，Vbat是電壓轉換器的輸入電壓(蓄電池電壓)， IlMd是負載電流，t2+t3是引發(fā)開關損耗所在期間的時間段，而fswitdl是電源的開關頻率。應當注意，還在關斷階段期間引發(fā)開關損耗Pswitah。此外，引發(fā)傳導功率損耗，并且可以關于電源系統(tǒng)將傳導功率損耗表達為
Pcond ^ I IoadRDSonD,
其中P_d是傳導功率損耗，Rdsmi是MOS器件的導通電阻，而D是功率轉換器的占空比。 系統(tǒng)所引發(fā)的其他功率損耗還包括驅動器損耗，其為因驅動MOS器件的柵電容所耗費的功率，其可以被表示為
P=pVVf
1 driver ^gate—tot v GS v bat1 switch，
其中Pdi_是驅動器損耗，而Cgat6 t(rt是MOS器件的總柵電容。從以上功率耗散方程式可見，開關損耗與開關時間成比例。因此，在一些實施例中，將開關時間保持為短以便將開關損耗保持為低。例如，開關晶體管的柵極處的上升和下降時間小于約15 ns。在備選實施例中，根據(jù)特定實施例及其說明，可以使用其他開關時間。 在一個實施例中，利用從低側參考的電路執(zhí)行柵極充電。在一些實施例中，使用低側參考的電路避免了以下需要使用大自舉電容(cap)來供給被參考至除地以外的電源(例如，與高側MOS開關的源極耦合的電源)的高側驅動器。在這種實施例中，在高側中使用小的緩沖電容來供給不持久消耗DC電流的高側邏輯。在一個實施例中，可以將內部緩沖電容器保持在約25pF的范圍內。然而在備選實施例中，MOS柵極可以由移位電源驅動。在一個實施例中，將柵-源電壓Vffi的最大值控制為盡可能高而不對耦合在MOS器件的柵極和源極之間的內部齊納(Zener)保護二極管(未示出)施加應力。通過將Vffi保持為盡可能高，使Rdsmi更低，從而最小化傳導功率損耗。然而，如果對內部齊納保護二極管施加應力，則經(jīng)過二極管的反向電流可以導致更高的功率耗散。在不使用齊納保護二極管的一些實施例中，通過使用其他類型的保護電路(諸如箝位電路)或者通過使用其他裝置，將 MOS器件的柵-源電壓保持低于最大電壓，以便避免對器件的破壞和退化。在使用5. 2V齊納保護二極管的一個實施例中，將控制為在正常操作期間達到約5V的最終值。在備選實施例中，可以使用其他值。在一個實施例中，對MOS器件進行操作，以使得在關斷狀態(tài)期間在驅動器中不存在電流傳導以便進一步降低功率耗散。在一個實施例中，為了快速且準確地對MOS器件的柵極進行充電，在兩個階段中對MOS器件的柵極進行充電。第一階段是快速接通階段，其使開關晶體管的Vffi快速達到其最大值的約70%-80% (恰在米勒平坦區(qū)之上)。第二階段時更慢的接通階段，其中將驅動信號的斜率降低至第一階段值的約四分之一以更準確地逼近最終值。在一個實施例中，在第二階段期間使用反饋回路來將開關晶體管的柵極更準確地充電至其最終值。圖4示意了根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的電路300。電路300包括電平移位器302、 自引(boot)充電器304、VGS控制器306、VGS充電器308、開關晶體管310、更大電流源312 和小電流源314。在一個實施例中，電平移位器302將開關信息從低側域轉移至高側域，并且自舉充電器304對緩沖電容器進行充電以向電平移位器302供給為實現(xiàn)低側域與高側域的邏輯轉變所必需的功率。在一個實施例中，緩沖電容器(未示出)具有小電容，這是由于 CMOS數(shù)字門需要小電流。在一個實施例中，該小電容約為25pF，然而在備選實施例中，可以使用其他值。
電路300還包括Ves控制器306，監(jiān)視開關晶體管310的柵-源電壓的狀態(tài)；以及 Vgs充電器308，根據(jù)從Ves控制器接收到的信息來發(fā)起和終止第一接通階段。電流生成器 312和314在第一和第二接通階段期間對開關晶體管310的柵極進行充電。在一個實施例中，電流源312和314兩者均在第一接通階段期間對開關晶體管310的柵極進行充電，以使開關晶體管310的Ves達到其最大值的約70%-80%。在第二階段期間，大電流源312被禁用， 并且小電流源314將開關晶體管310的柵極充電至其最終值。在一個實施例中，小電流源 314的電流是組合電流源312和314的電流的約四分之一。在一個實施例中，電流源312和 314是使用DMOS晶體管來實現(xiàn)的。備選地，還可以使用其他晶體管類型，包括但不限于雙極 NMOS0在備選實施例中，可以使用其他電流比以及其他電流源開關方案。例如，在一個實施例中，可以利用與在第二階段期間使用的電流源不同的電流源來供給在第一階段期間的電流。在另外實施例中，可以針對這兩個階段使用單個可變電流源。在另外實施例中，可以使用本領域中已知的用于供給和開關電流的其他方法。在一個實施例中，電平移位器302、自引充電器304、VGS控制器306、VGS充電器 308、開關晶體管310、開關316和318以及電流源312和314包括在單個集成電路上。在備選實施例中，可以將這些塊分割在多個組件上。圖5示意了示出圖4的實施例的控制信號的操作的時序圖。當PWM信號在時間350 處變高時，啟用Ves充電器308，從而使信號Ctrl_small、Ctrl_big和PWM_HS在時間352處變?yōu)榛顒?active)。從時間350至時間352的延遲是由于電平移位器302中的延遲引起的。 信號PWM_HS激活Ves_充電器308以產生控制信號Ctrl_small和CTRL_big。信號PWM_HSB 是PWM_HS的反轉版本，并在開關晶體管變?yōu)榛顒又瓣P斷開關316以避免交叉?zhèn)鲗?。當開關晶體管310不活動時，開關316通過將開關晶體管310的棚極偏置為Vbat而將開關晶體管310保持為關斷。信號Ctrl_small和Ctrl_big經(jīng)由開關318和320來激活電流源312 和314。在備選實施例中，除了使用本領域中已知的方法來接通串聯(lián)開關以外，可以使用其他技術來激活電流源318和320。在時間352處，開關晶體管310的柵極開始充電，并且Ves以第一斜率快速增大直到時間354。在時間354處,控制信號Ctrl_big被取消斷言(de-assert)并關斷與電流源312耦合的開關318，從而使Ves以更低的斜率增大。在時間356處，控制信號Ctrl_ small被取消斷言從而關斷與電流源314耦合的開關320，并且控制信號Vgs_Ctrl被斷言 (assert)。在一個實施例中,對Vgs_ctrl的斷言指示充電階段完成。在一些實施例中,在時間354處開始，使用反饋回路來控制開關晶體管的柵極。在PWM信號變?yōu)槿∠麛嘌灾螅?PWM_HS和Vgs_ctrl在時間358處變低，從而使開關316對Ves進行放電。圖6示意了開關晶體管310的實施例關斷電路。在一個實施例中，通過經(jīng)由PMOS 器件374并利用NPN BJT器件370將開關晶體管310的柵極拉至Vbat來關斷開關晶體管 310。通過使用與PMOS 374并聯(lián)的NPN 370，可以快速地上拉開關晶體管310的柵極。耦合在節(jié)點Vbat與NPN 370的基極之間的電阻器372防止開關器件例如由于如下毛刺(glitch) 的虛假接通一般由于噪聲，在蓄電池線上或在PMOS開關的漏極處出現(xiàn)所述毛刺。在這些實施例中，可以在禁用驅動器的同時維持開關控制。在一些實施例中，這與被動上拉類似地操作。在一個實施例中，圖4中的開關316可以由PMOS器件374、電阻器372和BJT 370實現(xiàn)。備選地，可以使用其他開關架構。
圖7a示意了與晶體管310的接通階段相關的實施例電路700?？梢詫D7a的電路與圖6中所示的電路進行組合，以提供執(zhí)行晶體管310的接通和關斷的電路，電路700具有電平移位器402、自引充電器404、Vgs控制器406、Vgs充電器408、電流源晶體管Dl和D2 以及開關晶體管310。在一個實施例中，Ves控制器406具有電流比較器430、PM0S P2以及由電阻器422 和424制成的電阻分壓器。該電阻分壓器還有助于在關斷階段期間將晶體管310保持為關斷。充電器408具有PMOS P1、電流比較器428、鎖存器432、與門434和脈沖生成塊 436。在一個實施例中，一旦PWM信號到達高側邏輯域和電路并且禁用了關斷電路(參見圖
6)，PMOS Pl就傳導電流從而下拉開關晶體管310 PMOS的柵極以及PMOS P2的柵極，所述 PMOS P2也開始傳導電流。經(jīng)過晶體管Pl的電流由電流比較器428感測并且與在低側功率域中生成的參考電流進行比較。晶體管Pl還充當源極跟隨器，該源極跟隨器箝位開關晶體管310的柵電壓。在一個實施例中，當超過由PMOS器件P4以及電阻器Rl和R2產生的參考電流所設置的電流閾值時，設置鎖存器432并激活電流源晶體管Dl和D2，從而對開關晶體管310 的柵極進行充電。在備選實施例中，可以使用本領域中已知的其他電路和技術來產生參考電流。在一個實施例中，電流源晶體管Dl是比電流源晶體管D2傳導更多電流的大器件。 在一個實施例中，晶體管Dl和D2是由單位晶體管單元制成的DMOS器件。晶體管Dl由80 個單位晶體管單元制成，而晶體管D2由24個單位晶體管單元制成。在備選實施例中，根據(jù)應用及其需求，可以使用其他器件類型、其他數(shù)目的單位單元以及其他電流縮放方法。在由脈沖生成塊436確定的時間段之后，晶體管Dl關斷而晶體管D2保持傳導。在一個實施例中，比較器430將PMOS P2的漏極電流與在低側功率域中生成的參考電流進行比較。在一些實施例中，P2的電流變化的二次行為有助于創(chuàng)建電流比較器的快速過驅動并最終使控制器更快速。一旦已超過參考電流，就重置鎖存器432并關斷晶體管D2。應當認識到，圖7a 的Vgs充電器408中所示的邏輯結構是一個示例實施例。在備選實施例中，可以使用與圖 7a中所示的邏輯在功能上類似和/或在功能上等效的其他邏輯結構。圖7b示意了示出圖7a的接通階段電路以及關斷階段電路450的實施例驅動器電路示意圖。包括PMOS器件P2、NPN器件NI和上拉電阻器Rpu的關斷階段電路如在這里關于圖6所述的那樣進行操作。圖8不意了圖7a的脈沖生成塊436的不例實施例。脈沖生成塊具有開關450、晶體管454、柵電容器452、施密特(Schmidt)觸發(fā)器456和門458。在一個實施例中，脈沖生成塊436的結構與功率PMOS柵電容以及開關DMOS的跨導(gm)相匹配，從而允許快速充電階段的“開環(huán)控制”類型。例如，在一個實施例中，器件454和電容452具有與開關DMOS和功率PMOS柵電容類似的gm/c比。當輸入IN變高時，與門458的輸出變高并且電容器452 開始放電。當越過(cross)施密特觸發(fā)器456的閾值時，施密特觸發(fā)器456的輸出變低，從而使與門458的輸出變低。在一個實施例中，脈沖生成塊436的脈沖持續(xù)時間由RC時間常數(shù)確定，其中R等于晶體管454的1/gm而C是MOS柵電容器452的電容。當輸入IN變低時，開關450非常快速地將電容器452充電至邏輯電源電壓460。在備選實施例中，可以使用邏輯上等效的結構和/或本領域中已知的其他電路和方法來實現(xiàn)脈沖生成塊436。圖9示意了自舉充電器304的實施例實現(xiàn)方式。在一個實施例中，自舉充電器304電路創(chuàng)建被參考至蓄電池線的電源域以由電平移位器的邏輯使用并且提供控制信號以關斷驅動器電路。在一個實施例中，自舉充電器具有門508、510和516、脈沖生成電路512和 514以及NMOS開關晶體管518。自舉充電器304的輸出用于泵送(pump)低于節(jié)點IN的節(jié)點520。在所示意的實施例中，將節(jié)點520泵送至低于節(jié)點IN的二極管506的一個齊納電壓。泵送的電荷由電容器504存儲并用于向高側驅動器502供電。在圖9所示意的實施例的一個版本中，不存在在開關晶體管310 (圖4)的關斷階段期間對電容器504進行放電的電阻器，因此自舉電容器504僅通過漏電進行放電。在備選實施例中，可以使用本領域中已知的其他電路和方法來實現(xiàn)自舉充電器304。圖10示意了其中實現(xiàn)PWM模式和PFM模式兩者的實施例自舉充電器304的操作的波形圖。在一個實施例中，自舉充電器304在PWM模式中在PWM時鐘的每個上升沿處、在 PFM模式中在輔助低頻時鐘的每個上升沿處、以及在PWM和PFM模式兩者中在PWM時鐘的每次關斷或下降沿處激活。圖11示意了被配置為維持100%占空比的實施例驅動器電路。圖11與圖7a的實施例類似，其中添加了與門490和輸入信號CKPWM del，其為生成PWM信號的上升沿的參考時鐘的延遲版本。圖12示意了示出100%占空比的操作的波形圖。信號CKpiw del周期性地觸發(fā)電流源晶體管Dl和D2以確保開關晶體管310的柵極在100%占空比期間保持充電。信號CKpwm del相對于CKpwm被延遲以便避免與接通階段的交叉?zhèn)鲗Аffi監(jiān)視電路保持激活，以每當達到預定最大柵-源電壓時停止對開關晶體管310的柵極的充電。在一個實施例中， 將該電壓設置為約5V，然而在備選實施例中，可以使用其他目標電壓。在一個實施例中，為了進一步降低驅動器電路的功耗，在PFM模式中，電平移位器 401和404在PFM模式期間保持活動，其余電路(諸如電流比較器428和430、電流源晶體管 Dl和D2以及晶體管Pl和P2)保持關斷并且在PWM信號的邊沿之前周期性地激活。本發(fā)明的實施例的優(yōu)勢包括以下能力除非常小的緩沖電容外，在不使用自舉電容的情況下對開關晶體管的柵極進行充電，以有助于邏輯電路維持其邏輯狀態(tài)。從系統(tǒng)的觀點來看，在集成的解決方案中，消除外部自舉電容器節(jié)約了電容器的組件成本并允許在實現(xiàn)電源設計時使用更少電路板面積。從集成電路的觀點來看，需要少一個引腳來實現(xiàn)電源驅動器集成電路。使用少一個引腳由于使用更小封裝的潛在能力而導致成本節(jié)約，并且由于需要測試更少引腳而導致測試的成本節(jié)約。將充電階段分為兩個子階段的實施例的優(yōu)勢包括降低的反饋回路速度需求以及在回路的控制動作中動態(tài)誤差的減弱影響。實施例的另外優(yōu)勢包括以下能力非?？焖偾曳浅蚀_地對開關的柵極進行充電。在一些實施例中，這消除了對特殊設計的高帶寬反饋電路的需要，這可以允許以不昂貴且更低速度技術的驅動器實現(xiàn)。其他優(yōu)勢包括引腳失效模式與影響(FMEA)分析方面的更小風險。盡管參照示意性實施例描述了本發(fā)明，但是該描述并不意在在限制的意義上解釋。對于本領域技術人員來說，在參照該描述后將顯而易見示意性實施例的各種修改和組合以及本發(fā)明的其他實施例。因此，所附權利要求意在涵蓋任何這種修改或實施例。
權利要求
1.一種驅動開關晶體管的方法，所述方法包括激活所述開關晶體管，激活包括在第一持續(xù)時間內以第一充電率對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行充電；在以所述第一充電率對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行充電之后，以第二充電率對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行充電，直到所述開關晶體管的控制節(jié)點達到目標信號電平為止，其中所述第二充電率小于所述第一充電率。
2.根據(jù)權利要求I所述的方法，其中以第一充電率對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行充電在所述開關晶體管的米勒平坦區(qū)時段期間進行。
3.根據(jù)權利要求I所述的方法，其中所述第一持續(xù)時間是預定持續(xù)時間。
4.根據(jù)權利要求I所述的方法，還包括對所述開關晶體管進行去激活，去激活包括對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行放電。
5.根據(jù)權利要求I所述的方法，還包括測量所述開關晶體管的控制節(jié)點處的電壓；以及基于所述測量來確定所述控制節(jié)點是否已達到所述目標信號電平。
6.根據(jù)權利要求5所述的方法，其中測量所述開關晶體管的控制節(jié)點處的電壓包括將所述開關晶體管的控制節(jié)點處的電壓轉換為第一電流；以及確定所述控制節(jié)點是否已達到所述目標信號電平包括將所述第一電流與參考電流進行比較。
7.根據(jù)權利要求I所述的方法，其中以第一充電率對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行充電包括利用第一充電電流來對所述控制節(jié)點進行充電；以及以第二充電率對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行充電包括利用第二充電電流來對所述控制節(jié)點進行充電，所述第二充電電流小于所述第一充電電流。
8.根據(jù)權利要求I所述的方法，其中激活所述開關晶體管包括激活高側驅動器的PMOS 晶體管。
9.根據(jù)權利要求I所述的方法，還包括利用脈沖寬度調制信號來驅動所述開關晶體管。
10.根據(jù)權利要求9所述的方法，其中利用脈沖寬度調制信號來驅動所述開關晶體管包括當所述脈沖寬度調制信號的占空比是100%或0%時，周期性地激活所述開關晶體管。
11.一種集成電路，包括開關晶體管；可變速率充電電路，被配置為與所述開關晶體管的控制節(jié)點耦合，所述可變速率充電電路被配置為通過以下操作激活所述開關晶體管首先以第一充電率對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行充電，然后以第二充電率對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行充電，所述第二充電率小于所述第一充電率；以及控制器電路，與所述可變速率充電電路耦合并被配置為與所述開關晶體管的控制節(jié)點耦合，所述控制器電路被配置為測量所述開關晶體管的控制節(jié)點處的信號，確定所述開關晶體管的控制節(jié)點處的信號是否已達到預定信號電平，以及當所述開關晶體管的控制節(jié)點已達到所述預定信號電平時，發(fā)信號通知所述可變速率充電電路以停止對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行充電。
12.根據(jù)權利要求11所述的集成電路，還包括放電電路，被配置為對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行放電。
13.根據(jù)權利要求11所述的集成電路，其中所述可變速率充電電路包括可變電流源，被配置為在以所述第一充電率對所述控制節(jié)點進行充電時輸出第一電流并且在以所述第二充電率對所述控制節(jié)點進行充電時輸出第二電流，其中所述第一電流大于所述第二電流。
14.根據(jù)權利要求13所述的集成電路，其中所述可變電流源包括多個電流源。
15.根據(jù)權利要求13所述的集成電路，還其中所述可變速率充電電路包括與所述可變電流源耦合的定時器電路，其中定時器使所述可變速率充電電路在預定時間段內輸出所述第一電流。
16.根據(jù)權利要求11所述的集成電路，其中開關驅動器被配置為驅動高側PMOS開關晶體管，并且其中所述開關晶體管的控制節(jié)點包括PMOS開關晶體管的柵極。
17.一種用于驅動聞側開關晶體管的電路，所述電路包括輸入節(jié)點，用于接收激活信號；輸出節(jié)點，被配置為與開關晶體管的柵極耦合；可變電流源，與所述輸出節(jié)點耦合，所述可變電流源被配置為輸出第一電流和第二電流，所述第一電流大于所述第二電流；測量電路，與所述輸出節(jié)點耦合，所述測量電路測量所述輸出節(jié)點處的電壓；控制電路，與所述測量電路耦合，所述控制電路被配置為使所述可變電流源在斷言所述激活信號時的第一時間段內輸出所述第一電流， 使所述可變電流源在所述第一時間段已到期之后停止輸出所述第一電流并且然后輸出所述第二電流，使所述可變電流源在所述測量電路確定所述控制節(jié)點已達到目標電壓之后停止輸出所述第二電流。
18.根據(jù)權利要求17所述的電路，其中所述控制電路還被配置為使所述可變電流源在激活電路被取消斷言時停止輸出電流。
19.根據(jù)權利要求17所述的電路，其中所述可變電流源包括第一電流源和第二電流源；所述控制電路包括脈沖電路，包括與所述第一電流源的控制端子耦合的輸出，所述脈沖電路被配置為輸出固定持續(xù)時間的脈沖，鎖存器，包括與所述脈沖電路的輸入和所述第二電流源的控制端子耦合的輸出，與所述激活信號耦合的設置輸入，以及與所述測量電路的輸出耦合的重置輸入。
20.根據(jù)權利要求17所述的電路，還包括所述高側開關晶體管。
21.根據(jù)權利要求20所述的電路，其中所述可變電流源、所述測量電路、所述控制電路和所述高側開關晶體管布置在相同集成電路上。
22.根據(jù)權利要求17所述的電路，還包括電平移位器，耦合在所述輸入節(jié)點與所述控制電路之間。
23.—種開關式電源,包括高側驅動器，與高側開關晶體管耦合，其中所述高側驅動器被配置為在第一持續(xù)時間內以第一充電率對所述高側開關晶體管的柵極進行充電，然后以第二充電率對所述高側開關晶體管的柵極進行充電，直到所述高側開關晶體管的控制節(jié)點達到目標信號電平為止， 其中所述第一充電率比所述第二充電率快。
24.根據(jù)權利要求23所述的開關式電源，還包括電感器，與所述高側開關晶體管的漏極率禹合。
25.根據(jù)權利要求23所述的開關式電源，其中所述高側開關晶體管包括PMOS器件。
全文摘要
本發(fā)明涉及用于驅動開關晶體管的系統(tǒng)和方法。在一個實施例中，一種驅動開關晶體管的方法包括通過在第一持續(xù)時間內以第一充電率對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行充電，激活所述開關晶體管。在以所述第一充電率對所述開關晶體管的控制節(jié)點進行充電之后，以第二充電率對所述開關晶體管的控制節(jié)點進一步充電，直到所述開關晶體管的控制節(jié)點達到目標信號電平為止，其中所述第二充電率小于所述第一充電率。
文檔編號H02M1/08GK102594100SQ201210009549
公開日2012年7月18日 申請日期2012年1月13日 優(yōu)先權日2011年1月14日
發(fā)明者A.維基亞托, C.加博薩, E.奧里蒂, M.弗萊巴尼 申請人:英飛凌科技奧地利有限公司